Проектирование блоков систем связи на основе кремниевых технологий

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

65

Монография

Проектирование СФ блоков систем связи на основе кремниевых технологий

оглавление

Предисловие

Введение

Глава 1. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей на КМОП транзисторах

1.1 Особенности применения КМОП транзисторов в аналоговых микросхемах

1.2 Методы повышения коэффициента усиления в КМОП каскадах с динамической нагрузкой

1.3 Дифференциальные каскады с повышенным коэффициентом усиления

1.4 Расширение диапазона рабочих частот в КМОП каскадах

1.5 Высокочастотная коррекция КМОП усилителей

1.6 Прецизионные широкодиапазонные КМОП ОУ

1.7 Микромощные БиКМОП СВЧ ОУ

Выводы

Глава 2. Усилители тока ВЧ и СВЧ диапазонов

2.1 Широкополосные усилители Гильберта с малым напряжением питания

2.2 Усилители Гильберта с параллельным каналом преобразования сигнала

2.3 Модифицированный усилитель тока Гильберта

2.4 Методы построения СВЧ усилителей на базе токовых зеркал

2.4.1 Усилитель переменного тока с противофазными токовыми выходами

2.4.2 Методы каскадирования усилителей тока

Выводы

Глава 3. Опыт разработки СФ блоков СВЧ диапазона на основе кремниевых технологий

3.1 СВЧ СФ блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей

3.2 Малошумящие усилители L и S диапазона частот

3.3 Интегральные LC генераторы, управляемые напряжением

3.4 СВЧ монолитная интегральная схема усилителя мощности

3.5 Особенности разработки ИМС широкополосных делителей частоты

3.6 Активные смесители L диапазона частот

3.7 Кремниевые СВЧ смесители на основе диодов Шоттки в монолитном и гибридном исполнении

3.8 СВЧ параметры стандартных отечественных металлокерамических корпусов для поверхностного монтажа

Выводы

Глава 4. СФ блоки смешанных систем на кристалле

4.1 Прецизионные ограничители спектра

4.2 Аналоговые интерфейсы в КМОП базисе

4.3 Импульсно-потенциальные АЦП

Выводы

Заключение

Библиографический список

ПРЕДИСЛОВИЕ

Монография посвящена анализу основных тенденций развития архитектуры и схемотехники СФ блоков систем связи и телекоммуникаций, реализуемых на основе кремниевых технологий, в т.ч. SGB25VD, внедряемой на российских предприятиях.

В главе 1 проведён сравнительный анализ предельных динамических параметров широкополосных усилителей на КМОП транзисторах.

В главе 2 исследуются основные модификации СВЧ усилителей тока Гильберта, работающих при малых напряжениях питания.

В главе 3 обобщается опыт разработки СФ блоков СВЧ диапазона на основе кремниевых технологий, приводятся результаты исследования полностью дифференциальных операционных усилителей, малошумящих усилителей L и S диапазонов частот, интегральных управляемых LC генераторов, СВЧ усилителей мощности, смесителей сигналов, а также сведения об СВЧ параметрах стандартных отечественных металлокерамических корпусов.

В главе 4 рассмотрены СФ блоки прецизионных ограничителей спект-ра, аналоговых интерфейсов в КМОП базисе, импульсно-потенциальных аналого-цифровых преобразователей.

Монография подготовлена: Н.Н. Прокопенко (ЮРГУЭС) (гл. 1, 2, раздел 3.1); С.Г. Крутчинским (ТТИ ЮФУ) (гл. 1, 2, 4); А.С. Будяковым (ФГУП «НПП “Пульсар”») (гл. 3); Е.М. Савченко (ФГУП «НПП “Пульсар”») (гл. 3).

При написании монографии использовались результаты компьютерного моделирования конкретных схем, полученные П.С. Будяковым (гл. 2), Г.А. Свизевым, Е.А. Жебруном, А.В.Золотаревым, С.А. Грипинским (гл. 1, 4).

ВВЕДЕНИЕ

Создание смешанных систем на кристалле или корпусе для современной аппаратуры связи требует разработки полного комплекта сложно-функциональных (СФ) блоков для технологий, ориентированных на аналоговую и цифровую электронику. Наиболее перспективной для этих задач является кремний-германиевая (SiGe) технология, обеспечивающая наряду с цифровыми КМОП опциями реализацию КМОП и СВЧ транзисторов с гетеропереходом. Возникающие при её применении проблемы схемотехнического характера обусловлены в первую очередь либо отсутствием комплементарных (n-p-n, p-n-p) транзисторов, либо недостаточно высокими качественными показателями p-n-p транзисторов.

Выработка рекомендаций инженерного характера по использованию этого БиКМОП базиса связана не только с сопоставлением ставших уже традиционными схемотехнических решений отдельных узлов, устройств и СФ блоков, но и с исследованиями, направленными на разработку новых методов и инженерных методик оптимального схемотехнического проектирования, учитывающими оговорённые технологические факторы. Учитывая широкую номенклатуру функциональных устройств систем связи, к таким исследованиям в первую очередь необходимо отнести следующее.

Во-первых, повышение интегральных качественных показателей широкого класса линейных КМОП устройств, приближение их характеристик к функциональным аналогам на биполярных транзисторах существенно повлияет на возможность системной интеграции собственно СнК и расширит номенклатуру соответствующих СФ блоков. Новые структуры КМОП узлов позволяют существенно дополнить и развить схемотехнику СФ блоков в БиКМОП базисе и уже поэтому расширить область практического применения наиболее дешёвого техпроцесса SGB25VD без p-n-p SiGe транзисторов.

Во-вторых, необходимо более глубокое исследование схемотехнических возможностей традиционных комплементарных структур СВЧ операционных преобразователей и классических усилителей, направленных на уменьшение требований к напряжению питания, потребляемому току, создание новых, в частности парафазных, схем, повышающих помехозащищённость смешанных СнК. Такие результаты непосредственно влияют не только на схемотехнику СВЧ СФ блоков, но и увеличивают предельный уровень интеграции микроэлектронных систем средств радиосвязи.

Наконец, и это самое главное, указанные исследования должны завершаться разработкой инженерных методик и рекомендаций, связанных с общей проблемой интеграции новых схемотехнических принципов при проектировании конкретных устройств и СФ блоков для смешанных микроэлектронных систем различного функционального назначения. Именно эти вопросы затрагиваются в третьей и четвёртой главах настоящей монографии, где, в частности, показано, что новые схемотехнические подходы, изложенные в первой и второй главах, не только не являются противоречивыми, но и позволяют генерировать новые архитектуры этих блоков.

