Проектирование блоков систем связи на основе кремниевых технологий

Определён маршрут проектирования и методы расчёта тепловых и электрических параметров, эффективность выбранных методов подтверждена результатами измерений.

Авторы благодарят сотрудника ФГУП «НПП «Пульсар» А.Х. Давыдова за помощь в монтаже кристалла и разварке выводов СВЧ МИС усилителя мощности на печатную плату.

3.5 Особенности разработки ИМС широкополосных делителей частоты

Делители частоты (ДЧ) являются важным элементом современных радиоэлектронных систем, используемых в радиолокации, системах беспроводной и волоконно-оптической связи для синтеза сигналов в квадратуре, восстановления сигнала тактовой частоты, а также в качестве элемента обратной связи систем фазовой автоматической подстройки частоты.

Наибольшее распространение получили две архитектуры делителей частоты. Первая - статические ДЧ (СДЧ), построенные на основе последовательно соединённых D-триггеров, охваченных общей отрицательной обратной связью [55]. Вторая - динамические ДЧ, построенные на основе смесителя, охваченного обратной связью через фильтр нижних частот [55]. Недостатком динамических делителей частоты является относительно узкий диапазон рабочих частот - немного более одной октавы [56].

В ряде публикаций приведены результаты моделирования и измерений делителей частоты с экстремальным быстродействием [57-59], принцип работы описан в [55, 56]. В монографии [56] приведён способ параметрической оптимизации статических делителей частоты, справедливый для режима работы с малыми сигналами. Однако, как показывают экспериментальные исследования, для обеспечения симметричного выходного сигнала (с высоким подавлением чётных гармоник) необходимо дополнительно рассматривать нелинейные режимы работы каскадов ДЧ с целью выявления и устранения динамической перегрузки.

Причины ограничения диапазона рабочих частот. Диапазон рабочих частот СДЧ ограничен снизу скоростью нарастания входного напряжения, а сверху - задержкой переключения D-триггера. Первое ограничение устраняется использованием входного сигнала формы меандр с достаточно малым временем фронта. Снижение влияния второго ограничения требует схемно-топологической оптимизации.

Два последовательно соединённых D-триггера, охваченных обратной связью (рис. 3.22), образуют кольцевой счётчик, который выполняет функцию деления частоты на два.

Рис. 3.22. Схема статического делителя частоты на два

Постоянные времени, образуемые резисторами R1a, R2a (R1b, R2b) совместно с соответствующими паразитными ёмкостями (Cpar) на выходе ведущего дифференциального каскада (q1a, q2a и q1b, q2b), определяют минимально допустимую скорость нарастания входного напряжения, при которой ещё сохраняется функция деления частоты. При недостаточно большом значении постоянной времени за время переключения D-триггера из режима слежения в режим хранения потенциалы на выходе ведущего каскада q1a, q2a (q1b, q2b) изменяются, что приводит к появлению в области плоской вершины выходного импульса характерной впадины. Данные выводы подтверждаются результатами моделирования, приведёнными на рис. 3.23, и экспериментом.



Рис. 3.23. Влияние паразитной ёмкости (Cpar) на форму выходного напряжения СДЧ при входном синусоидальном сигнале с частотой 100 МГц, мощностью 3 дБм

Из рис. 3.23 видно, что при некотором значении постоянной времени (в данном случае 80 пc при Cpar = 200 фФ) происходит срыв функционирования СДЧ, т.к. напряжение на входе бистабильной ячейки q4a, q5a (q4b, q5b) изменяется на величину более порога её срабатывания.

Для корректной работы СДЧ необходимо, чтобы выходное напряжение D-триггера устанавливалось в течение половины периода входного сигнала. Таким образом, верхняя граница диапазона рабочих частот СДЧ ограничена значением:

, (3.5)

где - время задержки распространения сигнала от тактового входа к выходу D-триггера (например, от «Вх+» к эмиттеру q7a (рис. 3.22)).

Кроме того, необходимым условием для работоспособности СДЧ является наличие отрицательной входной крутизны бистабильной ячейки q4a, q5a (q4b, q5b) [57] в рабочем диапазоне частот. Расширить диапазон рабочих частот бистабильной ячейки возможно применением дополнительных эмиттерных повторителей, как это показано на рис. 3.22.

Вспомогательные узлы и конструктивное исполнение. Для исключения искажений сигнала и ложных срабатываний вследствие многократных отражений в линии вход и выход СДЧ следует согласовать с трактом 50 Ом, что достигается включением согласующих буферов БУ1, БУ2 (рис. 3.24).

Рис. 3.24. Структурная схема статического делителя частоты

Входной БУ1 (рис. 3.25а) имеет на входе согласующие сопротивления R2e = R3e = 50 Ом, которые включаются через подсхему смещения по постоянному току q1e, I1e, I2e, C1e, C2e. Для сохранения симметрии выходного сигнала при различной полярности входного напряжения необходимо, чтобы эмиттерные повторители q2e, q3e не входили в режим динамической перегрузки в рабочем диапазоне частот и амплитуд входных сигналов. Данное условие обеспечивается выбором значения статического тока эмиттера не менее:

,(3.6)

где f_в - верхняя частота рабочего диапазона; U_вх - наибольшая амплитуда входного напряжения; С_П - эквивалентная паразитная ёмкость на выходе эмиттерного повторителя.

Рис. 3.25. Упрощённые схемы буферов БУ1, БУ2 (рис. 3.24)

К повторителям напряжения выходного буфера БУ2 (рис. 3.25б) предъявляются аналогичные требования (3.6) на статический ток эмиттера транзисторов q1d, q2d, q5d, q6d. Выбор статического тока эмиттера транзисторов q5d, q6d дополнительно ограничен условием обеспечения тока в нагрузке:

, (3.7)

где U_вых - амплитуда выходного напряжения на согласованной нагрузке 50 Ом. Инвертор на транзисторах q3d, q4d (рис. 3.25б) служит для повышения симметрии сигнала и амплитуды выходного напряжения.

Оптимальный статический режим обеспечивается источником опорного тока (ИОТ) (рис. 3.26).

Рис. 3.26. Схема источника опорного тока и узла отключения питания

Схема рис. 3.26 содержит источник тока, пропорциональный абсолютной температуре на элементах q1f-q4f, R1f-R4f. Зависимость от температуры компенсируется введением резистора R7f, ток которого снижается с увеличением температуры за счёт температурной зависимости напряжения эмиттер-база транзистора q6f. Отключение ИОТ осуществляется с помощью инвертора на транзисторах q10f-q11f.

