Проектирование блоков систем связи на основе кремниевых технологий

Указанные в табл. 1.3 передачи пассивной части системы для неизбирательных усилителей относятся к цепям межкаскадной связи. Эти цепи являются делителями, образованными выходным сопротивлением i-го каскада и входным сопротивлением (i+1)-го каскада. Используя метод пополнения при определении обратной матрицы, получим:

, (1.59)

где K_i - коэффициент передачи устройства на выходе i-го каскада; - коэффициент усиления i-го каскада с общим затвором; H_i - коэффициент передачи устройства при подаче сигнала на исток i-го транзистора базисной структуры.

Эти локальные передачи определяются соотношениями:

, ,.(1.60)

Здесь векторы _i , имеют одну единицу на i-й позиции.

Взаимодействие каскадов влияет не только на реализуемый коэффициент усиления , но и изменяет структуру эквивалентной постоянной времени. Это в первую очередь определяется влиянием дополнительных паразитных ёмкостей и характером эквивалентной нагрузки основных (базисных) транзисторов системы. Полученные соотношения показывают, что степень влияния паразитных ёмкостей основных КМОП транзисторов () определяется не только реализуемым в конкретном каскаде коэффициентом усиления (), но и передачей его цепи истока к нагрузке выходного каскада усилителя.

Применение предложенного ранее принципа расширения диапазона рабочих частот может оказаться недостаточным для достижения конкретных целей проекта. Влияние ёмкости между выходной цепью транзистора и подложкой кристалла (С_пi) действует эквивалентно ёмкости нагрузки и, следовательно, может оказаться доминирующим фактором. В этом случае

, (1.61)

где - коэффициент передачи цепи межкаскадной связи между i-м j-м каскадами; - эквивалентная постоянная времени цепи нагрузки i-го каскада; С_i - дополнительная ёмкость нагрузки i-го каскада.

Тогда, согласно (1.58) и табл. 1.3, при передаточная функция устройства будет иметь следующий вид:

. (1.62)

Учитывая, что

, (1.63)

получим

. .(1.64)

Применив метод пополнения матрицы при обращении матрицы в соотношении (1.62), когда

,(1.65)

получим:

, (1.66)

. (1.67)

Учитывая, что

(1.68)

из (1.59) следует

(1.69)

Сравнивая (1.59) и (1.66) с учётом (1.69), получим структурную идентичность влияния постоянных времени и на передаточную функцию и, следовательно, диапазон рабочих частот многокаскадного усилителя. Таким образом, влияние рассматриваемых паразитных ёмкостей пропорционально реализуемому каждым каскадом коэффициенту усиления. Именно поэтому поиск структурных принципов взаимного вычитания (компенсации) влияния ёмкости нагрузки (ёмкости на подложку) независимо от реализуемого коэффициента усиления может обеспечить решение общей задачи расширения диапазона рабочих частот многокаскадного усилителя.

Согласно общей методике решения аналогичных задач [15], необходимо определить функционально-топологические признаки реализации указанной выше взаимной компенсации, а также установить возможность собственной компенсации влияния ёмкости нагрузки.

Векторный сигнальный граф схемы, отображающий соотношения (1.64) - (1.67), приведён на рис. 1. 41 (вектор , показанный пунктиром, отсутствует).

Рис. 1.41. Векторный сигнальный граф системы, учитывающей влияние

Анализ векторного сигнального графа показывает, что топология влияния паразитной постоянной времени i-й цепи межкаскадной связи приводит к неосуществимости собственной компенсации влияния паразитных ёмкостей. Физическая сторона такого утверждения связана с электрической недоступностью заземлённого узла С_i (постоянная времени на рис. 1.41). Действительно, как это следует из [15], собственная компенсация осуществляется действием контура дополнительной регенеративной и реактивной обратной связи через этот же проходной конденсатор. Отметим, что для указанного принципа компенсации такой вывод справедлив и при более сложной структуре паразитных постоянных времени активных элементов [15].

Невозможность собственной компенсации требует детального исследования взаимной компенсации. Для решения этой задачи введём матрицу , показанную на рис. 1.41 пунктиром.

Тогда

(1.70)

Из системы (1.70) следует, что результирующее приращение коэффициента передачи К₀ определяется следующей передаточной функцией:

, (1.71)

,(1.72)

.(1.73)

Следовательно, для компенсации влияния необходимо выполнить условие:

 (1.74)

Действительно, в этом случае реализуется параметрическое равенство, минимизирующее приращение (1.71).

. (1.75)

Таким образом, для реализации принципа взаимной компенсации влияния эквивалентной ёмкости нагрузки цепи межкаскадной связи i-го каскада необходимо выход j-го каскада усилителя подключить к выводу дополнительного (в данном случае компенсирующего) конденсатора С_i так, чтобы выполнить условия (1.75).

Если в усилителе используется последовательное включение каскадов:

, (1.76)

то это условие можно структурно конкретизировать.

Действительно, из соотношений (1.75) и (1.76) следует, что контур дополнительной регенеративной обратной связи должен иметь возвратное отношение в качестве нормирующего множителя, численно равное , и характеризоваться передаточной функцией .

В силу того, что

, (1.77)

векторный сигнальный граф согласно (1.71) - (1.75) можно свести к более конкретной структуре, показанной на рис. 1.42.

