На рис. 4.10 приведена принципиальная схема такого МОУ, а на рис. 4.11-4.13 - результаты его моделирования, позволяющие определить диапазон рабочих частот схемы и его нагрузочную способность, необходимую для рационального выбора пассивных элементов лестничного ФНЧ.

Полная принципиальная схема лестничного ФНЧ, соответствующая структуре с дополнительным контуром компенсирующей обратной связи (рис. 4.9), приведена на рис. 4.14. Результаты её моделирования показаны на рис. 4.15-4.18.



Рис. 4.18. Временная характеристика ограничителя спектра

Важной особенностью настоящего ограничителя спектра является возможность оценки производной. Для её выделения из спектра измеряемого сигнала использован МОУ в режиме дифференциального масштабирующего усилителя. В этом случае

.(4.26)

При этом рабочий диапазон этой оценки определяется фазовой погрешностью канала. На рис. 4.17 показана разность фаз выходного гармонического сигнала и его производной. Как видно из графика, в полосе пропускания ФНЧ эта погрешность не превышает 0,07°, что вполне достаточно для решения широкого класса инженерных задач по прецизионной обработке сигналов. Приведённые на рис. 4.18 временные диаграммы работы канала оценки производной и обрабатываемого сигнала показывают, что длительность переходных процессов канала не превышает 10 мкс, что практически совпадает с идеализированным вариантом решения общей задачи. В таблице 4.5 приведены основные параметры ФНЧ как СФ блока.

Таблица 4.5 Основные параметры ФНЧ

Параметр	Значение
Неравномерность АЧХ, мдБ	96
Гарантированное затухание, дБ	-87
Коэффициент прямоугольности	22,6
ЭДС смещения нуля измерительного канала, мкВ	0
ЭДС смещения нуля канала производной, мкВ	-13,6
Граничная частота канала выходного сигнала, кГц	221
Граничная частота канала производной, кГц	154

4.2 Аналоговые интерфейсы в КМОП базисе

При использовании мостовых датчиков различного типа для обеспечения высокого подавления синфазного сигнала входная часть аналогового интерфейса (рис. 4.19) представляет собой классический инструментальный усилитель на ОУ1-ОУ3.

Рис. 4.19. Упрощённая схема аналогового интерфейса

При идентичности ОУ схема имеет независимый от дифференциального коэффициента усиления (K) коэффициент передачи синфазного напряжения (K_СН). Однако для этого необходимо согласование всех резисторов при воздействии различных дестабилизирующих факторов. Анализ усилителя приводит к следующим результатам:

, (4.27)

,(4.28)

,(4.29)

где K_СС - коэффициент передачи синфазного сигнала ОУЗ; - статический коэффициент усиления ОУЗ; , - относительная погрешность сопротивления резисторов; f_ГР, f₁, - граничная частота инструментального усилителя и частота единичного усиления ОУ1, ОУ2.

Таким образом, для реализации относительно небольшого K_СН=-75 дБ необходимо обеспечить достаточно высокую точность идентичности сопротивления резисторов сумматора инструментального усилителя (порядка 0,01 %) при воздействии всего комплекса дестабилизирующих факторов. Как правило, при их производстве используются прецизионные резисторы с дополнительной функциональной лазерной настройкой. Иногда для решения этой проблемы используется периодическая настройка схемы за счёт изменения коэффициента передачи резистивного делителя. Однако в этом случае возникает дополнительная погрешность:

.(4.30)

Эта погрешность ограничивает результирующую точность интерфейса. Из (4.28) следует, что для управления дифференциальным коэффициентом усиления необходимо варьировать сопротивление резистора r (например так, как это показано на рис. 4.20) при условии согласования его временных и температурных дрейфов с базовым номиналом R [72]. Кроме этого на выходах ОУ1 и ОУ2 действует достаточно большое синфазное напряжение U_C , которое и ограничивает максимальное выходное напряжение схемы и, следовательно, не позволяет использовать низковольтные ОУ.

Таким образом, традиционная схема предполагает использование технологически сложно реализуемых резисторов и трёх идентичных высококачественных, потребляющих от источников питания большую мощность, операционных усилителей.