Конструктивное исполнение и топология СДЧ оказывают значительное влияние на результирующие динамические параметры. На рис. 3.27 приведена топология кристалла СДЧ в стандартном кремниевом биполярном техпроцессе.



Рис. 3.27. Топология разработанного СДЧ (размер квадратной контактной площадки - 80 мкм)

Топология была разработана для проволочного монтажа кристалла в корпус. Как показывают результаты моделирования, наибольшее влияние на диапазон рабочих частот и форму выходного напряжения оказывает индуктивность по цепи «земляной» шины питания («0»). Для минимизации эквивалентной индуктивности проволочных соединений с кристаллом множественные контактные площадки шины «0» были расположены в разных углах кристалла и под прямым углом, чтобы исключить паразитное влияние взаимной индуктивности. Размер кристалла (площадь кристалла после резки пластины - 0,95?0,91 мм²) и расположение контактных площадок были оптимизированы для установки в транзисторный корпус КТ22 (вариант с одиночным входом и выходом) и 16-выводной корпус типа H02.8-1В (вариант с дифференциальным входом и выходом).

Для минимизации времени, затрачиваемого на разработку топологии и унификации кристаллов, был выбран модульный принцип построения. На кристалле (рис. 3.27) расположены три каскада деления частоты (ДЧ1-ДЧ3), таким образом, за счёт изменения верхних слоёв металлизации указанных узлов возможно обеспечение коэффициентов деления 2, 4, 8.

Каждый вывод СДЧ подключён к соответствующим элементам защиты от статического электричества. Дополнительный вывод управления питанием «Откл.» позволяет отключать источник опорного тока СДЧ для обеспечения режимов экономии потребляемой энергии.

Результаты моделирования. С учётом вышеприведённых рекомендаций был разработан ряд СВЧ делителей частоты на 2, 4, 8. Результаты моделирования разработанных СДЧ с учётом паразитных параметров топологии кристалла и корпуса приведены на рис. 3.28, 3.29.

Рис. 3.29. Частотная зависимость чувствительности СДЧ на 2

Уровень фазовых шумов разработанных СДЧ при частоте входного сигнала 2 ГГц и уровне входной мощности 0 дБм составляет не хуже - 140 дБн/Гц при отстройке частоты на 100 кГц.

3.6 Активные смесители L диапазона частот

В данном разделе рассматриваются особенности проектирования и результаты моделирования широкополосных активных смесителей L-ди-апазона частот на основе биполярных транзисторов различных технологических процессов. Для построения смесителей была использована архитектура на основе ячейки Джильберта (рис. 3.30).



Рис. 3.30. Базовая архитектура на основе ячейки Джильберта, использованная для построения смесителей

Достижение высоких значений динамического диапазона в рамках данной архитектуры, как правило, реализуется путём введения резистора местной отрицательной обратной связи Re. Падение напряжения на резисторе Re в режиме ограничения по входу определяет максимальное значение амплитуды входного сигнала (U_вх.гр). Однако при этом возникает противоречие в отношении достижения заданных значений коэффициента преобразования, коэффициента шума и линейности.

Для снижения коэффициента шума номинал резистора Re выбирается как можно меньшего значения, а требуемое значение падения напряжения обеспечивается повышением опорного тока. Снижение номинала Re при фиксированном значении Rк приводит к повышению коэффициента преобразования. Следует учитывать, что повышенное значение коэффициента преобразования может привести к ограничению координаты выходного напряжения ранее достижения входным напряжением значения U_вх.гр. Максимальная амплитуда выходного напряжения ограничивается значением напряжения питания (Е_п) и выбранным значением падения напряжения на резисторе Rе. Низкие значения напряжений питания могут привести к существенному ограничению амплитуды выходного напряжения, что приводит к необходимости снижать коэффициент преобразования при повышенных требованиях линейности по входу.

Таким образом, при разработке высоколинейных активных смесителей на основе ячейки Джильберта и низких значениях напряжения питания следует снижать коэффициент преобразования в ядре смесителя. Данная рекомендация была использована при разработке трёх вариантов смесителей.

Смеситель См.1 построен в базисе элементов кремниевой биполярной технологии с проектной нормой 0,6 мкм. Биполярные транзисторы имеют многоэмиттерную структуру, максимальное значение граничной частоты составляет 20 ГГц.

В смесителе См.2 использованы биполярные одноэмиттерные транзисторы (граничная частота до 15 ГГц), входящие в состав кремниевой БиКМОП технологии с проектной нормой 0,6 мкм. Отсутствие многоэмиттерных транзисторных структур привело к необходимости объединения большого количества транзисторов, что привело к существенному повышению площади межсоединений и паразитной ёмкости в топологии.

При моделировании смесителя См.3 были использованы модели элементов БиКМОП SiGe технологии с гетеробиполярными транзисторами с граничной частотой до 30 ГГц.

Основные параметры разработанных смесителей, полученные путём моделирования с учётом паразитных ёмкостей топологии, приведены в таблице 3.3.

Таблица 3.3 Основные параметры разработанных смесителей

Наименование параметра и единиц измерения	См. 1	См. 2	См. 3
Полоса входных рабочих частот по уровню 0 дБ, ГГц	3	2,8	3
Полоса выходных рабочих частот по уровню 0 дБ, ГГц	3	2,8	3
Коэффициент преобразования Fвх=1,5ГГц, Fпч=10МГц	0,76	1,63	1,1
Точка компрессии на 1 дБ, приведённая ко входу, дБмВт	-3,5	-4,5	-3,6
Коэффициент шума, дБ	11,2	11,6	11,0
Потребляемый ток, мА	82,3	82	82,6
Напряжение питания, В	5	5	5

Результаты моделирования, приведённые в таблице 3.3, показывают, что основные параметры активного смесителя L-диапазона частот на основе ячейки Джильберта несущественно изменяются при изменении граничной частоты используемых биполярных транзисторов от 15 до 30 ГГц.

3.7 Кремниевые СВЧ смесители на основе диодов Шоттки в монолитном и гибридном исполнении

Современные средства радиолокации, измерительной техники, систем широкополосной и сверхширокополосной связи требуют обширной номенклатуры СВЧ смесителей с широкой мгновенной полосой рабочих частот. Основными параметрами, которыми характеризуются пассивные смесители, являются: диапазон рабочих частот по входу сигнала радиочастоты, гетеродина и выходу промежуточной частоты; потери преобразования; развязка между входами; точка компрессии коэффициента преобразования на 1 дБ; необходимый уровень мощности сигнала гетеродина. Современные СВЧ смесители реализуются в виде монолитной интегральной схемы (МИС) [60] или гибридной интегральной схемы (ГИС) [61].