Рис. 1.42. Структура цепей ВЧ коррекции в КМОП усилителе

В этом случае найденные ранее параметрические условия можно также конкретизировать. Из (1.66), (1.59) и (1.75) следует, что эквивалентная постоянная времени усилителя определится следующим соотношением:

(1.78)

Если в каскадах с доминирующим усилением использованы цепи собственной компенсации влияния паразитных ёмкостей КМОП транзисторов, то взаимная компенсация должна распространяться на паразитные ёмкости цепей их межкаскадной связи и на ёмкости на подложку, которые по своей физической природе являются МОП конденсаторами. В этой связи возможно при использовании в качестве и аналогичных транзисторов повысить стабильность и, следовательно, граничной частоты. Действительно, чувствительности эквивалентной постоянной времени к нестабильности корректирующих конденсаторов

, (1.79)

(1.80)

при такой корреляции аддитивно минимизируются при выполнении следующих условий:

. (1.81)

Полученные соотношения позволяют сформулировать для ряда практических случаев простые функционально-топологические правила введения цепей взаимной компенсации. Например, если КМОП усилитель характеризуется доминирующим каскадом усиления, то дополнительным входом должен являться исток одного из полевых транзисторов (желательно основного), а вторым узлом подключения низкоомный выход промежуточного каскада. В этом случае, как видно из (1.78), требуемое значение определяется из соотношения:

. (1.82)

Для уменьшения численного значения можно использовать дополнительный контур, охватывающий входной каскад усиления. Если , то это позволяет уменьшить на величину:

. (1.83)

С точки зрения поиска альтернативных вариантов решения задачи ВЧ коррекции КМОП усилителей целесообразно в качестве дополнительных входов использовать истоковые цепи динамических нагрузок базисных структур (основных транзисторов). Увеличение числа компенсирующих контуров уменьшает требуемое в (1.82) значение . Однако при этом увеличивается и порядок передаточной функции, что в конечном итоге может привести к уменьшению запаса устойчивости по фазе. Наличие в структуре доминирующего каскада может дополнительно выполнять функции блокирующего конденсатора, создающего дополнительный положительный фазовый сдвиг. Действительно, если выполнены оговорённые выше условия (узел на рис. 1.42 является истоком основного транзистора), то в окрестности частоты

(1.84)

создаётся дополнительный положительный фазовый сдвиг:

,(1.85)

где и - крутизна и эквивалентное сопротивление в цепи истока указанного полевого транзистора.

Указанная особенность при правильной параметрической оптимизации цепей взаимной компенсации создаст дополнительные преимущества, которые в конечном итоге структурно повышают запас устойчивости всего усилителя.

Как отмечалось выше, использование цепей собственной компенсации влияния паразитных ёмкостей КМОП транзисторов существенно расширяет диапазон рабочих частот отдельных каскадов, однако при их интеграции в конкретных усилителях влияние цепей межкаскадных связей, образованных входными ёмкостями каскадов нагрузки и ёмкости на подложку, заметно уменьшает достижимый диапазон рабочих частот устройства. Из соотношений (1.75), (1.76) следует, что минимизация влияния этих ёмкостей требует дополнительных цепей взаимной компенсации (рис. 1.42), реализующих условие (1.79). Примером решения такой задачи является схема простейшего усилителя, состоящего из усилительного и выходного каскадов, представляющего собой два истоковых повторителя (рис. 1.43).

Рис. 1.43. Принципиальная схема КМОП усилителя с цепями собственной и взаимной компенсации

Как показано ранее, усилительный каскад (V1-V14) реализует оптимальную структуру с цепями собственной компенсации. Для минимизации влияния входной ёмкости выходного каскада (V15-V17) в схеме, согласно полученным в работе результатам, введён корректирующий конденсатор , связывающий выход повторителя (V15, V16) с истоком V2 доминирующего транзистора. Результаты моделирования принципиальной схемы в среде Cadence Virtuoso на базе компонентов техпроцесса SGB25VD показаны на рис. 1.44 и 1.45, а результаты её параметрической оптимизации при различных режимах работы доминирующих транзисторов (V1, V2) приведены в табл. 1.4.

Таблица 1.4 Результаты параметрической оптимизации принципиальной схемы рис. 1.4

Рис. 1.44. АЧХ усилителя с цепью взаимной компенсации (С_к)

Рис. 1.45. ФЧХ усилителя с цепью взаимной компенсации (С_к)

Из анализа АЧХ и ФЧХ усилителя следует, что цепь взаимной компенсации позволяет практически на порядок увеличить диапазон его рабочих частот, при этом, в соответствии с соотношениями (1.84) и (1.85), в области высоких частот наблюдается также дополнительная коррекция паразитного фазового сдвига, уменьшающая общую фазовую погрешность на частоте единичного коэффициента усиления. Сравнение результатов параметрической оптимизации (табл. 1.4) с аналогичными параметрами усилительного каскада (V1-V14) рис. 1.27 показывает, что введённая цепь взаимной компенсации не только исключает влияние входной ёмкости выходного каскада (V15-V17), но и устраняет влияние нескомпенсированных цепями собственной компенсации паразитных ёмкостей КМОП транзисторов основного усилительного каскада. Так, при токе стока , частота единичного усиления усилителя увеличивается с 30,7 до 45,2 ГГц. С точки зрения общего принципа ВЧ коррекции (рис. 1.42) корректирующий конденсатор можно подключать к истоку любого из доминирующих транзисторов (V1 или V2). Такой вариант решения задачи показан на рис. 1.46.

Рис. 1.46. Принципиальная схема КМОП усилителя с двумя цепями ВЧ коррекции

Результаты моделирования схемы при и выполнении других аналогичных условий приведены на рис. 1.47 и 1.48 и показывают практическую эквивалентность рассмотренных схем (см. табл. 1.2) по диапазону рабочих частот, причём суммарное значение корректирующих конденсаторов не изменяется. Настоящее решение задачи может использоваться при реализации указанных конденсаторов непосредственно в КМОП базисе.