При создании этой монографии авторами использованы многие результаты, полученные совместно с их молодыми коллегами. Соответствующие публикации цитируются в списке использованной литературы, значительная их часть выходит в сборнике материалов научно-практи-ческой конференции «Актуальные проблемы аналоговой микросхемотехники» (2011 г.). Практически всё моделирование принципиальных схем как узлов и устройств, так и СФ блоков выполнено аспирантами и магистрантами Г.А. Свизевым, Е.А. Жебруном, А.В. Золотаревым, С.А. Грипинским, А.И. Серебряковым, П.С. Будяковым, С.С. Беличем, И.В. Пахомовым и др.

ГЛАВА 1. АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НА КМОП ТРАНЗИСТОРАХ

1.1 Особенности применения КМОП транзисторов в аналоговых микросхемах

Применение КМОП транзисторов в аналоговой микросхемотехнике как альтернатива биполярным структурам при любых технологических нормах существенно уменьшает достижимый диапазон рабочих частот, а в ряде случаев - и динамический диапазон проектируемых схем [1]. Однако стремление реализовать смешанные микроэлектронные системы как системы на кристалле (СнК) является мощным стимулом для развития аналоговой микросхемотехники на КМОП транзисторах. В этом отношении базовыми узлами СФ блоков аналого-цифрового тракта преобразования являются инструментальные усилители, компараторы, фильтры, драйверы, реализуемые на базе операционных усилителей (ОУ). Именно качественные показатели ОУ, и в первую очередь коэффициент усиления и граничные частоты, определяют качество усилителей и, следовательно, метрологические характеристики аналого-цифровых СФ блоков. Несмотря на усилия многих специалистов (анализ выполнен в [2]), эти исследования только начинаются. Для обеспечения высокого коэффициента усиления ОУ в этом случае используются многокаскадные структуры, что в силу целого ряда известных причин значительно ухудшает качественные показатели СФ блоков. Подтверждением является отсутствие предельных оценок по достижимым уровням коэффициента передачи синфазного напряжения, дифференциального коэффициента усиления, их граничных частот, минимально возможной потребляемой мощности и т.п.

При использовании в усилительных каскадах полевых транзисторов с изолированным затвором влияние их внутреннего сопротивления (сопротивления участка цепи сток-исток) (рис. 1.1) на достижимый коэффициент передачи определяется следующим соотношением:

, (1.1)

где S - крутизна входного транзистора; ; ; - проводимости участков цепи сток-исток основного (V1) и дополнительного (V2) транзисторов и нагрузки каскада (рис. 1.1).

Рис. 1.1. Простейший каскад с динамической нагрузкой

Именно поэтому уменьшение при ужесточении технологических норм производства КМОП транзисторов ограничивает предельное значение коэффициента усиления каскадов. На рис. 1.2 приведены режимные зависимости малосигнальных параметров таких транзисторов для технологического процесса SGB25VD [3] для энергоэкономичного случая.

Рис. 1.2. Режимные зависимости малосигнальных параметров КМОП транзисторов для техпроцесса SGB25VD

Как видно из рис. 1.2, увеличение потребляемого тока не приводит к увеличению коэффициента усиления каскада. Так, изменение тока от 50 мкА до 200 мкА сохраняет коэффициент усиления каскада на уровне 15 единиц. Отметим, что при аналогичных условиях использования в качестве V1 биполярного транзистора обеспечивает трёхкратное увеличение этого параметра за счёт более высокой крутизны усиления. Кроме этого, достижимое значение коэффициента усиления непосредственно определяется током его эмиттерного перехода. Именно поэтому для обеспечения практической конкурентоспособности КМОП схем необходим поиск новых схемотехнических способов повышения коэффициента усиления каскадов с динамической нагрузкой.

Вторая проблема, возникающая при построении КМОП усилителей, связана с их низкой конкурентоспособностью по достижимому диапазону рабочих частот. С точки зрения инженерной практики, в настоящее время целесообразно ориентироваться на их приближение по этому интегральному показателю к соответствующим биполярным структурам. При этом необходимо учитывать, что в любом случае аналоговые устройства должны обеспечивать необходимый динамический диапазон.

В работе [4] показано, что ужесточение технологических норм менее 0.35 мкм приводит к резкому ухудшению ВАХ транзисторов любых типов. В этом отношении определённым компромиссом является технологический процесс SGB25VD, в рамках которого наряду с КМОП транзисторами реализуются СВЧ n-p-n транзисторы с гетеропереходом.

Следует отметить, что в рамках указанной технологии частота единичного усиления биполярного SiGe транзистора определяется выражением [3]:

, (1.2)

аналогично для МОП транзистора:

, (1.3)

где - время, необходимое для пролёта носителей заряда от истока к стоку; - времена пролёта носителей заряда через области базы, коллектора, эмиттера соответственно. Отметим, что при умеренных токах коллектора, частота единичного усиления SiGe ГБТ находится из упрощённого выражения:

, (1.4)

т.е. определяется чисто временной задержкой, тогда как частота единичного усиления субмикронных полевых транзисторов определяется главным образом паразитными ёмкостями C_зи и С_зс.

Именно поэтому n-p-n транзистор в структуре некоторых ОУ выполняет основные функции преобразования сигнала. На рис. 1.3 и 1.4 приведены режимные зависимости этого интегрального качественного показателя для СВЧ биполярного транзистора и полевого транзистора. Анализ приведённых характеристик показывает, что без специальных мер схемотехнического характера частотный диапазон КМОП каскадов будет отличаться в десятки раз от их биполярных аналогов при одинаковых токах потребления.



Таким образом, создание широкополосных усилителей и других операционных преобразователей на базе КМОП транзисторов и возможность их интеграции в устройства и СФ блоки смешанных микроэлектронных систем требует разработки новых схемотехнических принципов, направленных на увеличение результирующего коэффициента усиления и диапазона рабочих частот. С практической точки зрения оказывается достаточным приближение указанных параметров КМОП схем к аналогичным качественным показателям схем на биполярных транзисторах в рамках идентичных технологических норм их производства.