Ниже обсуждаются преимущества и недостатки указанных вариантов реализации, а также результаты разработки МИС и ГИС СВЧ смесителей на основе кремниевых диодов Шоттки.

Основные тенденции в развитии СВЧ смесителей. Существующие отечественные образцы широкополосных пассивных СВЧ смесителей выполняются, как правило, в виде модулей с использованием технологии однослойных поликоровых плат, что обусловливает их большие габариты ввиду отсутствия возможности вертикальной интеграции. Трёхмерная интеграция может быть реализована с использованием технологии многослойных плат на основе керамики с высокой (HTCC) или низкой (LTCC) температурой обжига [62]. Принципиальным недостатком давно известной технологии HTCC является использование тугоплавких металлов с высоким удельным сопротивлением, что не позволяет создавать на её основе качественные пассивные СВЧ устройства. В относительно недавно появившейся технологии LTCC применяются керамические листы с низкими значениями тангенса угла диэлектрических потерь и проводники из хорошо проводящих металлов (серебро, золото, платина). Толщина изоляционных керамических листов может изменяться в широких пределах (43-216 мкм), что позволяет задавать волновые сопротивления линий в широких пределах и строить на их основе разнообразные широкополосные пассивные цепи преобразования импеданса и симметрирующие устройства.

При построении МИС широкополосных СВЧ смесителей на основе полупроводниковых технологий отсутствует возможность изменения толщины диэлектрических слоёв в широких пределах, что не позволяет реализовать некоторые варианты широкополосных симметрирующих устройств. В случае применения стандартной кремниевой технологии возникают дополнительные проблемы, связанные с большими потерями в низкоомной подложке и тонких слоях алюминиевой металлизации. Однако применение стандартной кремниевой технологии для построения СВЧ смесителей является перспективным, т.к. позволяет создавать малогабаритные высоко интегрированные микросхемы. Например, такие МИС могут содержать встроенные малошумящие усилители, переключатели, усилитель сигнала гетеродина и т.п. [63].

В диапазоне частот от 1 до 8 ГГц наибольшее распространение нашли двойные балансные пассивные СВЧ смесители на основе диодов Шоттки [60, 61]. К достоинствам таких смесителей можно отнести возможность работы с большими уровнями сигналов и хорошую изоляцию входов. Значительным преимуществом пассивных смесителей, в сравнении с активными смесителями, является принципиально более высокий динамический диапазон. В пассивном смесителе ограничение динамического диапазона сверху (точка компрессии на 1 дБ) определяется мощностью гетеродина, а снизу (коэффициент шума) - потерями на преобразование; т.к. с повышением мощности гетеродина потери на преобразование снижаются, а точка компрессии на 1 дБ растёт, то условия для расширения динамического диапазона снизу и сверху совпадают. Таким образом, повышение мощности гетеродина приводит к расширению динамического диапазона пассивного СВЧ смесителя. Точка компрессии коэффициента преобразования на 1 дБ двойного балансного смесителя примерно на 3 дБ меньше мощности сигнала гетеродина. Подача и съём напряжений с диодов осуществляется с помощью симметрирующих устройств (СУ), которые выполняют функцию согласования импеданса и преобразования несимметричного выхода источника сигнала в симметричный. Основные параметры пассивного смесителя в значительной мере определяются характеристиками симметрирующих устройств [64, 65]. Выбор диодов определяется компромиссом между полосой пропускания и потерями преобразования. Противоречие заключается в том, что при уменьшении площади перехода диода снижается проходная ёмкость (расширяется диапазон рабочих частот), но повышается последовательное сопротивление (что приводит к увеличению потерь преобразования).

СВЧ ГИС смесителя по технологии LTCC. При проектировании ГИС пассивного смесителя были использованы СУ Гуанелла (TR1, TR3 на рис. 3.31, 3.32), или, как его ещё принято называть, последовательно-параллельный трансформатор на линиях [66]. Данное СУ представляет собой две пары связанных линий, включённых по входу параллельно, а по выходу - последовательно, что обеспечивает коэффициент трансформации сопротивлений 1:4. Обычно СУ Гуанелла применяются в сочетании с ферритовым сердечником [66], что ограничивает их применение в рамках планарных технологий. В ряде зарубежных публикаций [67-68] была показана возможность использования таких СУ без ферритовых сердечников, что делает их перспективными для построения ГИС СВЧ смесителей.

Для выделения сигнала промежуточной частоты использован отвод от середины сумматора мощности на связанных полосковых линиях (рис. 3.31) (TR2). В отсутствии сигнала гетеродина разность токов i₁ - i₂ равна нулю и сигнал на выходе смесителя отсутствует. При подаче достаточно большого (для отпирания пары последовательно включённых диодов) сигнала гетеродина появляется разность токов i₁ - i₂. В зависимости от полярности напряжения гетеродина выполняется неравенство i₁ << i₂ (положительная полярность U_гет) или i₁ >> i₂ (отрицательная полярность U_гет), в результате чего выходной ток i_вых изменяется в соответствии с функцией Хевисайда, а в спектре выходного напряжения возникают составляющие с частотами m•f_РЧ ± n•f_ГЕТ, где m, n - целые числа.

Рис. 3.31. Схема двойного балансного смесителя на основе СУ Гуанелла

Путём параметрического синтеза с использованием САПР электромагнитного моделирования была разработана топология СУ Гуанелла (рис. 3.31. Основные параметры в диапазоне частот 1-5 ГГц следующие: разбаланс по фазе не более 1?, разбаланс по амплитуде не более 6 дБ, вносимые потери не более 0,6 дБ.



Рис. 3.32. Внешние размеры (а) и трёхмерная модель (б) СУ Гуанелла на основе технологии LTCC

На основе СУ рис. 3.32 путём коммутации обмоток спроектировано устройство выделения сигнала промежуточной частоты. Расположение выводов ГИС смесителя выбрано в соответствии с зарубежными аналогами [61]. Подложка ГИС смесителя состоит из 10 керамических слоёв, внешние габариты LTCC ГИС смесителя составили 7?5?1,2 мм (ДШВ). Результаты моделирования ГИС смесителя методом гармонического баланса при мощности гетеродина 16 дБм приведены в табл. 3.4. Для сравнения представлены параметры аналогичного смесителя MCA1T-42MH+ от компании Mini-circuits (США) [61].