Результаты моделирования схемы показывают эквивалентность результата (1.72) по соотношениям (1.82) и (1.83), не обеспечивающим уменьшения суммарного значения вводимых в цепи взаимной компенсации корректирующих ёмкостей при заданном (выбранном) условии компенсации. Однако в любом случае этот вариант может оказаться более целесообразным по критерию минимизации среднеквадратического значения параметрической чувствительности граничной частоты усилителя.

Рассматриваемый принцип взаимной компенсации влияния паразитных ёмкостей КМОП транзисторов и ВЧ коррекция соответствующих усилителей создают дополнительные структурные степени свободы для повышения коэффициента его усиления. Действительно, как показано в подразделе 1.2, в усилительный каскад можно ввести дополнительные цепи собственной компенсации влияния дифференциального сопротивления доминирующих КМОП транзисторов на его коэффициент усиления, а расширение его диапазона рабочих частот - обеспечить цепями взаимной компенсации. Возможный вариант реализации такого подхода приведён на рис. 1.49.

Рис. 1.49. Принципиальная схема КМОП усилителя с максимальным коэффициентом усиления и цепью взаимной компенсации влияния паразитных ёмкостей

Здесь инвертирующие каскады на V5 и V6 обеспечивают компенсацию влияния дифференциальных сопротивлений доминирующих (V1 и V2) транзисторов на коэффициент усиления схемы. Транзисторы V15 и V16 обеспечивают реализацию необходимого режима работы транзисторов выходного каскада. Результаты моделирования схемы в среде Cadence Virtuoso на базе компонентов техпроцесса SGB25VD показаны на рис. 1.50 и 1.51.

Рис. 1.50. АЧХ схемы усилителя рис. 1.49

Рис. 1.51. ФЧХ схемы усилителя рис. 1.49

С практической точки зрения выбор конкретного значения может осуществляться не только по критерию максимального диапазона рабочих частот, но и с учётом необходимого запаса устойчивости. Например, для реализации необходимо выбрать , что, как видно из рис. 1.50, уменьшает диапазон рабочих частот в 1,5 раза. Используемая в усилителе структура выходного каскада, её взаимодействие с корректирующей цепью, несмотря на относительно низкое выходное сопротивление, в конечном итоге уменьшают допустимую ёмкость нагрузки усилителя. Для исключения этого недостатка в схеме необходимо использовать двухступенчатый выходной каскад (рис. 1.52). Результаты моделирования этой принципиальной схемы в аналогичных условиях приведены на рис. 1.53 и 1.54.

Рис. 1.52. Принципиальная схема усилителя с максимальным коэффициентом усиления и двухступенчатым выходным каскадом

Здесь аналогичный диапазон рабочих частот достигается за счёт некоторого увеличения . Однако повышение общего порядка передаточной функции усилителя, несмотря на указанные в соотношениях (1.84) и (1.85) особенности действия корректирующего конденсатора, не позволяет увеличить запас устойчивости схемы. Указанные особенности необходимо учитывать при построении многокаскадных схем и операционных усилителей.

1.6 Прецизионные широкодиапазонные КМОП ОУ

Совокупность предложенных выше схемотехнических принципов повышения коэффициента усиления сложных дифференциальных каскадов, уменьшения синфазного напряжения, расширения диапазона рабочих частот и скорости нарастания выходного напряжения позволяет использовать непрецизионные технологии для выпуска прецизионных КМОП ОУ и соответствующих СФ блоков микроэлектронных систем.

Однако одним из главных препятствий на этом пути является структура мощных выходных каскадов. Так, для технологического процесса SGB25VD высоковольтные МОП транзисторы имеют несогласованные с СВЧ элементами статические характеристики и параметры. Именно поэтому анализ предложенных в работе широкодиапазонных и прецизионных ОУ следует предварить исследованием структуры и свойств выходного каскада класса АВ. На рис. 1.55 приведена принципиальная схема такого каскада, содержащая входную цепь смещения статического уровня, предварительный усилитель амплитуды и выходную цепь, обеспечивающую работу ОУ на относительно низкоомную нагрузку. Именно такая структура позволяет не только согласовывать режимы работы транзисторов с различными типами проводимости, но и за счёт относительно высокого коэффициента передачи уменьшать требования к максимальной амплитуде основных каскадов усиления. С точки зрения технологических ограничений, это также позволяет минимизировать суммарные сопротивления резисторов ОУ.

Рис. 1.55. Принципиальная схема выходного каскада широкодиапазонных ОУ

Рис. 1.56. Амплитудная характеристика выходного каскада

Как видно из рис. 1.56, при использовании традиционных источников питания (±5 В) предельное выходное напряжение ограничивается границей пентодной области ВАХ и составляет 1,8 В. Однако относительно большой коэффициент усиления (40 дБ) позволяет создать необходимые структурные степени свободы для входных каскадов ОУ и расширить диапазон линейной работы ОУ.

Совокупность предложенных дифференциальных каскадов позволяет ставить практические задачи построения для указанного техпроцесса ОУ, структурно оптимизированных по определённым параметрам. Предварительно отметим, что возникающие степени структурной свободы могут использоваться для расширения диапазона рабочих частот посредством оптимизации цепей частотной коррекции. Рассмотрим наиболее типовые и практически важные случаи.