Для управления коэффициентом усиления используются прецизионные резистивные наборы (РН) с коммутаторами напряжения. Как правило, это обеспечивает выбор коэффициента передачи из ряда 1, 10, 100. Указанное обстоятельство не позволяет использовать настоящее устройство в гибридных система с верхним уровнем адаптации, а также увеличивает число элементов среднего уровня интеграции в интерфейсе системы цифровой обработки аналоговых сигналов.

Рис. 4.20. Цифроуправляемый инструментальный усилитель

В работе [73] показано, что в структуре инструментального усилителя можно в качестве управителей использовать резистивные матрицы R-2R с непрецизионным базовым номиналом (рис. 4.21). В этом случае коэффициент передачи усилителя в случае применения идеализированных ОУ будет иметь следующий вид:

,(4.31)

где ; ; - состояние i-го ключа резистивной матрицы R-2R.



Рис. 4.21. Программируемый инструментальный усилитель

Если ОУ характеризуется однополюсной моделью (_i - статический коэффициент и Пi - площадь усиления i-го активного элемента), то передаточная функция рассматриваемого устройства будет иметь следующий вид:

(4.32)

где или

при использовании резистивной матрицы в режиме масштабирования тока или напряжения соответственно [2].

Если ОУ1, ОУ2, ОУ3 и ОУ4 попарно идентичны, то

.(4.33)

Таким образом, инерционность усилителей, входящих в состав умножающих ЦАП, уменьшает влияние основных активных элементов (ОУ1 и ОУ2).

Приведённый анализ показывает, что использование традиционных схемотехнических решений требует значительных компонентных затрат и препятствует их системной интеграции в смешанные СнК.

Альтернативным способом решения общей задачи является создание мультидифференциальных ОУ с двумя автономными, но взаимосвязанными каналами масштабирования аналоговых сигналов. В этом случае, как следует из анализа принципиальной схемы рис. 4.23, основные параметры инструментального (масштабного) усилителя определяются из следующих соотношений:

, (4.34)

, (4.35)

. (4.36)

Важным дополнительным свойством такой реализации является возможность использования в цепи обратной связи МОУ резистивной матрицы R-2R в режиме масштабирования тока (рис. 4.23). Тогда, как это следует из [70],

, (4.37)

, (4.38)

где - состояние коммутаторов напряжения матрицы R-2R.

Таким образом, для реализации такого инструментального усилителя необходим мультидифференциальный ОУ с высоким коэффициентом ослабления синфазного напряжения (K_оссн) и низким ЭДС смещения, при этом граничное входное напряжение на его дифференциальных входах in3 и in4 должно обеспечивать линейность преобразования в заданном масштабе выходного напряжения.

Как видно из принципиальной схемы мультидифференциального ОУ, приведённой на рис. 4.24, цепь, компенсирующая синфазное напряжение (узел 1), обеспечивает минимизацию коэффициента передачи синфазного напряжения (максимизацию K_оссн) как для основного, так и для дополнительного (узел 2) каналов преобразования [74].

Дополнительные резисторы R₁ и R₂ в истоковых цепях входных дифференциальных каскадов обеспечивают увеличение их входного граничного напряжения и реализуют коррекцию коэффициентов передачи основного и дополнительного каналов. Тогда в зависимости от способа реализации цепи обратной связи

 (4.39)

. (4.40)

Второй отличительной особенностью такого МОУ является цепь стабилизации его Е_см (узел 3), причём условия параметрического оптимума достигаются дополнительным резистором R₃. Результаты моделирования принципиальной схемы приведены на рис. 4.25-4.27. Сравнение основных параметров рассматриваемого МОУ с параметрами одного из прецизионных ОУ, используемых в традиционных ИУ, приведено в табл. 4.6.