Таблица 3.4 Основные параметры разработанного смесителя и MCA1T-42MH+

Наименование параметра и единица измерения	LTCC См.	MCA1-42MH+
Потери преобразования, дБ	5,5-10	5,2-10
Диапазон рабочих частот по входу, ГГц	1,5-6	0,8-4,3
Диапазон рабочих частот по выходу, МГц	0-2,5	0-1,7
Точка компрессии коэффициента преобразования на 1 дБ, дБм	11,5	9
Изоляция Гет-РЧ, дБ	30	28
Изоляция Гет-ПЧ, дБ	20	17
Изоляция РЧ-ПЧ, дБ	13	11
КСВ по входу РЧ	< 3	< 5
КСВ по выходу ПЧ	< 2,6	< 3.4



Рис. 3.33. Коэффициент преобразования модели СВЧ ГИС смесителя на основе СУ Гуанелла с диодами 10?10 мкм

По результатам моделирования разработанная ГИС смесителя обладает коэффициентом преобразования около 6,5 дБ, КСВ на уровне 2 и изоляцией от сигнала гетеродина более 20 дБ в диапазоне частот 1-5 ГГц.

СВЧ МИС смесителя по кремниевой технологии. СВЧ МИС пассивного смесителя на основе диодов Шоттки разработана в рамках стандартной кремниевой технологии. Основные параметры подложки следующие: удельное сопротивление подложки - 25 Ом·см, толщина изолирующего оксида под верхним слоем металлизации - 4 мкм, количество уровней металлизации - 3.

В качестве симметрирующих устройств применены трансформаторы с отводом от середины на основе двух вложенных катушек индуктивности с боковой магнитной связью. Для обеспечения малых значений разбаланса по амплитуде и фазе обмотки трансформаторов были выполнены симметрично на одном уровне металлизации. Второй уровень металлизации был использован только для организации пересекающихся связей. Размер использованных диодов Шоттки - 10?100 мкм. Топология разработанного кристалла СВЧ смесителя приведена на рис. 3.34.

Рис. 3.34. Топология кристалла МИС пассивного смесителя

Для проведения измерений кристалл СВЧ МИС смесителя был установлен в стандартный металлокерамический корпус QLCC 6/8-1 для поверхностного монтажа с размерами 5?5 мм. Монтаж кристалла выполнен проволокой диаметром 35 мкм. Снижение паразитной индуктивности по цепи заземления обеспечивается параллельным включением множества монтажных проволок по периметру кристалла. Размер кристалла составляет 1,8?1 мм².

В табл. 3.5 и на рис. 3.35 приведены результаты измерений основных характеристик МИС пассивного СВЧ смесителя в измерительной оснастке. Точка компрессии коэффициента преобразования на 1 дБ, приведённая к входу по результатам измерений, составляет +12 дБм на частоте 3,5 ГГц при мощности на входе гетеродина +16 дБм.

Таблица 3.5 Основные параметры кремниевой СВЧ МИС смесителя и GaAs СВЧ МИС смесителя HMC128G8 [1]

Наименование параметра и единица измерения	Si См.	HMC128G8
Потери преобразования, дБ	8,2-10	8,5-10
Диапазон рабочих частот по входу, ГГц	1,8-4,7	1,8-5
Диапазон рабочих частот по выходу, МГц	1900	2000
Точка компрессии коэффициента преобразования на 1 дБ, дБм	12	10
Изоляция Гет-РЧ, дБ	34	39
Изоляция Гет-ПЧ, дБ	30	30
Изоляция РЧ-ПЧ, дБ	15	7
КСВ по входу РЧ	< 3,0	< 4,4
КСВ по выходу ПЧ	< 2,1	< 2,0



Рис. 3.35. Частотная зависимость коэффициента преобразования от входной частоты для МИС СВЧ смесителя

По результатам измерений разработанная СВЧ МИС смесителя обладает коэффициентом преобразования около 9 дБ, КСВ на уровне 2,5 и изоляцией от сигнала гетеродина более 20 дБ в диапазоне частот 1,6-5 ГГц.

При построении СВЧ смесителей в диапазоне частот до 5 ГГц с использованием кремниевых диодов Шоттки использование технологии LTCC для реализации симметрирующих устройств позволяет обеспечить потери преобразования на уровне 6-7 дБ, в то время как потери аналогичных интегральных микросхем в монолитном исполнении на кремниевой подложке составляют 9-11 дБ. Преимуществом кремниевых СВЧ МИС смесителей являются существенно меньшие габариты и стоимость. Перспективным направлением является интеграция в состав МИС (ГИС) смесителя вспомогательных усилителей и электронных ключей, которые позволят расширить функциональные возможности конечного изделия.

3.8 СВЧ параметры стандартных отечественных металлокерамических корпусов для поверхностного монтажа

При разработке СВЧ МИС (монолитных интегральных схем) в диапазоне частот до 5 ГГц одним из важных этапов является выбор корпуса. В отечественной номенклатуре корпусов микросхем присутствуют в основном корпуса широкого применения и практически отсутствуют корпуса для СВЧ МИС. Большинство стандартных отечественных металлокерамических корпусов не предназначены для работы в области СВЧ, а их использование приводит к значительному ухудшению динамических параметров, а в некоторых случаях - к функциональному отказу СВЧ МИС. Поэтому актуальной задачей является исследование частотных характеристик корпусов, что позволит выявить области применения стандартных типов корпусов МИС, а также выработать рекомендации при разработке новых корпусов СВЧ МИС.

Основные цели исследования корпусов МИС:

- определение влияния корпуса на характеристики СВЧ МИС в диапазоне частот до 5 ГГц;

- сравнение различных типов отечественных металлокерамических корпусов;

- отработка методики электромагнитного моделирования корпуса МИС;

- достижение обозначенных целей возможно с применением программ для электромагнитного анализа и экспериментального исследования.

Методы, применяемые в исследовании. Основными методами исследования СВЧ параметров корпусов МИС являются:

- электродинамическое моделирование или моделирование в квазистатическом приближении;

- экспериментальное определение матрицы S-параметров корпуса МИС в различных вариантах включения.