Например, при создании ОУ с предельно низким дрейфом нуля в качестве входных симметричных дифференциальных каскадов целесообразно использовать схемотехнические решения с компенсацией их выходного синфазного напряжения. Как было показано ранее, вводимые цепи обеспечивают минимизацию соответствующего коэффициента и при значительном дифференциальном коэффициенте усиления пропорционального уменьшения вклада других каскадов на дрейф нуля ОУ. В случае, когда коэффициента ослабления синфазного напряжения такого каскада оказывается недостаточно, симметричность выходов позволяет в качестве промежуточного каскада использовать несимметричный дифкаскад, который, в частности, может выполнить функции усилителя амплитуды до требуемого уровня выходного напряжения. С точки зрения уменьшения суммарной ёмкости частотной коррекции многокаскадных ОУ, в качестве второго или промежуточного каскада целесообразно использовать несимметричный дифференциальный каскад с высокоомными симметричными нагрузками.

Именно это позволяет применить межкаскадную реактивную обратную связь и создать структурные условия расширения диапазона рабочих частот схемотехническими методами, рассмотренными выше. Принципиальная схема ОУ, полностью реализующая указанный выше подход, приведена на рис. 1.57.

Рис. 1.57. Структурно оптимизированный по критерию ЭДС смещения нуля широкодиапазонный ОУ

Сочетание симметричного и несимметричного дифференциальных каскадов позволяет повысить ослабление синфазного напряжения и существенно уменьшить вклад выходного каскада в основные качественные показатели изделия. Результаты моделирования схемы сведены в табл. 1.5.

Таблица 1.5 Основные параметры ОУ, оптимизированных по различным критериям

Сравнение качественных показателей этого и других рассматриваемых ниже ОУ с их функциональным аналогом АД8610, выполненным по прецизионной JFET технологии, приведено в табл. 1.5. Высокий коэффициент ослабления синфазного напряжения в этом ОУ достигается совокупностью использованных факторов - следящей обратной связью, двойным каскодом при реализации источников тока, симметричным выходом первого каскада и дифференциальными свойствами второго каскада. Эти же особенности позволили более эффективно использовать параметрические возможности схем для оптимизации E_см и его температурного коэффициента ?E_см. Однако скорость нарастания выходного напряжения в такой схеме оказывается меньше аналога АД8610.

Принципиально приведённые качественные показатели без оптимизации коэффициента передачи синфазного сигнала можно получить и без использования во входном каскаде следящей компенсирующей обратной связи. В этом случае уменьшение этого коэффициента осуществляется повышением качественных показателей источников тока истоковых цепей (так, как это указывалось при обсуждении схемотехники дифференциальных каскадов).

Возникающие при таком подходе степени параметрической свободы можно использовать для улучшения иных показателей качества, например частоты единичного усиления и скорости нарастания выходного напряжения. Именно такой подход использован при создании традиционного ОУ, приведённого на рис. 1.58.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 1.58. Принципиальная схема ОУ с параметрически упрощёнными цепями компенсации

Здесь входной симметричный дифференциальный каскад обеспечивает дополнительное усиление, а усиление промежуточного и выходного каскада распределены так, чтобы при общем коэффициенте усиления, превышающем аналогичный параметр аналога АД8610, максимально уменьшить ёмкости стандартных цепей частотной коррекции при неизменном запасе устойчивости. Структура промежуточного каскада ориентирована и на уменьшение коэффициента передачи синфазного напряжения. Прочие параметры в процессе проектирования не контролировались. По сравнению с ранее рассмотренным вариантом (рис. 1.57) практически пятнадцатикратное увеличение коэффициента передачи синфазного напряжения и отказ от следящей компенсирующей обратной связи позволили не только существенно повысить скорость нарастания выходного напряжения, расширить диапазон рабочих частот, но и уменьшить температурный коэффициент ЭДС смещения. Это объясняется доминирующим вкладом входного каскада, имеющего на порядок больший коэффициент усиления. Кроме этого, не только высокая, но и симметричная скорость нарастания выходного напряжения при небольшом перерегулировании определяет и область практического применения такого ОУ. Исключая максимальный уровень выходного сигнала, который ограничивается ВАХ относительно высоковольтного р-МОП транзистора, рассмотренная схема по практически всем основным параметрам превосходит свой функциональный аналог АД8610.