Таблица 4.6 Основные параметры операционных усилителей

ОУ	Параметр
	µ,дБ	f1,МГц	хфронта+,В/мкс	Коссн,дБ	fгр.оссн,кГц	Есм,мкВ	Uвых.max,В	Есм,мкВ/град	I0,мА
AD8610	100	25	50	95	-	100,0	±3	3,5	3,5
МОУ рис. 4.24	125	130	30	190	3,8	0,035	±2,8	0,0015	6
Примечание. Для всех схем минимальное сопротивление нагрузки Rн.min = 1 кОм

Рис. 4.24. Мультидифференциальный ОУ для инструментального усилителя



Реализуемые мультидифференциальным ОУ параметры подтверждают возможность создания экономичных инструментальных усилителей и аналоговых интерфейсов на их основе.

Таким образом, полученные результаты подтверждают исходные теоретические положения, связанные с возможностью композиции схемотехнических подходов в усилительных устройствах.

На основе представленных схемотехнических принципов реализации аналоговых интерфейсов и решений активных элементов (ОУ, МОУ) синтезирован аналоговый интерфейс для мостовых чувствительных элементов (ЧЭ) (рис. 4.28).



Рис. 4.28. Принципиальная схема аналогового интерфейса

Выходной сигнал ЧЭ подаётся на входы МОУ1, реализованного по схеме рис. 4.24. Именно это обеспечивает глубокое (4.35) подавление синфазного напряжения ЧЭ и усиление его дифференциального сигнала. ФНЧ 3-го порядка с повторителем напряжения ОУ2 выполняет функцию ограничения спектра сигнала для АЦП.

Отличительной особенностью этого ограничителя спектра является реализация его структурой канала измерения производной (Вых. 2) сигнала чувствительного элемента. Это осуществляется дополнительным мультидифференциальным ОУ3 путём выделения дифференциального сигнала промежуточных узлов схемы, поэтому

, (4.41)

где , .

С учётом большого статического коэффициента усиления МОУ и его широкополосности (табл. 4.6) можно считать, что в диапазоне рабочих частот

, (4.42)

где U_ЧЭ - дифференциальное напряжение чувствительного элемента.

Для современной микросхемотехники необходимо учитывать влияние температуры на погрешность измерения физической величины. Именно поэтому в составе аналогового интерфейса использован канал измерения температуры с дополнительным чувствительным элементом в виде терморезистора R_t.

, (4.43)

где R_t0 - сопротивление терморезистора при Дt = 0; R - его температурный коэффициент.

Результаты моделирования принципиальной схемы интерфейса приведены в таблице 4.7.

Таблица 4.7 Основные параметры аналогового интерфейса

Диапазон рабочих частот, кГц	0-25
Точность измерения величины двоичных разрядов	12
Точность вычисления производной величины, двоичных разрядов	8-12*
Дифференциальный коэффициент усиления канала физической величины	50
Коэффициент передачи синфазного напряжения, дБ	-150
Максимальное выходное напряжение канала величины, мВ	500
Максимальное выходное напряжение канала производной величины, мВ	40-300*
Номинальное напряжение питания, В	±5
Потребляемый ток, мА	30
Дрейф нуля канала измерения величины, мкВ	2
Дрейф нуля канала измерения производной величины, мкВ	0,58

На рис. 4.29 показана АЧХ тракта преобразования физической величины в широком диапазоне частот, что позволяет рационально выбирать тактовую частоту АЦП.



Рис. 4.29. АЧХ канала измерения в широком диапазоне частот

Сравнительная характеристика разработанного интерфейса и его функционального аналога PGA (Texas Instruments) приведена в табл. 4.8.

Таблица 4.8 Сравнение интерфейса с аналогом по ключевым показателям

Интерфейс	Кд	fв,кГц	Ксн,дБ	Есм1,мкВ	Uдр2,мкВ	vфр,В/мкс	N1,бит	N2,бит	Еп,В
Настоящая разработка	50	25	-158	0,04	0,58	30	12	8-12	±5
PGA309*	-	-	-56	3	-	0,5	-	-	-
Примечание. PGA309 - прецизионный аналоговый интерфейс фирмы Texas Instruments.

Для демонстрации основной особенности интерфейса на рис. 4.30 приведены его основные временные характеристики для случая линейно изменяющегося входного напряжения. Как видно из временной ошибки, через 2,25 мкс оценка производной может осуществляться с погрешностью восьмиразрядного АЦП.