1.2 Методы повышения коэффициента усиления в КМОП каскадах с динамической нагрузкой

Как следует из соотношения (1.1), увеличение коэффициента усиления КМОП каскада с динамической нагрузкой возможно за счёт уменьшения влияния проводимости сток-исток не только основного, но и дополнительного транзисторов. Для решения аналогичной задачи в схемах с биполярными транзисторами в [5] предложен, а в [6] развит метод собственной компенсации влияния проходных паразитных проводимостей определённого участка цепи. Этот метод базируется на введении в схему каскада дополнительных (компенсирующих) контуров обратной связи, действие которых распространяется только на этот паразитный параметр и уменьшает или минимизирует определённую параметрическую чувствительность. В настоящем подразделе рассматривается применение этого метода для решения поставленной задачи и, следовательно, его развитие с учётом особенностей КМОП схем.

Характер физических процессов в КМОП транзисторах показывает, что численное значение не влияет на управляющее напряжение, поэтому при отсутствии сопротивлений в цепи истока прямое применение контуров собственной компенсации невозможно (проходная проводимость затвор-сток имеет только ёмкостный характер). Именно поэтому для организации контура собственной компенсации в цепи истока необходимо использовать конечное сопротивление . В общем случае цепь компенсирующей обратной связи связывает дифференциальный вход транзистора с его неинвертирующим входом. Для полевого транзистора это показано на рис. 1.5а. Учитывая, что напряжение на затворе от не зависит, контур компенсирующей обратной связи связывает только исток и сток полевого транзистора, что в конечном итоге приводит к проблеме стабилизации режима его работы. Функциональным эквивалентом такой цепи (с точностью до знака) является связь истока транзистора (датчик ) с его затвором (рис. 1.5б), когда инвертирующий усилитель напряжения изменяет напряжение затвор-исток и, следовательно, компенсирует изменение тока в цепи стока, вызванное влиянием . Таким образом, структурная неоднозначность цепей собственной компенсации дифференциальных сопротивлений КМОП транзисторов требует детального сопоставительного анализа их вариантов по критерию максимизации коэффициента усиления каскада и его граничной частоты.



Указанные выше преобразования приводят к структуре каскада с динамической нагрузкой, показанной на рис. 1.6а.

Здесь

, (1.5)

где - крутизна входного для источника сигнала транзистора.

Настоящее соотношение показывает, что инвертирующие усилители К_п1 и К_п2 обеспечивают уменьшение влияния и на достижимый коэффициент усиления в соответствии с принципом собственной компенсации. Однако даже при отсутствии указанных усилителей () влияние и ослабляется за счёт конечных значений и . Действительно, эти резисторы, являющиеся датчиками влияния транзисторов V1 и V2, образуют контуры обратных связей в каждом плече каскада, направленные на увеличение их выходного сопротивления. Таким образом, достаточно формальная замена этих сопротивлений на транзисторы с аналогичным типом проводимости позволяет получить простейшую схему «двойного каскода» (рис. 1.6б).

Тогда при условии получим:

(1.6)

и при идентичности транзисторных пар V1, V3; V2, V4 получим ослабление действия их внутреннего сопротивления на величину статического коэффициента усиления () транзисторов их «каскодных пар». Именно это и уменьшает эквивалентную проводимость нагрузки усилительного каскада:

(1.7)

и, следовательно, повышает достижимый коэффициент усиления каскада. При этом в соответствии с принципом собственной компенсации [4] парциальные параметрические чувствительности уменьшаются на величину статического коэффициента усиления однотипного транзистора:

;;(1.8)

;;. (1.9)

Дальнейшее уменьшение этих чувствительностей и увеличение коэффициента усиления возможно применением дополнительных цепей обратной связи (рис. 1.6а), когда , .

В этом случае

,(1.10)

,(1.11)

,(1.12)

,(1.13)

, , (1.14)

где , .

Приведённые соотношения показывают, что уменьшение парциальных параметрических чувствительностей связано с увеличением сопротивлений в цепях истока V1 и V2, что достигается применением дополнительных однотипных транзисторов V2 и V4 (рис. 1.7). Именно эти транзисторы обеспечивают реализацию «двойного» (симметричного) каскода в каскаде с динамической нагрузкой. Указанные транзисторы обеспечивают реализацию усиленных неравенств:

; , (1.15)

поэтому коэффициент усиления каскада во многом определяется статическим коэффициентом усиления введённых транзисторов:

. (1.16)

Эти же условия позволяют минимизировать и параметрические чувствительности

,(1.17)

.(1.18)

Таким образом, предельное (максимальное) значение коэффициента усиления каскада с динамической нагрузкой определяется не уровнем его нестабильности, а возможностью схемотехнической реализации усилителей напряжения цепи обратной связи и :

, (1.19)

где индекс j соответствует номеру полевого транзистора, затвор которого является нагрузкой i-го масштабного усилителя.

С практической точки зрения равенство вкладов малосигнальных параметров КМОП транзисторов является достаточным условием общего параметрического компромисса.

Действие рассматриваемых цепей компенсации обратных связей распространяется и на ёмкостные составляющие участка цепи сток-исток полевых транзисторов. Действительно, как следует из [4], передаточная функция каскада с динамической нагрузкой имеет следующий вид:

, (1.20)

где - постоянная времени каскада в обрасти высоких частот; - некоторый коэффициент, определяемый прочими (недоминирующими) факторами.

Для простейшего каскада без цепей собственной компенсации (рис. 1.1):

; , (1.21)

где - выходная ёмкость i-го транзистора.

В случае применения цепей собственной компенсации (рис. 1.7):

,(1.22)

(1.23)

Для схемы (рис. 1.6б) в соотношениях (1.22), (1.23) необходимо принять .

Таким образом, влияние выходных ёмкостей полевых транзисторов в каскаде с динамической нагрузкой многократно (на величину статического коэффициента усиления транзистора) ослабляется. Однако, как видно из соотношений (1.21) и (1.23), это приводит к увеличению порядка передаточной функции, и старший коэффициент её характеристического уравнения может уменьшаться только в случае применения дополнительных усилений и (рис. 1.7).

Рис. 1.7. Дополнительные цепи компенсации в «двойном каскоде»

Указанный фактор определяет эффективность настоящего вида собственной компенсации. Это объясняется влиянием частотных свойств вводимых усилителей напряжения:

, (1.24)

где - эквивалентная ёмкость и крутизна дополнительных компенсирующих усилителей.

В этом случае эквивалентная постоянная времени усилительного каскада (рис. 1.7) определяется из следующего соотношения:

, (1.25)

где K - реализуемый каскадом коэффициент усиления; - статический коэффициент усиления j-го транзистора.