Рассмотренные выше принципы собственной компенсации влияния паразитных параметров КМОП транзисторов и соответствующие им каскады позволяют создать ОУ, структурно оптимизированный по критерию максимальной частоты усиления. В этом случае базовыми ограничениями являются дифференциальный коэффициент усиления и коэффициент ослабления синфазного напряжения, требующие применения симметричного и несимметричного дифференциальных каскадов, а обеспечение высокой нагрузочной способности - выходного каскада с усилителем амплитуды (рис. 1.54). Принципиальная схема такого ОУ приведена на рис. 1.59. Здесь в структуре входного симметричного ДК полностью использованы цепи собственной компенсации влияния как выходных, так и проходных ёмкостей КМОП транзисторов, т.е. структура двойного каскода дополнена компенсирующими усилителями тока доминирующих транзисторов. Отсутствие структурных вариантов реализации в рамках техпроцесса SGB25VD выходного высоковольтного каскада существенно влияет на достижимый диапазон рабочих частот ОУ, поэтому в схеме использованы цепи взаимной компенсации влияния паразитных ёмкостей активных элементов, предложенные в настоящем разделе. Эти цепи способствуют уменьшению влияния «ёмкостей на подложку». Результаты моделирования принципиальной схемы приведены в табл. 1.5. Как видно из полученных результатов, принятая стратегия схемотехнического проектирования непринципиально повлияла на базовый показатель прецизионного ОУ - ЭДС смещения нуля. Это объясняется относительно высоким дифференциальным коэффициентом усиления симметричного ДК и глубоким ослаблением его синфазного напряжения. Однако широкополосность усилителя по сравнению с его аналогами существенно увеличилась. В режиме малого сигнала отрицательные и положительные фронты выходного импульса достаточно близки к фронтам выходного импульса, а длительность переходного процесса близка к 5 нс. В этом отношении основным отличием схемы от ранее рассматриваемых аналогов является характер нелинейных искажений отрицательного выходного сигнала, возникающих в выходном каскаде под действием полной совокупности обратных связей. Именно это в конечном итоге и ограничивает максимальную амплитуду выходного напряжения при заданном сопротивлении нагрузки (R_н=1 кОм). Следует отметить, что как частота единичного усиления, так и скорость нарастания выходного напряжения этого ОУ ограничиваются параметрами корректирующих конденсаторов, обеспечивающих необходимый запас устойчивости (). Их влияние можно уменьшить увеличением потребляемого тока дифференциальными каскадами. Настоящая параметрическая оптимизация (увеличение задающего тока до предела заметного повышения этих параметров) позволила получить схему, приведённую на рис. 1.60. Уменьшение дифференциального коэффициента усиления и коэффициента ослабления синфазного сигнала объясняется уменьшением выходных дифференциальных сопротивлений КМОП транзисторов, а увеличение ЭДС смещения нуля - не только уменьшением этих коэффициентов в первом каскаде, но и увеличением рабочих напряжений затвор-исток. Однако расширение диапазона рабочих частот и многократное увеличение скорости нарастания выходного напряжения переводят этот ОУ в класс СВЧ ОУ.

Аналогично базовая структура ОУ со следящей обратной связью во входном симметричном ДК (рис. 1.57) обладает значительным структурным и параметрическим ресурсом. Промежуточный каскад со стабилизирующей обратной связью режимов работы динамических нагрузок и дифференциальная структура выходного каскада (усилитель амплитуды) позволяют реализовать параллельный канал компенсации дрейфа нуля второго каскада, что и способствует существенному уменьшению ЭДС смещения ОУ в целом. Реализация этого принципа возможна рядом схемотехнических приёмов - с дополнительными симметрирующими резисторами в цепи стабилизирующей обратной связи выходного каскада и без дополнительных резисторов. Первый вариант решения этой задачи показан на рис. 1.61.

Рис. 1.59. Принципиальная схема ВЧ ОУ

Рис. 1.60. Принципиальная схема СВЧ ОУ

Рис. 1.61. Принципиальная схема прецизионного ОУ с дополнительной компенсацией ЭДС смещения

Рис. 1.62. Принципиальная схема прецизионного ОУ с дополнительной внерезистивной цепью компенсации ЭДС смещения

Увеличение дифференциального коэффициента усиления и коэффициента ослабления синфазного напряжения объясняется дифференциальными свойствами выходного каскада. Указанное также способствует расширению диапазона рабочих частот ОУ. Однако основной эффект связан с принципиально более низкими значениями ЭДС смещения и соответствующего температурного коэффициента. Необходимость применения дополнительных резисторов в цепях смещения транзисторов усилителя амплитуды уменьшает уровень компенсации и технологически сложно реализуется. Необходимое симметрирование можно обеспечить за счёт применения дополнительных диодов (КМОП транзисторов) в высокоомной цепи выходного каскада.

1.7 Микромощные БиКМОП СВЧ ОУ

Полученные результаты позволяют с новых позиций рассматривать схемотехнику СВЧ усилителей с ограниченным компонентным базисом. Действительно, как отмечалось раньше, крутизна усиления биполярных транзисторов существенно лучше аналогичных параметров КМОП эквивалентов. Однако невозможность использования в ряде техпроцессов их комплементарных пар создаёт определённые проблемы при построении СВЧ ОУ.

Так, сравнение выходных проводимостей транзисторов g_i и h₂₂ определяет направление структурной оптимизации проектируемого усилителя, и анализом составляющих _в обосновывается необходимость применения цепей собственной и взаимной компенсации. Например, для технологического процесса SGB25VD режимные зависимости входных n-p-n и p-МОП транзисторов, приведённые на рис. 1.63, показывают, что доминирующим фактором для K₀ является , которое практически на порядок меньше .

Кроме этого, увеличение S биполярного транзистора за счёт увеличения потребляемого тока приводит к увеличению K₀ только до тех пор, пока указанный доминирующий фактор сохраняется. Именно такой подход использован компанией IHP в [14] и позволил обеспечить для однокаскадного ОУ следующие параметры: , при .

Таким образом, n-p-n транзистор в структуре ОУ должен выполнять основные функции преобразования сигнала. Для дальнейшего увеличения коэффициента усиления можно использовать предложенный ранее принцип построения динамической нагрузки, обеспечивающий уменьшение влияния g_i на K₀.

Именно это, как будет показано ниже, обеспечивает существенное повышение K₀ и широкополосность ОУ при уменьшении потребляемого тока.

Рис. 1.63. Зависимость выходного сопротивления транзисторов от режима работы

С точки зрения поставленной задачи, отметим, что увеличение дополнительного сопротивления в цепи истока эквивалентно увеличению глубины компенсирующей влияние Ri обратной связи, поэтому её реализация дополнительной динамической нагрузкой на базе однотипного транзистора позволяет существенно уменьшить влияние динамической нагрузки на реализуемый коэффициент усиления. При этом пределом такой компенсации является доминирующее влияние h₂₂ n-p-n транзистора. Принципиальная схема такой динамической нагрузки показана на рис. 1.64.