Моделирование. Результатом моделирования в квазистатическом приближении обычно является эквивалентная схема корпуса на основе сосредоточенных элементов. Точность моделирования существенно зависит от количества элементов, представляющих эквивалентную схему корпуса МИС. В случае необходимости учёта эффектов, связанных с распределённым характером электрических цепей корпуса МИС, моделирование в квазистатическом приближении оказывается малоэффективным. Таким образом, моделирование в квазистатическом приближении допустимо при электрических размерах корпуса много меньше (обычно в 30 раз) длины волны. Преимуществами моделирования в квазистатическом приближении являются небольшое время, затрачиваемое на расчёт и возможность использования упрощённой модели корпуса МИС (в модели не требуется описание устройства подключения, а в качестве источника сигнала может использоваться втекающий/вытекающий ток).

В случае использования электродинамического моделирования необходимо использовать модель не только корпуса МИС, но и его устройства подключения, что несколько усложняет задачу, но позволяет обеспечить результат, более близкий к результатам измерения. Результатом расчёта при электродинамическом моделировании является матрица S-параметров.

Широкое распространение в решении трёхмерных и двухмерных задач в САПР нашёл метод конечных элементов. Смысл используемого метода состоит в том, что пространство, в котором распространяются электромагнитные волны, разбивается на простейшие объёмные элементы, имеющие форму тетраэдров. Размер тетраэдра должен быть достаточно мал, чтобы поле в его пределах можно было описать простой функцией с неизвестными коэффициентами. Эти коэффициенты ищутся из уравнений Максвелла и граничных условий. В результате электродинамическая задача сводится к системе линейных алгебраических уравнений относительно этих коэффициентов.

Преимуществом моделирования является возможность изменения параметров модели с целью определения их влияния на СВЧ параметры корпуса. Существенным недостатком моделирования может оказаться низкая достоверность результатов из-за некорректности установки параметров материалов, геометрических размеров корпуса, граничных условий и т.д. Часть этих данных при проведении моделирования может быть недоступна, что приводит к неопределённости задания модели.

В настоящем исследовании было использовано электродинамическое моделирование корпуса с измерительной оснасткой, представленное на рисунке 3.36а, б, в.

Рис. 3.36. Трёхмерные модели корпуса Н02.16.1-В с учётом подводящих линий (а) и без их учёта (б), а также для корпуса КТ-22 (в)

Экспериментальная часть. Для экспериментального исследования СВЧ характеристик корпуса МИС была разработана и изготовлена измерительная оснастка с согласованными микрополосковыми линиями передачи на основе стандартного стеклотекстолита (рис. 2.37а). Были выбраны корпуса: малогабаритный четырёхвыводной корпус КТ22, 16-выводной корпус Н02.16.1-В, семивыводной корпус QLCC 6/8-1. Данные типы корпусов нашли широкое применение при построении таких радиочастотных узлов, как делители частоты, буферные усилители, широкополосные усилители, смесители и т.д.

Тестовая схема рис. 3.37 представляет собой измерение характеристик корпуса на «проход». Для адекватного учёта влияния проволочных соединений с кристаллом МИС в корпусе КТ22 для промежуточной разварки была использована входная контактная площадка тестового кристалла буферного усилителя (ёмкость площадки - 0,1 пФ). Модель данного эксперимента приведена на рис. 3.36в. В таком варианте эксперимента наиболее точно отражается влияние проволочных соединений с кристаллом, а частотные характеристики будут соответствовать предельно достижимым, т.е. идеальному буферному усилителю, параметры которого ограничены лишь паразитными ёмкостями контактных площадок и параметрами корпуса. Следует отметить, что в качестве тестового кристалла можно использовать миниатюрную плату (с размерами, идентичными кристаллу СВЧ МИС) на основе поликора с микрополосковой линией, что позволит исключить влияние контактной площадки кристалла и учесть лишь параметры корпуса СВЧ МИС.

Рис. 3.37. Корпус КТ22 в измерительной оснастке (а) и схема соединений проволок тестового кристалла в корпусе (б)

В эксперименте с корпусом Н02.16.1-В использовалась идентичная измерительная оснастка (рис. 3.38). Трёхмерные модели данного эксперимента приведены на рис. 3.36а,б. Для реализации соединения на «проход» были использованы две параллельно соединённые проволоки.

Рис. 3.38. Корпус Н02.16.1-В в измерительной оснастке и схема разварки проволочек тестового кристалла в корпусе

Сопоставление результатов. Графики частотной зависимости S-параметров корпуса типа КТ22 (рис. 3.39) и корпуса типа Н02.16.1-В (рис. 3.40), полученные расчётным и экспериментальным путём, достаточно хорошо совпадают в диапазоне частот до 5 ГГц, что позволяет сделать вывод о достоверности моделирования и возможности его использования для учёта паразитного влияния корпуса на характеристики СВЧ МИС.

Рис. 3.39. Сравнение результатов измерения (красные линии) и электромагнитного моделирования (синие линии) корпуса типа КТ-22

Рис. 3.40. Сравнение результатов измерения (красные линии) и электромагнитного моделирования по рис. 3.36а (сиреневые линии) и по рис. 3.36 (синие линии) корпуса типа Н02.16.1-В

Электромагнитное моделирование позволяет оценить влияние корпуса на СВЧ МИС лишь в случае, если параметры корпуса остаются стабильными от образца к образцу. В противном случае результаты моделирования нельзя использовать. Чтобы удостовериться в достаточной повторяемости параметров корпуса и монтажа проволок, было проведено измерение S-параметров четырёх образцов корпуса типа Н02.16.1-В по схеме рис. 3.38. Результаты измерений рис. 3.41 позволяют сделать вывод о достаточно высокой повторяемости параметров в диапазоне частот до 4,5 ГГц. На частотах выше 4,5 ГГц начинает проявляться разброс параметров корпусов.



Рис. 3.41. Сравнение частотных характеристик четырёх образцов корпуса Н02.16-1В

Отработанная методика моделирования корпуса была применена для исследования характеристик корпуса с теплоотводом (рис. 3.42). Данная модель не учитывает влияние проволочных соединений с кристаллом, что позволяет использовать её для оценки частотных характеристик различных кристаллов МИС. Проволочные соединения при этом могут учитываться с помощью дополнительных индуктивных элементов в схеме.

Рис. 3.42. Трёхмерная модель корпуса типа 402.16-34

На рис. 3.43а приведена тестовая схема для определения частотных характеристик корпуса на «проход», на рис. 3.43б, в - результаты расчёта.