Сравнение структуры соотношения (1.25) со структурой постоянной времени обычного каскада на КМОП транзисторах показывает, что влияние частотных свойств дополнительных компенсирующих усилителей ослабляется статическими коэффициентами транзисторов каскодных пар. Так, для технологического процесса SGB25VD (рис. 1.2) эта величина и, следовательно, конечная эффективность составляет 10² раз.

Как было показано выше, применение цепей собственной компенсации не только увеличивает коэффициент усиления каскадов, но и уменьшает влияние выходных ёмкостей КМОП транзисторов. В этой связи для сравнения различных каскадов целесообразно использовать два показателя качества схемотехнических решений:

, (1.26)

, (1.27)

где - потребляемый каскадом ток (реализация цепей затворных напряжений исключается); - напряжение симметричного источника питания.

В общем случае приведённые интегральные параметры показывают эффективность использования энергетических ресурсов для достижения сформулированной в работе цели. Соотношения (1.7), (1.16); (1.22), (1.25) показывают: различные степени влияния и на качественные показатели каскадов с динамической нагрузкой будут приводить к различным показателям качества, а применение дополнительных компенсирующих усилителей - к увеличению потребляемого тока.

На рис. 1.8 показана исходная схема каскада с простейшей динамической нагрузкой, которая в дальнейшем будет использована для оценки качества предложенных схемотехнических решений.

Рис. 1.8. Принципиальная схема простейшего каскада с динамической нагрузкой

Принципиальные схемы двойного каскода и каскада с дополнительными компенсирующими усилителями приведены на рис. 1.9 и 1.10. Здесь источник тока и КМОП транзисторы в диодном включении обеспечивают согласование режимов работы основных (n-МОП) и дополнительных (p-МОП) транзисторов.

Результаты моделирования схем в среде Cadence Virtuoso с использованием компонентов техпроцесса SGB25VD приведены в таблице 1.1 и показаны на рис. 1.11 и 1.12.

Таблица 1.1 Результаты моделирования принципиальных схем в среде Cadence Virtuoso

Параметр схема	, мкА	, дБ	, MГц	, ГГц	, МГц/мкА	, 1/мкВт	, мВ	, мВ	, В	, В
схема рис. № 8	30	25,1	33,35	0,601	20	0,15	108,4	-104	1,847	-1,537
схема рис. № 8	200	25,97	180,3	3,43	17		102	-74,8	1,75	-1,35
схема рис. № 9	30	53,67	3,829	1,832	60	2	6,5	-8,6	2,945	-2,921
схема рис. № 9	200	50,0	24,46	7,729	38		10,4	-3	2,685	-2,705
схема рис. № 10	30	77	0,635	4,5	50	10	0,48	-0,37	3,4	-3,4
схема рис. №10	200	80	2,22	22,2	36		0,26	-0,57	3,14	-3,26
схема рис. № 14	30	76,386	0,661	4,355	72	20	0,124	-1,05	3,4	-3,4



Как видно из таблицы, применение простейших (рис. 1.11) цепей собственной компенсации позволяет практически в 25 раз увеличить коэффициент усиления схемы и в 2,5-3 раза - частоту единичного усиления (). Каскодные нагрузки основного и дополнительного транзисторов увеличивают остаточное напряжение схемы и, как видно из анализа максимальных выходных напряжений (,), уменьшают эффективность использования . Однако интегральный показатель , характеризующий схемотехническую эффективность решения поставленной задачи, увеличивается более чем на порядок. Уменьшение влияния выходных ёмкостей V1 - V4 на диапазон рабочих частот (соотношения (1.22), (1.25)) позволяет увеличить при неизменном токе стока и показателе качества .

Для дальнейшего повышения коэффициента усиления, как было показано ранее, в структуре двойного каскода необходимо использовать два дополнительных компенсирующих усилителя (рис. 1.12), которые реализованы на базе каскадов с общим истоком (V6, V11) с каскодными динамическими нагрузками (V12, V14; V5, V13). В этом случае, как видно из рис. 1.11 и табл. 1.1, коэффициент усиления увеличивается практически в 40 раз, а показатель качества - в 5 раз. Действительно, в настоящей схеме:

, (1.28)

поэтому, как это следует из соотношения (1.16), коэффициент усиления каскада максимизируется:

. (1.29)

Уменьшение влияния выходных ёмкостей увеличивает и частоту единичного усиления каскада, однако трёхкратное увеличение потребляемого тока уменьшает интегральный показатель . Этот вывод следует из соотношений (1.22), (1.23). В практическом отношении можно считать, что влияние проходных ёмкостей КМОП транзисторов двойного каскода уменьшается в раз.

Следует отдельно отметить, что повышение глубины отрицательной обратной связи в настоящей схеме, как видно из табл. 1.1, увеличивает и максимальные выходные напряжения ,.

Изменение структуры каскада с динамической нагрузкой создаёт дополнительные параметрические степени свободы, связанные с возможностью увеличения диапазона рабочих частот за счёт увеличения потребляемого тока. Однако, как видно из рис. 1.2, характер режимной зависимости малосигнальных параметров КМОП транзисторов и, следовательно, как следует из соотношений (1.6), (1.16), изменение численного значения коэффициентов усиления приводит в конечном итоге к определённым параметрическим ограничениям. На рис. 1.13 показаны зависимости каскадов рис. 1.9 и 1.10 от тока стока в диапазоне целесообразных (экономичных) его значений.



Рис. 1.13. Зависимость частоты единичного усиления от режима работы КМОП транзисторов

В этом отношении схема каскада с дополнительными компенсирующими каскадами (рис. 1.10) имеет определённые преимущества.

Как отмечалось выше, применение компенсирующих каскадов с динамической нагрузкой приводит к трёхкратному увеличению потребляемого тока и снижению потенциальных показателей и . При необходимости эти показатели можно улучшить исключением сложной динамической нагрузки в компенсирующих каскадах V6, V11. На рис. 1.14 показано решение этой задачи для . Результаты моделирования схемы приведены в табл. 1.1, показывающей, что при практически идентичных значениях основных параметров каскада усиления показатели качества улучшаются.

Полученные в работе результаты показывают, что при использовании КМОП транзисторов принцип собственной компенсации влияния их малосигнальных параметров структурно изменяется.