При необходимости АЧХ тракта можно изменить выбором других параметров ограничителя спектра 3-го порядка через его передаточную функцию:

, (4.44)

коэффициенты которой:

 (4.45)

характеризуются низкой (? 1) элементной чувствительностью к нестабильности параметров резисторов и конденсаторов.

Рис. 4.30. Моделирование канала оценки производной измеряемой величины ( - относительная погрешность производной)

Для реализации небольшой неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в полосе пропускания ( < 1/2ⁿ) при любой аппроксимирующей функции добротность полюса оказывается незначительной, поэтому можно использовать дополнительные параметрические условия:

R₁= R₂= R₃= R; С₁= С₃= С; С₁=hC. (4.46)

Тогда

, (4.47)

что с точностью до отношений номиналов однотипных элементов соответствует структуре лестничного фильтра [69].

Указанные свойства такого ФНЧ связаны с увеличением влияния частоты единичного усиления (f₁) ОУ, поэтому для сохранения низкой чувствительности АЧХ в полосе пропускания необходимо выполнить условие:

, (4.48)

где f_гр - граничная частота полосы пропускания ограничителя спектра.

Для современных схемотехнических решений ОУ такое ограничение не является жёстким. Например, при f_гр = 100 Гц, n = 12, h ? 3 частота единичного усиления f₁ > 1 МГц.

Точность реализации АЧХ в полосе пропускания связана с нестабильностью пассивных элементов ФНЧ и соответствующей интегральной (среднеквадратической) чувствительностью. Учитывая, что в диапазоне рабочих частот сенсорного интерфейса такая чувствительность возрастает по мере приближения к f_гр, целесообразно уменьшать эффективность использования полосы пропускания. Так, в диапазоне 0 ? f ? f_гр/h общая стабильность оказывается максимальной при использовании резисторов и конденсаторов соответствующего класса точности.

4.3 Импульсно-потенциальные АЦП

Традиционные АЦП в СнК или СвК не обеспечивают одновременное преобразование аналоговых сигналов и прямой доступ к ОЗУ без прерывания центрального процессорного элемента. Кроме этого, обеспечение даже относительно невысокой точности преобразования требует применения большого числа прецизионных резистивных, ёмкостных и полупроводниковых компонентов в соответствующих портах ввода. В работе [75] предложен принцип частотного (импульсного) преобразования исходных физических величин, обеспечивающий коррекцию результатов АЦ-преобразования и прямой доступ к памяти.

Для решения задачи адаптивного управления в рамках принципа самоорганизующихся оптимальных регуляторов с экстраполяцией в работе [76] предложена архитектура смешанных СнК с многоканальным параллельным вводом непосредственно в область оперативной памяти собственно процессора цифровых данных, а в работе [77] - структура аналого-цифровых интерфейсов импульсно-потенциального типа, обеспечивающих указанный выше цикл преобразования с оценкой производной измеряемой величины.

В рамках предложенной архитектуры СнК существенное повышение точности вычисления при одновременном упрощении аналоговых портов ввода и преобразования аналоговых величин возможно при пересмотре принципа АЦ-преобразования, когда используется жёсткая корреляция опорных источников (баз сравнения). На рис. 4.31 приведена архитектура контроллера смешанной СнК, ориентированная на обработку импульсных сигналов.

Рис. 4.31. Архитектура СнК контроллера для датчиков импульсного типа

В этом случае преобразование длительности паузы (Тп) и длительности импульса (Ти) в цифровой код осуществляется в счётчиках Ст1 и Ст2 разрядности n+m с методической погрешностью, определяемой периодом тактовых импульсов (2tи) кварцевого генератора. Эти счётчики составляют неотъемлемую часть ОЗУ МК.

Повышение точности АЦ-преобразования в анализируемой структуре достигается интегрированием измеряемого напряжения е_x(t) на интервале формирования отрицательного импульса компаратора напряжения u_k(t) (рис. 4.32) [78].