Рис. 3.43. Схема включения модели корпуса типа 402.16-34 (а) для определения вносимых потерь (б) и коэффициента отражения по входу (в)

Для исследования СВЧ характеристик корпуса QLCC 6/8-1 была использована микрополосковая линия на поликоровой подложке, подключённая с помощью ленточек (рис. 3.44).

Рис. 3.44. Фото измерительной оснастки для определения СВЧ параметров корпуса QLCC 6/8-1

Результаты измерений корпуса QLCC 6/8-1 приведены на рис. 3.45.

Выводы

Если в качестве пригодности использования корпуса МИС выбрать выполнение неравенств КСВ < 2 и вносимые потери не более 1 дБ, то диапазон рабочих частот рассмотренных корпусов определяется следующим образом:

- четырёхвыводной корпус типа КТ22 - 2 ГГц (на основании результатов измерений);

- 16-выводной корпус типа Н02.16-1В - 1 ГГц (на основании результатов измерений);

- 16-выводной корпус типа 402.16-34 - 300 МГц (на основании результатов моделирования);

- 7-выводной корпус QLCC 6/8-1 - 5 ГГц (на основании результатов измерений).

Благодаря наиболее широкой полосе рабочих частот корпус QLCC 6/8-1 нашёл широкое применение при производстве СВЧ МИС серии 1324: делители частоты - до 4 ГГц, смесители - до 5...7 ГГц, широкополосные усилители - до 3,5 ГГц, удвоители частоты - до 4,6 ГГц (по выходу).

На рис. 3.46-3.48 приведены графики частотной зависимости основных параметров микросхем серии 1324.

Рис. 3.46. Частотная зависимость коэффициента преобразования смесителя 1324ПС5У при мощности гетеродина +16 дБм



Приведённые результаты исследований могут быть использованы при проектировании СВЧ МИС для определения подходящего типа корпуса в соответствии с необходимым частотным диапазоном.

ГЛАВА 4. СФ блоки смешанных систем на кристалле

4.1 Прецизионные ограничители спектра

Создание современных смешанных СнК, ориентированных на системы технической диагностики, предполагает разработку входных СФ блоков, обеспечивающих взаимодействие с внешними источниками первичной информации. Одним из базовых устройств таких интерфейсов являются прецизионные ограничители спектра, повышающие потенциальную точность АЦ-преобразования. Основной задачей создания таких ФНЧ является минимизация дрейфа нуля. Именно её величина в основном ограничивает минимальное значение опорного напряжения и непосредственно влияет на допустимые технологические нормы производства СнК в целом. Кроме этого, дополнительные требования к стабильности (неравномерности) АЧХ такого фильтра в полосе пропускания предопределяют целесообразность использования лестничных структур [69].

Особенность функций параметрических чувствительностей таких структур в широком диапазоне частот показывает, что влияние пассивных (частотозадающих) элементов приводит в основном только к смещению граничной частоты полосы пропускания и доминирующими факторами, определяющими точность преобразования сигнала в полосе пропускания, являются активные элементы, в частности ОУ. Для существующих технологий эта проблема является доминирующей и определяет конечную эффективность лестничных ФНЧ в соответствующих СФ блоках.

В качестве базовых функциональных элементов лестничных фильтров используются нормальные D-элементы (суперёмкости) [75], имеющие входную проводимость:

, (4.1)

где - сопротивление источника сигнала; - коэффициент пропорциональности.

Можно достаточно строго показать, что для минимизации параметрической чувствительности лестничных фильтров необходимо использовать супер`мкости, реализованные на базе двух ОУ. Варианты возможных схемотехнических решений этих элементов показаны на рис. 4.1-4.4. Для решения общей задачи оптимального схемотехнического проектирования ARC-схем с минимальной чувствительностью необходимо, в соответствии с общей методикой [70], выполнить анализ указанных схем с целью получения набора локальных передаточных функций H_j(p), F_j(p), F_jj(p) и w_iq(p), обеспечивающих оценку влияния частоты единичного усиления ОУ, выбрать наиболее предпочтительные (рациональные) контуры компенсирующих обратных связей и, следовательно, создать принципиальные схемы с минимальной активной чувствительностью.

Здесь и далее под понимается передаточная функция схемы при подключении источника сигнала к неинвертирующему входу j-го ОУ, является передаточной функцией схемы на выходе j-го ОУ, представляет собой аналогичную передаточную функцию при подаче сигнала на неинвертирующий вход j-го ОУ. Что касается локальной функции , то она необходима для оптимальной реализации дополнительной обратной связи и определяется на дифференциальном входе ОУ при подаче сигнала на дополнительный (q-й) вход системы. В общем случае функция определяет характер влияния частоты единичного усиления f₁ ОУ или его площади усиления () на деформацию корней характеристического полинома схемы, поэтому для успешного решения задачи схемотехнического проектирования необходима разработка структур D-элементов с возможностью параметрической минимизации вещественных и мнимых составляющих функций в диапазоне рабочих частот фильтра. Результаты решения этой локальной задачи сведены в табл. 4.1. Как видно из анализа числителей локальных передаточных функций и , характер влияния площадей усиления ОУ различен, что и требует более детального сопоставительного анализа схем именно по этому критерию.

Таблица 4.1 Структура основных локальных передаточных функций D-элементов

Схема рис.	Числитель локальной передаточной функции
4.1
4.2
4.3
4.4
Примечание. Для всех схем знаменатель передаточной функции имеет вид. , поэтому .

В общем случае знаменатель передаточной функции D-элемента будет иметь следующий вид:

. (4.2)

Как видно из соотношений табл. 4.1,

, (4.3)

. (4.4)

В соответствии с общей методикой анализа ARC-схем [70] представим полином (4.2) в окрестности частоты полюса () в виде:

,(4.5)

,(4.6)

. (4.7)

Таким образом, при реализации полного полинома второго порядка в числителе локальных функций возможна собственная компенсация влияния частоты единичного усиления на затухание полюса. Что касается аналогичного влияния на частоту полюса, то это возможно только тогда, когда воспроизводит функцию заграждающего фильтра. Результаты указанных преобразований при для рассматриваемых схем приведены в табл. 4.2. Выполненные преобразования показывают, что синтез структур D-элементов с минимальной активной составляющей общей чувствительности сводится к задаче структурной оптимизации звеньев второго порядка, у которых d_p определяется только влиянием основных параметров активных элементов.