Рис. 1.64. Принципиальная схема динамической нагрузки несимметричного дифференциального каскада

В этом случае эквивалентная постоянная времени дифференциального каскада будет иметь следующий вид:

, (1.86)

где С₃ и С₄ - выходящие паразитные ёмкости V3 и V4.

Таким образом, даже в предельном случае, когда за счёт действия указанной цепи K₀ увеличивается в раз, это не приводит к уменьшению её граничной частоты под действием такой динамической нагрузки.

Благоприятным фактором, направленным на расширение диапазона рабочих частот дифференциального каскада, является приращение его передаточной функции:

,(1.87)

связанное с увеличением передачи V4 по цепи затвор-сток. Ниже будет показано, что этот фактор совместно с цепью взаимной компенсации позволяет повысить запас устойчивости по фазе ОУ.

Как видно из рис. 1.63, n-p-n транзистор обладает более высоким выходным сопротивлением и является недоминирующим элементом, ограничивающим коэффициент усиления (1.1). Так, для техпроцесса SGB25VD в микрорежиме () , , поэтому

. (1.88)

Как видно из рис. 1.63, настоящий резерв можно использовать для увеличения эквивалентной крутизны n-p-n транзистора и, следовательно, коэффициента усиления за счёт увеличения потребляемого тока до условия равенства вкладов биполярного и полевого транзистора ().

Принципиальная схема однокаскадного ОУ, удовлетворяющего указанным ограничениям, приведена на рис. 1.65.

Рис. 1.65. Принципиальная схема микрoмощного однокаскадного ОУ

Дополнительной особенностью приведённого решения является использование цепи взаимной компенсации влияния проходных ёмкостей n-p-n и МОП транзисторов на граничную частоту ОУ.

Согласно подразделу 1.4, такая реактивная обратная связь осуществляет уменьшение эквивалентной постоянной времени усилителя на величину

.(1.89)

Кроме этого, согласно соотношению (1.87) (), наблюдается коррекция фазочастотной характеристики в диапазоне высоких частот. Действительно, в окрестности частоты

(1.90)

наблюдается уменьшение фазового сдвига на

. (1.91)

Эта особенность характеристики показана на рис. 1.66 и может путём подключения дополнительного С₃ использоваться для увеличения запаса устойчивости ОУ.

Рис. 1.66. Фазочастотные характеристики ОУ при , и

Приведённая на рис. 1.67 амплитудно-частотная характеристика ОУ показывает, что цепь взаимной компенсации позволяет заметно увеличить его граничную частоту при заданном запасе устойчивости и необходимой глубине общей отрицательной обратной связи.

Рис. 1.67. Амплитудно-частотные характеристики ОУ при , и

Результаты сопоставительного исследования в среде Cadence Virtuoso предложенного ОУ и его аналога [14] приведены в табл. 1.6.

Приведённые в табл. 1.6 результаты сопоставительного анализа предложенной схемы СВЧ ОУ и её аналога [14] показывают, что композиция цепей собственной и взаимной компенсации влияния малосигнальных параметров транзисторов позволяет существенно повысить основные качественные показатели ОУ. Кроме этого, такие цепи компенсации создают дополнительные параметрические цепи свободы, которые можно использовать для уменьшения потребляемого ОУ тока. Так, например, указанный выше принцип параметрической оптимизации по критерию равенства вкладов p-МОП и n-p-n транзисторов в максимальный коэффициент усиления позволяет практически на порядок уменьшить потребляемую ОУ мощность. Это утверждение подтверждается моделированием в среде Cadence Virtuoso принципиальной схемы ОУ с идеальной динамической нагрузкой, при этом погрешность реализации К₀ не превышает 2,2 Дб, а его граничная частота - 15 %.

Таблица 1.6 Результаты моделирования ОУ в среде Cadence Virtuoso

Как видно из табл. 1.6, одним из важных свойств предложенного ОУ является возможность расширения диапазона рабочих частот функциональных устройств с низкой глубиной обратной связи.

Выводы

Полученные в настоящем разделе результаты показывают, что при использовании КМОП транзисторов принцип собственной компенсации влияния их малосигнальных параметров на основные качественные показатели операционных преобразователей позволяет заметно приблизить их параметры к биполярным аналогам, а также повысить качество БиКМОП структур. Характер физических процессов в этих активных элементах показывает, что уменьшение влияния выходной проводимости (сток-исток) достигается либо увеличением сопротивления истоковой цепи, либо композицией этого решения задачи и дополнительного контура собственной компенсации. Независимо от используемого способа решения задачи действие этих контуров уменьшает параметрическую чувствительность коэффициента усиления и его граничной частоты к нестабильности указанных параметров.

Эффективность предложенных контуров и цепей собственной компенсации непосредственно зависит от статического коэффициента усиления МОП транзисторов с каналом n- и p-типа. Именно поэтому в практических схемах возможна режимная оптимизация их основных качественных показателей, что в конечном итоге и создаёт дополнительные преимущества КМОП базиса по отношению к биполярным структурам. Как показано на конкретных примерах, комбинация предложенных структурных особенностей и режимная оптимизация позволяют приблизить достигаемый коэффициент усиления КМОП каскада к аналогичному параметру каскадов на базе биполярных и БиКМОП компонентов при заметном уменьшении потребляемого тока.