Характер физических процессов в этих активных элементах показывает, что уменьшение влияния выходной проводимости (сток-исток) достигается либо увеличением сопротивления истоковой цепи, либо композицией этого решения задачи и дополнительного контура собственной компенсации, связывающего исток и затвор транзистора через инвертирующий усилитель напряжения (рис. 1.6). Независимо от используемого способа решения задачи, действие контуров собственной компенсации уменьшает параметрическую чувствительность коэффициента усиления и его граничной частоты к нестабильности указанных параметров. Если действие контуров компенсации направлено на максимизацию коэффициента усиления каскада, то в этом случае параметрические чувствительности не изменяются.

Рис. 1.14. Принципиальная схема двойного каскода с упрощёнными компенсирующими цепями обратной связи

Эффективность предложенных контуров и цепей собственной компенсации непосредственно зависит от статического коэффициента усиления МОП транзисторов с каналом n- и p-типа. Именно поэтому в практических схемах возможна режимная оптимизация их основных качественных показателей, что в конечном итоге и создаёт дополнительные преимущества КМОП базиса по отношению к биполярным структурам. Как показано на конкретных примерах, комбинация предложенных структурных особенностей и режимная оптимизация позволяют приблизить достигаемый коэффициент усиления КМОП каскада к аналогичному параметру каскадов на базе биполярных и БиКМОП компонентов при заметном уменьшении потребляемого тока.

Предложенные структуры двойных каскадов (рис. 1.3) являются эффективным способом повышения коэффициента усиления каскада и частоты единичного усиления. Практическое применение таких каскадов в различных устройствах позволяет обеспечить минимальную электрическую длину и, следовательно, повысить диапазон рабочих частот СФ блоков. Например, в операционных усилителях оказывается возможным использовать симметричные дифференциальные каскады с единичным коэффициентом усиления на базе диодных нагрузок с дополнительной следящей обратной связью по синфазному напряжению.

1.3 Дифференциальные каскады с повышенным коэффициентом усиления

На базе предложенных принципов схемотехнического проектирования каскадов с цепями собственной компенсации влияния малосигнальных параметров на достижимый коэффициент усиления можно создать функционально полный ряд дифференциальных каскадов (ДК) с высоким коэффициентом усиления и диапазоном рабочих частот.

Структура двойного каскода легко распространяется на симметричные ДК (рис. 1.15), когда режимы работы основных транзисторов и их динамических нагрузок согласуются рефлекторами токов.

Рис. 1.15. Принципиальная схема симметричного ДК по структуре двойного каскода

Результаты моделирования схемы, приведённые на рис. 1.21-1.24, показывают высокую эффективность предложенных схемотехнических решений. Численные значения указанных в табл. 1.2 параметров хорошо согласуются с аналитическими соотношениями (1.6) - (1.25) и малосигнальными параметрами КМОП базиса.

Принцип двойного каскода в рассматриваемой схеме использовался и при создании источников тока. Как видно из сопоставительного анализа частотных зависимостей дифференциального коэффициента усиления K и коэффициента передачи синфазного сигнала (рис. 1.16 и 1.17), именно это позволило практически на порядок уменьшить величину выходного синфазного напряжения при неизменном произведении коэффициента передачи этого сигнала и его граничной частоты.

Для дальнейшего увеличения коэффициента усиления дифференциальных каскадов можно, как показано на рис. 1.7, использовать цепи дополнительной обратной связи. Однако их реализация требует применения дополнительных транзисторов, причём на каждую цепь (рис. 1.10) необходима пара КМОП транзисторов. Этот принцип является общим для любого ДК. В случае применения таких ДК во входных цепях усилителей, когда уровень входного сигнала достаточно мал, можно без ущерба для уровня нелинейных искажений использовать дополнительный уровень каскадирования (каскод в каскоде или тройной каскод). Действительно, из соотношений (1.6) - (1.9) видно, что эффективность цепи каскода определяется численным значением выходной проводимости вводимых в схему дополнительных транзисторов, поэтому для относительно высоковольтных усилителей можно использовать дополнительное «вертикальное» каскадирование как основных, так и дополнительных транзисторов, образующих динамические нагрузки. В качестве примера такого решения задачи на рис. 1.18 приведена схема симметричного дифференциального каскада, являющегося «тройным» каскодом. Для уменьшения коэффициента передачи синфазного напряжения в источниках тока использована компенсирующая влияние выходных сопротивлений V5 и V6 обратная связь, образованная V34 и V39 с динамической нагрузкой.

Рис. 1.18. Симметричный ДК по структуре «тройного каскода»

Как видно из результатов моделирования схемы (рис. 1.19-1.20), это, как и отмечалось выше, приводит к существенному повышению дифференциального коэффициента усиления и уменьшению коэффициента передачи синфазного напряжения.

С точки зрения минимизации коэффициента передачи синфазного напряжения в структуре дифференциальных каскадов можно использовать цепи компенсации влияния малосигнальных параметров активных элементов, реализующих источники опорного тока. Детально структурные и функциональные принципы построения таких цепей изложены в [7].



Этот принцип дополняет рассматриваемую схемотехнику КМОП каскадов и позволяет решить ряд важных практических задач. Например, при построении мультидифференциальных ОУ для ряда инженерных задач [8, 9] возникает проблема увеличения входных граничных напряжений симметричных ДК, которые достигаются использованием сопротивлений в истоковых цепях основных транзисторов, что в конечном итоге ограничивает дополнительное вертикальное каскадирование.

На рис. 1.21 показан один из возможных вариантов интеграции этих схемотехнических принципов в таком симметричном каскаде. Причём, как отмечалось в [10], действие дополнительного контура обратной связи, образованного транзисторами V7 - V27, распространяется на произвольное число параллельно работающих каскадов. Результаты моделирования схемы приведены на рис. 1.22, 1.23.



Сопоставление полученных для дифференциальных каскадов результатов наглядно демонстрирует эффективность потенциально интегрируемых методов схемотехнического проектирования КМОП схем.

1.4 Расширение диапазона рабочих частот в КМОП каскадах

Как отмечалось ранее (соотношения (1.21)-(1.25)), цепи собственной компенсации уменьшают влияние выходных параметров паразитных ёмкостей активных элементов на диапазон рабочих частот. Однако их действие не распространяется на влияние проходной (затвор-сток) ёмкости полевого транзистора.