Таблица 4.2 Влияние f1 ОУ на параметры полюсов D-элементов

Схема рис.	Влияние частотных свойств ОУ на параметры полюса
	Математическое соотношение	Параметр
4.1
4.2
4.3
4.4

Полученные результаты показывают, что потенциально более высокими частотными свойствами характеризуются звенья Антонио. Так, в случае применения идентичных ОУ в схеме рис. 4.1 при наблюдается взаимная компенсация влияния первого и второго ОУ на затухание полюса, а в схеме рис. 4.2 - собственная компенсация, которая свободна от указанного ограничения. Однако ни одна из существующих схем не обеспечивает минимизацию влияния ОУ на положение частоты полюса, что и приводит к необходимости введения дополнительных компенсирующих обратных связей.

Для формирования дополнительных структурных ограничений и разработки рекомендаций по выбору предпочтительных дополнительных входов (q), необходимых для организации этих контуров, рассмотрим особенности реализации динамического диапазона лестничных цепей.

Несложно показать, что верхний уровень динамического диапазона определится выражением:

, () или , (),(4.8)

где , (); U_{вых. max} - максимальное выходное напряжение ОУ.

Таким образом, в лестничных структурах, построенных на базе D-элементов, нагрузка подключается к выходу частотозависимой цепи , что в конечном итоге и уменьшает максимально возможный уровень неискажённого сигнала.

Основное влияние на динамический диапазон схемы оказывают собственные шумы, которые обусловлены шумовыми свойствами резисторов и активных элементов. При параметрической оптимизации вклад резистивных элементов можно существенно уменьшить выбором их номиналов и типом технологии. Например, для уменьшения значений номиналов резисторов до уровня нагрузочной способности ОУ можно всегда увеличить ёмкость конденсатора. В этой связи при проектировании высококачественных схем необходимо сконцентрировать усилия на минимизации вклада активных элементов в собственный шум схемы. В этом случае

,,(4.9)

где - эквивалентная спектральная плотность мощности источников шумовой модели j-го ОУ; - границы рабочего диапазона частот . Для оценки возможности расширения динамического диапазона выполним анализ рассматриваемых D-элементов в режиме звена второго порядка. Их локальные передаточные функции F_j(p) и H_j(p) приведены в табл. 4.3 и 4.4. Анализ табл. 4.3 показывает, что в общем случае согласно (4.8) выходное напряжение одного из ОУ превосходит выходное напряжение фильтра в два раза, что и уменьшает верхнюю границу динамического диапазона схемы. Отметим, что в реальных ФНЧ высокого порядка его максимальное выходное напряжение многократно меньше выходного напряжения на выходах ОУ.

Таблица 4.3 Структура локальных передаточных функций D-элементов на выходе ОУ

Схема рис.	Локальная передаточная функция
4.1
4.2
4.3
4.4

Таблица 4.4 Структура локальных передаточных Hj(p) D-элементов

Схема рис.	Локальные передаточные функции
4.1
4.2
4.3
4.4

Если в структуре D-элементов применить идеальные ОУ, то из соотношения (4.9) можно получить относительную меру влияния структуры на собственный шум схемы.

Действительно,

,(4.10)

поэтому мерой качества схемотехнического решения является величина:

.(4.11)

Так, в окрестности частоты полюса фильтра при можно получить, что

, , , , (4.12)

где индекс j соответствует номеру схемы D-элемента (рис. 4.1-4.4).

Таким образом, лучшие результаты по динамическому диапазону даёт звено Антонио с ёмкостной нагрузкой (рис. 4.2).

Из анализа принципиальных схем, показанных на рис. 4.1-4.4, видно, что только в схемах Антонио дрейф нуля определяется входными токами неинвертирующих входов ОУ, которые легко минимизируются применением в их схемотехнике КМОП транзисторов.

В схеме Антонио с ёмкостной нагрузкой дополнительным входом схемы (q) для организации компенсирующего контура обратной связи целесообразно использовать эту ёмкость. Тогда локальные функции будут иметь следующий вид:

, (4.13)

. (4.14)

В этом случае при условии () в соответствии с табл. 4.2 вблизи частоты среза наблюдается собственная компенсация влияния площадей усиления ОУ на затухание, а относительное изменение частоты полюса примет вид:

. (4.15)

Таким образом, если при реализации дополнительного контура компенсирующей обратной связи необходимо выполнить условие:

. (4.16)

В этом случае действие контура будет направлено на взаимную компенсацию относительного изменения частоты полюса. Необходимое суммирование можно выполнить только на дополнительном активном элементе.

Этот результат показывает, что в рамках традиционных низкочувствительных D-элементов возможна только взаимная компенсация влияния частотных свойств ОУ, которая также требует использования дополнительных активных элементов.

Рассмотрим особенность применения мультидифференциальных ОУ для построения широкополосных низкочувствительных D-элементов.

Как видно из соотношения (4.4) и табл. 4.1, приращение характеристического полинома D-элемента равно:

, (4.17)

что обусловлено структурой числителя локальных передаточных функций F₁₁(p) и F₂₂(p). Действие компенсирующего контура, образованного подключением цепи обратной связи к дифференциальному входу одного из ОУ для целей взаимной компенсации, приводит к изменению знака результирующей функции F₁₁(p) или F₂₂(p). Если этот усилитель имеет номер 2, то в соответствии с (17)

, (4.18)

поэтому точность взаимной компенсации определяется структурной и параметрической идентичностью числителей локальных функций F₁₂(p), F₂₂(p) и F₁₁(p). Аналогично можно использовать и первый усилитель. Тогда

, (4.19)

где K₁ и K₂ - масштабные коэффициенты передачи дополнительных четырёхполюсников, связывающие дифференциальный вход первого (второго) ОУ с неинвертирующим входом второго (первого) ОУ.

, (4.20)

. (4.21)

Таким образом, как это следует из табл. 4.1 (локальные передаточные функции F₁₁(p) и F₂₂ (p)), условие компенсации влияния П₁ и П₂ (соотношение (4.18)), при , можно конкретизировать

. (4.22)

Следовательно, выбором K₁ и K₂ можно обеспечить высокий уровень собственной компенсации влияния П₁ и П₂ на «старшие» коэффициенты результирующей передаточной функции, которые в конечном итоге и определяют искажения АЧХ и ФЧХ в полосе пропускания фильтра. Однако одновременно с этим увеличивается это влияние на уменьшение граничной частоты полосы пропускания. Используя свойства лестничных фильтров [69], можно показать, что это смещение можно предварительно учесть изменением резистивных элементов схемы. Основным ограничением достижимого уровня является необходимый запас устойчивости собственно D-элемента, поэтому варианты реализации K₁=2, K₂=0 и K₁= K₂=1 и являются недопустимыми.