Рис. 4.32. Базовая временная диаграмма работы АЦП

На интервале осуществляется запуск схемы и формирование в интеграторе (рис. 4.33) начальных условий, необходимых для измерения е_x(t), поэтому время запуска схемы определяется из соотношения:

, (4.49)

где =RC.



Рис. 4.33. Структурная схема АЦП импульсно-потенциального типа

В период паузы ) выполняется преобразование измеряемого напряжения е_x(t) в длительность отрицательного импульса (Т_п):

(4.50)

причём, если на этом интервале е_x(t) изменяется со скоростью V

, (4.51)

то измеряемая величина соответствует времени, определяемому «центром» паузы:

(4.52)

Этап формирования положительного импульса обеспечивает восстановление начальных условий (4.49), необходимых для измерения е_x(t), и позволяет осуществить коррекцию результатов преобразования. Действительно,

 (4.53)

поэтому, как это следует из (4.50) и (4.53),

(4.54)

В импульсно-потенциальных АЦ-преобразователях [78] физическая величина x(t) посредством коэффициента преобразования чувствительного элемента (K_п) и опорного напряжения (Е_оп) преобразуется в переменное напряжение е_x(t) и длительность импульсов (T_и(х, Е_оп)), которые непосредственно счётчиком преобразуются в двоичный код .

Таким образом, жёсткая корреляция длительности импульсов на каждом периоде (Т=Т_и+Т_п=t₃-t₀) позволяет практически исключить влияние пассивных элементов на точность АЦ-преобразования при условии, что параметры (Е_оп и Т_и) остаются постоянно на промежутке преобразования.

Для определения погрешности необходимо провести оценку чувствительности к временным интервалам. Структура соотношения (4.54) показывает, что чувствительность определяется следующим соотношением:

(4.55)

поэтому условие m >n является обязательным. Приведённое соотношение показывает, что преобразование «малых» величин е_x(t) сопровождается увеличением чувствительности (4.55) и, следовательно, погрешности вычисления. Для повышения точности в структуре ОЗУ МК (рис. 4.31) счётчик Ст₂ необходимо реализовать в двухканальном варианте, причём один из каналов должен работать в реверсивном режиме. Перевод счётчика из режима суммирования в режим вычитания осуществляется отрицательным фронтом u_k(t). Тогда в первом канале счётчика фиксируется длительность Т_п, а во втором - Т_и-Т_п. В этом случае

(4.56)

поэтому вычисление е_x(t) не сопровождается увеличением погрешности, которая сохраняет своё методическое значение (2t_u).

Истинные значения измеряемой величины находятся на середине длительности паузы (4.52), поэтому при необходимости можно произвести оценку или вычисление производных измеряемых величин. Действительно,

,(4.57)

где

Преобразование длительностей указанных импульсов в двоичный код осуществляется счётчиками Ст1 и Ст2, при этом абсолютная погрешность преобразования и в первом, и во втором случаях определяется периодом (2t_и) генератора тактовых импульсов (ГТИ)

(4.58)

и является «односторонней». Относительная погрешность преобразования Т_п и Т_и определяется разрядностью используемых двоичных счётчиков n и m .

(4.59)

где q - число используемых разрядов Ст1, соответствующих максимальной величине измеряемого напряжения.

К систематической составляющей погрешности также можно отнести гистерезис компаратора напряжения. Как показывает анализ схемы (рис. 4.33), влияние этого фактора на длительность паузы и импульса определяется из следующего соотношения:

(4.60)

где ?U_k^- и ?U_k⁺ - пороговые напряжения аналогового компаратора.

Рассматриваемая структура (рис. 4.33) c коммутатором на МОУ позволяет минимизировать дрейф нуля, который непосредственно влияет на погрешность измерения. Из соотношения (4.54) следует, что конечные приращения ДЕ₁ и ДЕ₂ приводят к следующей оценке погрешности измерения:

(4.61)

где ДЕ₁, ДЕ₂ - приведённые к входу ЭДС смещения нуля МОУ в рассматриваемых режимах работы.