В работе [11] для биполярных структур предложен эффективный способ уменьшения влияния проходной проводимости активных элементов на передаточную функцию каскада. Схемотехнически это связано с введением в каскад дополнительной компенсирующей обратной связи [12], связывающей инвертирующий вход транзистора с его неинвертирующим входом через неинвертирующий усилитель тока. Воспользуемся этим принципом для решения поставленной задачи. На рис. 1.24 представлен структурный аналог каскада на полевом транзисторе.

Рис. 1.24. Структура усилительного каскада с компенсацией влияния на передаточную функцию каскада

Согласно методике [13] приращение передаточной функции, вызванное влиянием , будет определяться следующим соотношением:

, (1.30)

где .

Таким образом, в приведённой структуре, как это видно из (1.30), наблюдается умножение численного значения на множитель (1-K_п) и уменьшение её влияния на частотный диапазон схемы. При этом чувствительность передаточной функции к проходной ёмкости транзистора не изменяется [13].

Уровень компенсации зависит от численного значения K_п, а также определяется влиянием дополнительных активных элементов, реализующих усилитель тока. Этот критерий и является основным при схемотехнической реализации усилителя тока. Как видно из приведённых выше примеров, взаимодействие КМОП транзисторов в каскадах с высоким коэффициентов усиления, когда является доминирующим фактором, достаточно сложное. Такие каскады характеризуются набором потенциально возможных дополнительных входов, обеспечивающих гибкую реализацию цепи компенсирующей обратной связи.

Согласно [11], передаточная функция каскада с указанной конфигурацией цепей компенсации будет иметь следующий вид:

. (1.31)

Таким образом, при наблюдается полная собственная компенсация влияния проходной ёмкости , а при эквивалентная (результирующая) постоянная времени становится отрицательной и взаимно компенсирует влияние других, не учтённых в (1.31), реактивных составляющих. Типовой вариант решения задачи показан на рис. 1.25а.

Рис. 1.25. Варианты структурной реализации цепей собственной и взаимной компенсации влияния проходной ёмкости полевого транзистора

При построении схем с взаимной компенсацией необходимо применение усилителя тока или преобразователя ток-напряжение с относительно большим коэффициентом усиления, который может быть реализован (найден) в других (смежных) частях схемы. Так, если в каскаде или усилителе существует узел K, обеспечивающий реализацию (рис. 1.25б), то организация обсуждаемого контура может быть осуществлена посредством дополнительного преобразования (усилителя) с токовым входом k. В этом случае в соотношении (1.30) необходимо заменить на равенство

. (1.32)

Выбор необходимого численного значения может осуществляться посредством дополнительного преобразователя k, согласующего цепь источника тока с дополнительным входом K без изменения других качественных показателей проектируемого устройства.

В соответствии с выводами работы [11] приведённые способы решения задачи являются достаточными и единственными на уровне усилительных каскадов.

В общем случае уровень компенсации влияния паразитных ёмкостных элементов транзисторов на диапазон рабочих частот всего усилителя определяется требуемым запасом устойчивости при воздействии реальной суммы дестабилизирующих факторов. Для прецизионных устройств эта оценка может быть выполнена посредством методики, изложенной в [12]. Применительно к отдельным каскадам, её составная часть связана с определением вариации их эквивалентной постоянной времени и, следовательно, граничной частоты (). В этом случае:

, (1.33)

где Т - эквивалентная постоянная времени каскада.

В каскадах с собственной компенсацией влияния выходных ёмкостей на диапазон рабочих частот эта постоянная времени определяется суммой отдельных составляющих:

, (1.34)

причём образована выходными ёмкостями транзисторов и в общем случае определяется соотношением (1.5), а - проходными паразитными ёмкостями:

, (1.35)

где , - проходные (затвор-сток) ёмкости основных транзисторов, т.е. транзисторов, обеспечивающих доминирующее усиление.

Из соотношений (1.32) и (1.33) следует, что

, , .(1.36)

Поэтому для решения общей задачи необходимо определить параметрические чувствительности и . Как видно из соотношения (1.21)

; , (1.37)

; , (1.38)

; ; . (1.39)

Аналогично, как это следует из (1.35), определяются парциальные чувствительности второй постоянной времени:

; ; . (1.40)

Полученные соотношения показывают, что действие предлагаемых компенсирующих контуров уменьшает параметрические чувствительности граничной частоты к нестабильности параметров активных элементов. В конечном итоге это позволяет повысить общую стабильность не только граничной частоты, но и запас устойчивости всего усилителя. В случае использования дополнительных компенсирующих влияние проходных ёмкостей контуров обратной связи (рис. 1.25) структура эквивалентной постоянной времени изменяется:

, (1.41)

где - постоянная времени j-го транзистора, охваченного компенсирующим контуром (рис. 1.25). Именно поэтому возникновение разностного члена в (1.41), уменьшающего Т, приводит к увеличению чувствительностей (1.36), а также чувствительности:

. (1.42)

Согласно (1.19), парциальные чувствительности

; ; (1.43)

определяют дополнительные источники погрешности граничной частоты каскада.

Таким образом, для решения общей задачи определения погрешности граничной частоты необходимо знать относительные изменения набора малосигнальных (S, ) и паразитных параметров используемых активных элементов. Учитывая, что компенсирующие влияние на коэффициент усиления каскада контуры обратных связей [2] уменьшают влияние выходных ёмкостей на граничную частоту (соотношения (1.37) - (1.39)), доминирующим фактором являются проходные ёмкости транзисторов, образующих взаимную динамическую нагрузку (V1 и V2). Именно поэтому общую нестабильность граничной частоты и соответствующего коэффициента передаточной функции каскада (1.32) можно оценить из следующего соотношения:

, (1.44)

где , - относительные изменения проходной ёмкости и крутизны i-го транзистора; , - относительные изменения коэффициентов передачи усилителей цепи компенсирующей обратной связи.

Приведённая оценка позволяет выбрать минимально допустимое значение каскада с динамической нагрузкой, приводящее к максимальной граничной частоте.

Рассмотренные варианты построения цепей собственной и взаимной компенсации влияния паразитных ёмкостей КМОП транзисторов создают область возможных схемотехнических альтернатив экономичных усилительных каскадов с расширенным диапазоном рабочих частот.

В качестве примеров, непосредственно демонстрирующих два базовых схемотехнических подхода (рис. 1.25а, 1.25в) к реализации цепей собственной компенсации влияния проходных ёмкостей основных (имеющих высокую нагрузку) МОП транзисторов в сравнении со схемой двойного каскода (рис. 1.6б), рассмотрим схемы рис. 1.26 и 1.27.