Указанные в соотношении (4.22) коэффициенты передачи K₁ и K₂ реализуются в ОУ дополнительными входными дифференциальными каскадами и, следовательно, заменой традиционных ОУ на мультидифференциальные ОУ МОУ. Как будет показано далее, такие МОУ могут иметь различные коэффициенты передачи по отдельным каналам.

Полученные результаты позволяют предложить достаточно простую методику схемотехнического проектирования ФНЧ на базе D-элементов с собственной и взаимной компенсацией влияния частоты единичного усиления на неравномерность АЧХ в полосе пропускания. Эта методика сопровождается сквозным примером проектирования Чебышевского ФНЧ третьего порядка с методической неравномерностью в 0,1дБ и граничной частотой 160 кГц, который является автономным СФ блоком прецизионных СнК.

Первый (традиционный) этап проектирования связан с переходом от LC-прототипа к структуре ФНЧ с суперёмкостями (D-элементами). Для этого из соображений технологичности изделия необходимо задаться базовыми полиномами ёмкостей (C_i=C_H, ) и определить коэффициент пересчёта:

, (4.23)

где - граничная частота полосы пропускания проектируемого ФНЧ.

Используя справочную литературу, можно выбрать параметры и тип аппроксимации, а также номиналы нормированных LC-элементов фильтра-прототипа.

Для указанного выше примера проектирования структура и параметры LC-прототипа показаны на рис. 4.5.

Рис. 4.5. LC-прототип Чебышевского ФНЧ 3-го порядка

Определим влияние сопротивления структуры ФНЧ с D-элементами

(4.24)

и из соображений идентичности влияния ОУ на параметры суперпроводимости (табл. 4.1-4.4) примем для всех D-элементов (см. рис. 4.1-4.4) коэффициент .

Рассчитаем сопротивление R₂ каждого D-элемента по значениям нормализованных ёмкостей () LC-прототипа:

.(4.25)

Для рассматриваемого примера этот этап завершается результатами, показанными на рис. 4.6.



Рис. 4.6. Структура ФНЧ 3-го порядка на базе D-элемента

Отметим, что добротность комплексно-сопряжённого полюса в этом фильтре составляет 1,41 и, следовательно, при ARC-реализации доминирующие параметры, определяющие влияние активных элементов на точность реализации, отсутствуют.

На втором этапе проектирования необходимо выбрать предпочтительный вариант реализации D-элементов. Так, для обеспечения потенциально минимального уровня дрейфа нуля и степени влияния ОУ на параметры D-элемента в рассматриваемом примере остановимся на схеме рис. 4.2. Принципиальная схема такого ФНЧ показана на рис. 4.7.

Рис. 4.7. ФНЧ 3-го порядка с низким дрейфом нуля

(R₁=R₂=1,088 к; R₃=R₄=2 к; R₅=0,516 к), (С₁= С₂= С₃=1 нФ)

С целью уточнения цепей компенсации влияния частоты единичного усиления ОУ можно использовать моделирование схемы идеального и реального фильтра и определить область и уровни локализации экстремума АЧХ в полосе пропускания.

На третьем этапе проектирования с использованием в структуре D-элементов мультидифференциальных ОУ необходимо организовать контуры собственной и взаимной компенсации влияния «старших» коэффициентов на АЧХ фильтра в полосе пропускания и вычислить возможные варианты реализации коэффициентов K₁ и K₂ (соотношение (4.22)). Для рассматриваемого примера с учётом запаса устойчивости возможны два варианта реализации D-элементов с взаимной компенсацией. Первый базируется на K₁=1,45, K₂=0 (один ОУ и один МОУ) и обеспечивает только взаимную компенсацию влияния f₁.

Как видно из соотношения (4.22), повышение уровня собственной компенсации влияния П₁ и П₂ возможно выполнением условия K₁=K₂=1, при этом в ФНЧ 3-го порядка запас устойчивости обеспечивается влиянием R₅, C₃ (непосредственно влияет на запас устойчивости). Выполнение указанного равенства предполагает применение в структуре D-элемента МОУ1 (K₁=1) и МОУ2 (K₂=1) (рис. 4.8).

Рис. 4.8. Бездрейфовый ФНЧ с МОУ

Отметим, что введение рассматриваемых здесь компенсирующих обратных связей всегда приводит к уменьшению граничной частоты ФНЧ (см. (4.22)). Как было показано ранее, этот эффект можно существенно ослабить применением дополнительно компенсирующего контура.

Реализация такого контура обеспечивается дополнительным МОУ (рис. 4.9). Здесь, как и отмечалось раньше, компенсирующее напряжение передается в С₂ D-элемента.

Приведённая схема требует дополнительной параметрической оптимизации коэффициентов K₁, K₂ (соотношение (4.22)), обеспечивающих максимальный уровень компенсации и устойчивость работы фильтра и K₁₁=K₂₂ (каналов МОУ3) по указанной методике. Максимизация уровня компенсации влияния частоты единичного усиления на граничную частоту ФНЧ (соотношения (4.16), (4.4) и (4.6)) приводит к условию K₁₁=K₂₂= 0,5.

Рис. 4.9. Принципиальная схема ФНЧ 3-го порядка на базе МОУ с дополнительным компенсирующим контуром обратной связи

Предложенная методика схемотехнического проектирования практически не содержит итерационных циклов и, как показывает настоящий пример, позволяет создать если не оптимальную, то вполне рациональную схему ФНЧ. Основные требования к этому МОУ определяются диапазоном рабочих частот для синфазного сигнала.

Для реализации полученной структуры ФНЧ в варианте схемы рис. 4.8 или 4.9 необходимы мультидифференциальные ОУ, коэффициенты передач отдельных каналов которых должны определяться отношением резисторов. В силу того что дрейф нуля лестничных ФНЧ не зависит от ЭДС смещения этих активных элементов, можно в соответствии с общей методикой построения ОУ использовать структуры, обеспечивающие только увеличение коэффициента ослабления синфазного напряжения. При таком подходе можно использовать предложенный в работе [71] принцип параллельного подключения отдельных входных каскадов с дополнительными резисторами в истоковых (эмиттерных) цепях входных транзисторов, обеспечивающих увеличение граничного напряжения отдельных каналов и возможность выбора необходимого соотношения между коэффициентами передачи его каналов.