Таким образом, вытекающие из (4.61) требования являются типовыми:

(4.62)

Измерение производных «малых» величин характеризуется большой погрешностью. Действительно,

,(4.63)

,(4.64)

, (4.65)

(4.66)

Потенциально высокие метрологические качества импульсно-потенциальных АЦП требуют специального подхода к схемотехническому проектированию его базовых узлов. Взаимосвязь интервалов (4.50) и (4.53) невозможна в первую очередь без высококачественных проходных ключей. Для современного этапа развития технологии полупроводниковых компонентов наиболее эффективное решение проблемы осуществляется на базе мультидифференциальных операционных усилителей (МОУ), когда дифференциальные входы 1 и 2 (рис. 4.33) используются автономно в режиме интегрирования

Е_оп , (S=1) или -[е_x(t)+E_on], (S=0).

С точки зрения организации процесса преобразования, рассматриваемый АЦП является динамической системой с композицией детерминированных и случайных составляющих. Однако, если предположить, что аналоговый компаратор не имеет динамического гистерезиса, то начальные условия

(4.67)

в окрестностях t₀ и t₃ не имеют случайных составляющих. Именно поэтому в первом приближении задача сводится к анализу влияния «белого» шума, характерного для реальных процессов в чувствительных элементах и, следовательно, в структуре сигнала е_x(t). Анализ структуры АЦП (рис. 4.33) показывает, что в этом случае

,(4.68)

где - среднеквадратическое () значение случайной составляющей на выходе аналогового интегратора.

Таким образом, приращение длительности отрицательного импульса, вызванное влиянием случайных воздействий, определяется следующим соотношением:

.(4.69)

На этом интервале АЦП описывается дифференциальным уравнением:

, (4.70)

где K₀ - статический коэффициент усиления операционного усилителя (ОУ); (t) - некоррелированный с начальными условиями центрированный белый шум интенсивностью . Следуя [78], получим:

.(4.71)

При K₀ >>1 на интервале t₀ - t₂ можно считать

.(4.72)

В реальных датчиках полоса пропускания () всегда ограниченна, поэтому для стационарного случайного процесса, имеющего постоянный спектр от -f_п до + f_п, дисперсия может быть определена соотношением:

,(4.73)

где - спектральная плотность собственного шума датчика или чувствительного элемента. Таким образом, как видно из (4.71) и (4.73), процесс является устойчивым и имеет конечную установившуюся величину. Тогда

.(4.74)

С учётом (4.68) при n=m для наихудшего случая получим взаимосвязь параметров проектирования АЦП при условии, что найденная погрешность не превышает погрешность метода преобразования:

.(4.75)

Например, для определения постоянной времени интегратора можно использовать неравенство:

. (4.76)

Так, для типового практического случая = 0,1мкВ, Е_оп=2,5 В, n = 12, ? 3?10⁵t_и, что несложно реализовать при любой технологии производства СнК.

Таким образом, совокупность требований к аналоговым узлам оказывается достаточно мягкой, и потенциальная точность рассмотренного принципа АЦ-преобразования в основном определяется быстродействием двоичных счётчиков. Даже при высоком динамическом диапазоне измеряемых величин вариант построения СнК в виде СвК не вызывает затруднений.

При взаимодействии рассматриваемого АЦП с чувствительными элементами (сенсорами) резистивного типа (разновидность измерительного моста) можно указанным на рис. 4.34 способом существенно уменьшить требования к стабильности Е_оп. В этом случае знак е_x(t) реализуется инвертирующим подключением инструментального усилителя (ИУ), обеспечивающего масштабирование дифференциального напряжения измерительного моста (ИМ). Тогда

, (4.77)

где K - дифференциальный коэффициент усиления ИУ; K_п - коэффициент преобразования ИМ; Х - измеряемый физический параметр.

Тогда, как это видно из (4.54) и (4.77),

. (4.78)

Рис. 4.34. Взаимодействие чувствительного элемента с АЦП

В этом случае численное значение Е_оп должно быть достаточным для обеспечения нормального режима работы чувствительного элемента и должно сохраняться неизменным (стабильным) только на интервале полного цикла преобразования Т_п + Т_и. Такой выбор Е_оп определяет и численное значение коэффициента усиления ИУ. Совместное решение соотношений (4.59), (4.66) и (4.77) приводит к следующему неравенству:

.(4.79)

Таким образом, полученные дополнительные условия являются непротиворечивыми и позволяют в рамках конкретных технологий при правильной схемотехнической реализации решить общесистемную задачу создания соответствующих СФ блоков.