Как показано ранее, схема двойного каскода обеспечивает достаточно глубокую собственную компенсацию влияния выходных ёмкостей основных V1 и V2 КМОП транзисторов и поэтому может являться хорошей базой сравнения, показывающей эффективность цепей собственной компенсации их проходных ёмкостей на достижимый диапазон рабочих частот.

Как видно из соотношения (1.3) и рис. 1.4, предельное значение МОП транзисторов зависит от их потребляемого тока, поэтому исследования принципиальных схем должны сопровождаться интегральной оценкой качества схемотехнических решений

, (1.45)

показывающей эффективность использования потребляемого каскадом тока (), направленного на увеличение частоты единичного усиления .

При моделировании схемы двойного каскода (рис. 1.6б) в среде Cadence Virtuoso на базе КМОП компонентов техпроцесса SGB25VD, как видно из рис. 1.28, 1.29 и табл. 1.2, исследовалась зависимость основных параметров каскада от тока стока транзисторов. Увеличение граничной частоты каскада объясняется, согласно рис. 1.4, повышением транзисторов. Однако, как было показано ранее, это сопровождается уменьшением реализуемого коэффициента усиления. Именно поэтому показатель (1.45) при больших токах стока оказывается незначительным. Кроме этого, характер режимной зависимости показывает, что доминирующим фактором, определяющим диапазон рабочих частот, являются проходные ёмкости V1 и V2.

Для глубокой собственной компенсации влияния этих паразитных ёмкостей согласно принципу, показанному на рис. 1.25б, в схему двойного каскода введены два компенсирующих усилителя тока (рис. 1.26), реализованные на каскадах с общим затвором V5 и V6, при этом их режим работы задаётся источником тока , а может управлять режимом работы основных транзисторов V1-V4. Анализ схемы в соответствии с базовым соотношением (1.32) показывает, что

.(1.46)

Именно поэтому в схеме, согласно соотношению (1.30), и обеспечивается глубокий уровень компенсации, практически независимый от режимов работы V5 и V6. Эта особенность позволяет реализовывать в схеме рис. 1.26 дополнительную режимную степень свободы, которую при необходимости можно использовать для дальнейшего увеличения частоты единичного усиления. Результаты моделирования схемы на аналогичных компонентах приведены на рис. 1.30-1.33 и показаны в табл. 1.2.

Сравнение основных параметров каскада с оговорённой выше «базой сравнения» показывает, что использование введённых цепей собственной компенсации значительно (практически на порядок) увеличивает диапазон рабочих частот при сохранении практически неизменного коэффициента усиления. Указанная в табл. 1.2 разница в реализуемом коэффициенте усиления объясняется дополнительным увеличением токов стока V3 и V4 за счёт режимных токов V5 и V6. Эта особенность схемотехнической реализации в несколько раз увеличивает интегральный показатель и создаёт необходимую параметрическую основу для эффективного использования усилительным каскадом потребляемого тока. Так, как видно из табл. 1.2, при фиксированном интегральном показателе частота единичного усиления рассматриваемой схемы практически в 40 раз больше исходного варианта двойного каскода (рис. 1.6б).

сигнал кремниевый интерфейс диод

Таблица 1.2 Результаты моделирования в среде Cadence Virtuoso

Схема	Параметр
	, мкА	, dB	, MHz	, GHz	, МГц/мкА	, mV	, mV	, V	, V
Рис. 1.6б «Двойной каскод» без компенсации	15	53,7	2,0	0,964	64	5,9	-9,68	3,0	-2,9
	30	53,7	3,8	1,832	61	6,5	-8,6	2,9	-2,9
	45	53,2	5,7	2,608	58	6,9	-7,4	2,9	-2,9
	150	50,6	18,5	6,276	42	8,95	-3,9	2,6	-2,7
	200	50,0	24,5	7,729	39	10,4	-3	2,7	-2,7
	300	48,9	32,5	9,048	30	10,9	-1,5	2,5	-2,6
	600	35,4	93,6	5,536	9	13,1	1	2,2	-2,4
Рис. 1.26 «Двойной каскод» с собственной компенсацией	10	52	21,0	8,38	168	6,86	-13,5	3,3	-3,5
	30	51,6	43,7	16,38	234	7	-13	3,2	-3,4
	100	50,6	90,3	30,7	219	8,5	-15	3,4	-3,5
	200	48,9	146	40,73	170	10	-17,1	3,3	-3,5
	400	44,6	249	42,33	96	16,8	-22,6	3,3	-3,5
	600	40,5	364	38,26	60	27,9	-27,9	3,3	-3,5
Рис. 1.27	30	52,8	40,7	17,74	297	5,6	-12,9	3,3	-3,3

Основной альтернативой рассмотренной схемы каскада с собественной компенсацией является реализация этих цепей по структурному принципу, приведённому на рис. 1.25а. В этом случае цепи собственной компенсации связывают затворы V1 и V2 с их истоками посредством усилителей тока (рис. 1.27). Реализация этих усилителей на каскадах с общим затвором (транзисторы V5 и V6) требует применения каскодных источников тока в их истоках (транзисторы V13, V15, V17 и V14, V16, V18) в силу значительной зависимости тока стока от рабочего напряжения в КМОП транзисторах техпроцесса SGB25VD. С этой же целью в схеме использованы дополнительные резисторы R₁ и R₂, обеспечивающие согласование режимов основных и вспомогательных транзисторов. Именно поэтому использовать настоящее схемотехническое решение целесообразно только для фиксированного режима работы транзисторных пар. В указанной схеме

,(1.47)

поэтому глубина собственной компенсации влияния проходных ёмкостей V1 и V2 сохраняется. Однако, как видно из рис. 1.32 и 1.33, а также из табл. 1.2, такой подход при позволяет в силу указанных свойств реализовать более высокий интегральный показатель качества по сравнению с аналогичным решением общей задачи.

Приведённые в табл. 1.1 результаты моделирования показывают, что максимальные выходные напряжения () схем с собственной компенсацией при больших токах стока уменьшаются в силу увеличения остаточного напряжения. Однако при оптимальном для максимизации коэффициента усиления токе 30 мкА эти напряжения оказываются не хуже, чем в исходной схеме двойного каскода (рис. 1.6б).