Важным свойством настоящих цепей собственной компенсации является возможность их применения в структуре как симметричных, так и несимметричных дифференциальных каскадов, в источниках тока. С точки зрения использования субмикронных компонентов, разнообразие принципов введения компенсирующей обратной связи позволяет применять как низковольтные, так и высоковольтные источники питания и, следовательно, создавать операционные преобразователи с заданной нагрузочной способностью.

Совместное использование принципов собственной компенсации влияния выходных проводимостей и влияния проходных ёмкостей заметно повышает стабильность граничной частоты каскада и частоты его единичного усиления, при этом влияние дополнительно введённых транзисторов оказывается незначительным в силу того, что реализуемый на каскаде с общим затвором в цепи собственной компенсации коэффициент передачи не превышает единицы.

Минимальная электрическая длина предложенных ОУ создаёт дополнительные параметрические степени свободы, которые можно использовать для максимизации диапазона рабочих частот функциональных устройств. Приведённые в работе примеры КМОП усилителей с цепями ВЧ коррекции амплитудно- и фазочастотных характеристик показывают, что совокупность контуров собственной и взаимной компенсации позволяет существенно (на несколько порядков) расширить диапазон их рабочих частот. Именно этот параметр является основным аргументом в пользу применения биполярной технологии. Дополнительным преимуществом обсуждаемого базиса является также возможность использования при схемотехнике ОУ и МОУ компенсирующих контуров, направленных на уменьшение выходного синфазного напряжения, удобства взаимодействия и введения параллельных цепей компенсации ЭДС смещения нуля при создании межкаскадных связей, что в конечном итоге не только обогащает микросхемотехнику, но и позволяет использовать неприцизионные технологии при построении прецизионных СФ блоков.

Именно поэтому настоящие результаты позволяют с новых позиций рассматривать возможности аналоговой микросхемотехники на КМОП транзисторах.

ГЛАВА 2. Усилители тока ВЧ и СВЧ диапазонов

Существующая тенденция расширения номенклатуры только усилителей напряжения не является оптимальной. Это обусловливает актуальность развития схемотехники усилителей тока общего и частного применения. На этом направлении скрыты потенциальные возможности совершенствования аналоговых микросхем общего и частного применения.

Анализ литературы в области аналоговых микросхем показывает, что схемотехника усилителей тока развита недостаточно, а публикации имеют фрагментарный характер. В отличие от усилителей напряжения, в литературе (за исключением [16, 17]) практически отсутствуют обобщающие монографии по усилителям тока. По отношению к потенциальным цепям (входным и выходным сигналами являются напряжения) дуальными являются усилители тока.

Для работы в СВЧ частотном диапазоне весьма перспективны усилители тока Гильберта [18]. В связи с особой актуальностью развития элементной базы для СВЧ диапазона представляют существенный интерес методы их построения при малых напряжениях питания [19, 20], а также поиск перспективных архитектур усилителей, являющихся альтернативой широко распространённой ячейки Гильберта.

Ниже рассматривается схемотехника усилителей токовых сигналов, что в ряде случаев позволяет повысить точность, помехоустойчивость и расширить частотный диапазон аналоговых микросхем.

2.1 Широкополосные усилители Гильберта с малым напряжением питания

В современной микроэлектронике широко применяются так называемые усилители тока Гильберта. Их основное достоинство - широкий диапазон рабочих частот и наиболее полное использование высокочастотных свойств применяемых транзисторов. Такие усилители являются базовым функциональным узлом многих СВЧ изделий.

Существенный недостаток классического ШУ Гильберта (рис. 2.1) состоит в том, что он неработоспособен при напряжениях отрицательного питания .

Рис. 2.1. Схема классического ШУ Гильберта

Это не позволяет использовать данную архитектуру в схемах с , а также при её изготовлении по СВЧ SiGe-технологиям с малыми топологическими нормами, которые не допускают работу транзисторов при . Модифицированная схема ШУ Гильберта показана на рис. 2.2 [19]. Решаемая им задача - снижение допустимого напряжения питания до 1,5 В при сохранении всех основных динамических показателей.

Рис. 2.2. Схема предлагаемого ШУ [19]

В схеме на рис. 2.3 дополнительные токостабилизирующие двухполюсники R1 и R2 включены между базами вспомогательных транзисторов VT5, VT6 и общей шиной источника питания.

Рис. 2.3. Схема предлагаемого ШУ [19]

В классическом ШУ рис. 2.1 при его практической реализации минимальное напряжение питания определяется тремя p-n переходами, поэтому .

Статический режим транзисторов предлагаемой схемы ШУ (рис. 2.3) устанавливается двухполюсниками I₁, I₂, I₃, R1, R2. За счёт новых связей токостабилизирующие двухполюсники I₁, I₂, I₃ реализуются по одинаковым (традиционным) схемам, например на биполярных транзисторах, и имеют одинаковое минимальное напряжение, при котором их транзисторы не входят в насыщение (). В результате схема рис. 2.3 (рис. 2.2) может иметь малое напряжение питания .

На рис. 2.4 представлена схема предлагаемого ШУ (рис. 2.2) в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов, а на рис. 2.5 - зависимость его коэффициента усиления по току от частоты.

Рис. 2.4. Схема предлагаемого ШУ в среде компьютерного моделирования Cadence [19]

Рис. 2.5. Частотная зависимость коэффициента усиления ШУ по току

На переменном токе предлагаемый ШУ имеет такие же характеристики, что и известное устройство: обеспечивает усиление сигналов до частоты 10-15 ГГц.

Таким образом, предлагаемый ШУ выполняет функции СВЧ-усили-теля тока при напряжении питания .