Как следует из (4.54) и (4.78), определение числового значения измеряемой величины связано с выполнением операций деления длительностей временных интервалов T_и и T_п. Другие нормирующие величины являются константами и при правильной организации системы в целом могут быть реализованы процедурой сдвига этого результата. Такая особенность построения интерфейса в целом накладывает определённые ограничения на архитектуру программируемого ядра СнК. В общем случае здесь возможны следующие базовые подходы к решению этой задачи. Во-первых, в системах автоматического управления можно указать функциональные особенности определения реальных параметров и включить их в алгоритм формирования закона управления и в конечном итоге заменить процедуру деления на операцию умножения номинала на константу. Во-вторых, в системах диагностики реального масштаба времени программируемое ядро СнК в любом случае должно содержать блок аналогового умножения, который может быть модифицирован и для решения обусловленной задачи. Наконец, одной из важных тенденций развития смешанных СнК является формирование в их архитектуре специальных аппаратных модулей, представляющих собой зоны ПЛИС и ПЛМ. Именно поэтому в зависимости от характера решаемой РЭА задачи процедура деления T_и и T_п может быть реализована аппаратно специальным модулем, созданным пользователем в рамках этих модулей. Пример решения такой задачи рассмотрен в работе [79].

Реализация рассмотренной структуры АЦП в КМОП базисе техпроцесса SGB25VD связана с построением и системной интеграцией следующих узлов:

1) аналогового компаратора, управляющего работой мультиплексора и формирующего последовательность положительных и отрицательных импульсов;

2) мультиплексора на базе мультидифференциального ОУ, обеспечивающего циклическую подачу на интегратор аналоговых сигналов +E_оп и +(E_оп-e_x(t));

3) интегратора, формирующего входной переменный сигнал аналогового компаратора.

Точность реализации указанных узлов непосредственно влияет на погрешность АЦ-преобразования физической величины x или напряжения e_x(t). Именно поэтому необходимо на системном уровне определить допустимые погрешности, обеспечивающие необходимую разрядность АЦП. Это проектирование можно выполнить в рамках любых САПР, обеспечивающих вариацию SPICE-моделей усилителей и других операционных преобразователей. Результаты этих исследований представлены на рис. 4.35.

Рис. 4.35. Диаграмма влияния дестабилизирующих факторов на точность АЦ-преобразования

Основным выводом системного анализа является преобладающее влияние ЭДС смещения и статического коэффициента усиления на точность преобразования измеряемой величины. Эти результаты формируют задачу схемотехнического проектирования ОУ для интегратора и аналогового компаратора, которые обеспечивают высокие качественные показатели при низком энергопотреблении. Следует отметить, что низкое влияние частоты единичного усиления на точность АЦ-преобразования позволяет относительно простыми схемотехническими способами решить задачу создания энергоэкономичного ОУ для аналогового интегратора с высоким (более 100 дБ) статическим коэффициентом усиления. Аналогичная задача уменьшения потребляемой мощности стоит и при проектировании аналогового компаратора. Так, при обеспечении напряжения гистерезиса, равного 100 мкВ, существует возможность использования простых схемотехнических решений.

Окончательное решение задачи на системном уровне должно предполагать исследование уровня влияния шумов на точность преобразования.

Анализ влияния широкополосного шума в среде MicroCap 8 возможен за счёт наличия макромодели универсального источника энергии, одним из режимов которого является шумовое воздействие, с переменной амплитудой и частотой шума.

Так, при f_{ш_min}=1/ c учётом запаса по частоте 2 кГц для анализа влияния уровня шума использовались следующие качественные показатели:

- СКО длительности паузы Т_п (Т_п);

- СКО измеряемой величины е_x (е_x).

Если СКО абсолютной погрешности длительности импульса или паузы меньше методического значения погрешности измерения длительностей, то погрешность вычисления измеряемой величины будет укладываться в методическое значение.