Ранее отмечалось, что увеличение коэффициента усиления цепи компенсации влияния проходных ёмкостей обеспечивает, согласно соотношению (1.41), взаимную компенсацию этих факторов. Как видно из (1.42) и (1.43), это приводит к увеличению парциальных чувствительностей граничной частоты каскада. Однако указанные недостатки не исключают целесообразности использования принципа взаимной компенсации в КМОП усилителях.

Рассмотрим реализацию такой цепи для двойного каскода. Исходя из общих принципов, показанных на рис. 1.25, цепь взаимной компенсации должна связывать затвор одного из доминирующих основных транзисторов с его истоком или стоком и образовывать положительное возвратное отношение (рис. 1.34).

В настоящей структуре ведущим элементом, обеспечивающим эффект вычитания, является проходная ёмкость V1 (). Из соотношений (1.32) - (1.34), (1.21) - (1.23) следует, что эквивалентная постоянная времени каскада будет иметь следующий вид:

,(1.48)

где , - крутизна основных (V2, V4) и (V1,V3) транзисторов с каналами p- и n-типов; - крутизна входного транзистора цепи взаимной компенсации; - проходные ёмкости транзисторов V1 и V2.

Рис. 1.34. Структурная схема двойного каскода с взаимной компенсацией паразитных ёмкостей

Таким образом, изменением коэффициентов передачи и цепи взаимной компенсации можно добиться любого значения T и, следовательно, граничной частоты каскада. Из структурной схемы (рис. 1.34) видно, что в общем случае цепь взаимной компенсации представляет собой многополюсник, поэтому при его построении целесообразно предусмотреть возможность совместной реализации функций входной цепи, обеспечивающей согласование уровней входного и выходного постоянных напряжений. В этом случае общий коэффициент усиления определится из соотношения:

, (1.49)

где , - коэффициенты усиления двойного каскода при подключении цепи источника сигнала к затворам n- или p-МОП транзисторов. Именно поэтому для сохранения неизменным коэффициента усиления коэффициенты передачи цепи взаимной компенсации оказываются незначительными.

Один из возможных вариантов схемотехнической реализации каскада с взаимной компенсацией показан на рис. 1.35.

Рис. 1.35. Принципиальная схема КМОП усилителя с взаимной компенсацией влияния паразитных ёмкостей

В этом случае

. (1.50)

. (1.51)

Учитывая, что , из соотношения (1.48) получим:

. (1.52)

Из (1.49) и (1.51) следует общий коэффициент каскада с взаимной компенсацией:

. (1.53)

Таким образом, глубина контуров компенсирующей обратной связи может быть независимо от реализуемого коэффициента усиления определена единственным резистивным элементом . Зависимость граничной частоты каскада от численного значения , полученная моделированием принципиальной схемы (рис. 1.35) на базе компонентов техпроцесса SGB25VD в среде Cadence Virtuoso, показана на рис. 1.36. При этом ток стока основных транзисторов составлял 30 мкА.

Рис. 1.36. Зависимость граничной частоты каскада от , цепи взаимной компенсации

Приведённые результаты достаточно хорошо согласуются с данными табл. 1.2 для цепей собственной компенсации. Наличие экстремума на рис. 1.36 можно объяснить изменением режимов работы V7 и V6, образующей дифференциальную пару, и нарушением равенств (1.50).

Таким образом, практическое применение этого варианта целесообразно только при интеграции каскадов с мультидифференциальным входом.

Рассмотренные выше функционально-топологические правила построения усилительных каскадов с собственной компенсацией влияния проходных ёмкостей могут использоваться в каскадах произвольной структуры. Однако максимальный эффект расширения диапазона рабочих частот достигается только сочетанием двух подходов - собственной компенсации влияния выходных паразитных проводимостей доминирующих транзисторов с дополнительными цепями компенсации их проходных ёмкостей. Действительно, как видно из сопоставительного анализа результатов моделирования различных схем, приведённого в табл. 1.2, в этом случае предельное значение частоты единичного усиления ограничивается КМОП транзисторов.

С точки зрения простоты реализации цепей такой компенсации (усилителей тока, рис. 1.25), в базовой структуре каскода необходимо использовать принцип двойного каскода, создающего набор структурных степеней свободы, которые можно использовать для повышения основного эффекта. Именно такой принцип и использован в дифференциальном каскаде, показанном на рис. 1.37, где двойной каскод использован только для высокоимпедансной ветви с дополнительными компенсирующими усилителями тока в затворных цепях доминирующих транзисторов. Такая архитектура не позволяет использовать принцип следящей обратной связи, поэтому для повышения коэффициента ослабления синфазного сигнала каскада использованы дополнительные цепи компенсации проводимостей транзисторов в источниках тока.



Рис. 1.37. Принципиальная схема ДК с цепями собственной компенсации влияния проходных ёмкостей доминирующих КМОП транзисторов

Результаты моделирования настоящего дифференциального каскада приведены на рис. 1.38, 1.39.

Как видно из приведённых графиков, характер частотной зависимости коэффициента усиления близок к передаточной функции первого порядка, причём до частоты 10 МГц эквивалентная постоянная времени определяется «сосредоточенной» паразитной ёмкостью, а в диапазоне более высоких частот наблюдается также влияние постоянной времени запаздывания данной схемы [3].

Таким образом, предложенные цепи собственной компенсации влияния проходных ёмкостей КМОП транзисторов позволяют достаточно эффективно увеличивать ресурс усиления дифференциальных каскадов.

1.5 Высокочастотная коррекция КМОП усилителей

Предложенные выше принципы собственной компенсации влияния паразитных ёмкостей КМОП транзисторов на диапазон рабочих частот усилительных каскадов обеспечивают многократное увеличение их граничной частоты при экстремально низкой параметрической чувствительности. Однако при построении многокаскадных усилителей влияние цепей межкаскадной связи заметно уменьшает диапазон рабочих частот проектируемых устройств. Попытки использовать в цепях собственной компенсации режим «перекомпенсации» (подраздел 1.3), когда действие проходной ёмкости одного из транзисторов противоположно действию ёмкости цепи межкаскадной связи, приводят к существенному усложнению принципиальных схем КМОП усилителей. В конечном итоге сложность компенсирующей цепи обратной связи многократно превышает расход компонентов, направленных на увеличение коэффициента усиления. Кроме этого, реализация указанного принципа увеличивает параметрическую чувствительность граничной частоты и уменьшает эффективность этого принципа.