2.2 Усилители Гильберта с параллельным каналом преобразования сигнала

Основное достоинство усилителей тока Гильберта - широкий диапазон рабочих частот и наиболее полное использование высокочастотных свойств применяемых транзисторов. Такие усилители стали базовым функциональным узлом многих СВЧ изделий.

Как уже отмечалось, существенный недостаток классического ШУ рис. 2.6 состоит в том, что он неработоспособен при напряжениях питания . Это не позволяет использовать данную архитектуру в электронных схемах с , а также при их изготовлении по СВЧ SiGe-технологиям с малыми топологическими нормами, которые не допускают работу транзисторов при .

Рис. 2.6. Схема классического широкополосного усилителя тока

Схема предлагаемого усилителя показана на рис. 2.7 [20]. Решаемая им задача - снижение допустимого напряжения питания ШУ до 1,5 В при сохранении на достаточно высоком уровне основных динамических параметров.

Рис. 2.7. Схема предлагаемого широкополосного усилителя тока с параллельным каналом [20]

На рис. 2.7 цепи дополнительной нагрузки транзисторов ЦН1, ЦН2 выполнены в виде двух последовательно соединённых прямосмещённых p-n переходов (VD1, VD2) и (VD3, VD4). В ряде случаев это могут быть резисторы.

В частном случае токовые выходы устройства Вых.i₁ и Вых.i₂ могут быть подключены к резисторам основной нагрузки R1 и R2, осуществляющим преобразование выходных токов в выходные напряжения.

При практической реализации токостабилизирующих двухполюсников классического ШУ рис. 2.6 его минимальное напряжение питания определяется тремя прямосмещёнными p-n переходами (транзисторы VT1, VT3 и транзистор, на основе которого выполнен двухполюсник I₁) (U_кэ.min.1? 0,7 В, U_эб3 ? U_эб1 ? 0,7 В). Поэтому . Практически из-за особенностей SiGe транзисторов в классическом ШУ .

Статический режим транзисторов предлагаемой схемы ШУ рис. 2.7 устанавливается двухполюсниками I₁, I₂, I₃. За счёт новых связей токостабилизирующие двухполюсники I₁, I₂, I₃ реализуются по одинаковым (традиционным) схемам источников тока на биполярных транзисторах и имеют одинаковое минимальное напряжение U_кэ.min, при котором их транзисторы не входят в насыщение (). В результате схема рис. 2.7 может иметь малые отрицательные и положительные напряжения питания:

, , (2.1)

где - напряжения на p-n переходах VD1, VD2; - минимально возможное напряжение на двухполюснике, выполненном на биполярном транзисторе, находящемся в активном режиме; - напряжение эмиттер-база VT5.

На переменном токе ШУ рис. 2.7 работает аналогично ШУ рис. 2.6 и имеет практически такие же характеристики (рис. 2.10, 2.11), что и известное устройство: обеспечивает усиление сигналов до частоты f_в = 43,4 ГГц.

Приращение входного тока i_вх=2i_вх.2 предлагаемого ШУ делится на две части. Первая составляющая i_вх поступает в эмиттер, а затем - коллектор входного транзистора VT1. Вторая составляющая передаётся в коллектор транзистора VT5 и создаёт на цепи нагрузки ЦН1 приращение напряжения, поступающее на базу транзистора VT3. Как следствие, изменяются эмиттерные и коллекторные токи транзисторов VT3 и VT40, что вызывает в цепи токового выхода (Вых.i₁) суммарное приращение тока:

, (2.2)

где .

В предлагаемой схеме ШУ (рис. 2.7) за счёт изменения отношения можно управлять величиной K_i.

На рис. 2.8 представлена схема классического ШУ (рис. 2.6) в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов, а на рис. 2.9 - схема предлагаемого широкополосного усилителя тока рис. 2.7.

Рис. 2.8. Схема классического ШУ в среде компьютерного моделирования Cadence

Рис. 2.9. Схема предлагаемого широкополосного усилителя тока в среде компьютерного моделирования Cadence [20]

На рис. 2.10 приведена зависимость коэффициента передачи по току K_i предлагаемого ШУ рис. 2.9 от частоты при различных значениях суммарного тока эмиттерной цепи I₁₇ = I₀ транзисторов Q₂₄, Q₂₅ (т.е. транзисторов VT3 и VT4, рис. 2.7).

Рис. 2.10. Частотная зависимость коэффициента передачи по току K_i предлагаемого ШУ при разных значениях I₀ [20]

На рис. 2.11 показана частотная зависимость нормированного коэффициента передачи по току ШУ рис. 2.9 (K_inormal) при токе I₁₇ = I₆ = 8 мА, где

, (2.3)

где K₀ - коэффициент усиления по току K_i в диапазоне средних частот.

Рис. 2.11. Частотная зависимость нормированного коэффициента передачи по току ШУ [20]

Таким образом, предлагаемый усилитель выполняет функции СВЧ усилителя тока при напряжениях питания , что недостижимо в рамках известных технических решений.

2.3 Модифицированный усилитель тока Гильберта

Большой практический интерес представляет разработка новых модификаций усилителей Гильберта, обеспечивающих улучшение качественных показателей в сравнении с базовой схемой (рис. 2.12).

Введение в схему рис. 2.12 p-n переходов VD1, VD2 повышает коэффициент передачи по току.

Рис. 2.12. Модифицированный усилитель тока Гильберта

На рис. 2.13-2.16 приведены схемы предлагаемого и классического усилителей Гильберта в среде PSpice.