Из проделанного анализа по выявлению влияния широкополосного шума, а также из диаграммы, показанной на рис. 4.36, можно сделать вывод о том, что влияние шума для существующих микропроцессоров (?f < 2кГц) на точность 16-разрядного преобразования не носит доминирующий характер.

Компаратор АЦП (рис. 4.37) реализован на базе высокочастотного ОУ (табл. 4.5) и обладает высокими скоростными характеристиками (табл. 4.9). Его выходная цепь позволяет управлять токовыми ключами мультиплексора.



Рис. 4.37. Принципиальная схема аналогового компаратора

Таблица 4.9 Параметры КН

х+,кВ/мкс	х,-кВ/мкс	tф+,нс	tф-,нс	U+,B	U-,B	,ГГц
9,8	2,1	2,2	4,2	2,5	-4	1

Полученные параметры достигаются за счёт использования каскодных структур и цепей собственной компенсации влияния дифференциального сопротивления цепи сток-исток (раздел 1). Основной особенностью схемы являются дополнительные компенсирующие обратные связи, направленные на расширение диапазона рабочих частот. Параметрическая оптимизация каскадов компаратора позволила в рамках предложенных ранее структур повысить его быстродействие без изменения гистерезисного напряжения, которое не превышает 5 мкВ, что практически точно совпадает с условием линейности ОУ.

Как видно из рис. 4.38, мультиплексор является мультидифференциальным операционным усилителем с общей двухканальной обратной связью, работающим по принципу логического ИЛИ отдельных каскадов. В его основу заложен аналогичный ОУ с дополнительным дифференциальным каскадом, что в конечном итоге обеспечивает высокие метрологические параметры (табл. 4.10) и высокую температурную стабильность ЭДС смещения (рис. 4.39). Цепи переключения каналов мультиплексора интегрированы в выходную цепь компаратора (управляющие напряжения U_y1 и U_y2, рис. 4.37).



Рис. 4.38. Принципиальная схема мультиплексора

Таблица 4.10 Параметры мультиплексора

, дБ	,дБ	,ГГц	,мкВ	,, мкВ	Umax+,В	Umax-,В
0	-160	1	62	3	2	-3

Рис. 4.39. Зависимость ЭДС смещения ОУ мультиплексора от температуры

Так как при изменении температуры от -40 до 60 ?C изменение E_см не превысило 3 мкВ, систематическая составляющая погрешности может быть скомпенсирована за счёт введения дополнительных внешних источников ЭДС по каждому из входов МОУ (рис. 4.38). Высокий коэффициент ослабления сигналов соседнего канала (K_осск) обеспечивает, как видно из рис. 4.40, практически идеальное разделение каналов при работе АЦП.

Рис. 4.40. Временная диаграмма аналогового мультиплексора при е₁(t) = 0.1sin(5·10⁶t) и е2(t) = 0.1sin(1·10⁶t)

Интегратор импульсно-потенциального АЦП должен обеспечивать: низкий уровень напряжения дрейфа и высокую линейность интегрирования (рис. 4.35). В его схеме (рис. 4.41) использован ОУ с коэффициентом усиления 120 дБ и E_см=62 мкВ, что обеспечивает отклонение от идеальной характеристики не более чем на 8 мкВ во всём временном диапазоне интегрирования (рис. 4.42).

Рис. 4.41. Принципиальная схема интегратора

Рис. 4.42. Вычисление ошибки интегрирования

Такой результат является достаточным (рис. 4.35) для реализации 16-разрядного АЦП.

Таблица 4.11 Результаты моделирования АЦП при подаче постоянных сигналов

Ти расч, мкс	Ти, мкс	Тп расч, мкс	Тп, мкс	ех вх, мВ	ех изм, мВ	E0, мВ	, %	изм, %
598,2	598,1	299,1	299,1	500	499,8	500	-0,03	0,0010
598,2	598,1	373,9	373,8	300	300,0	500	<0,01	0,0017
598,2	598,0	498,5	498,4	100	99,9	500	-0,08	0,0050
598,2	597,9	2991,2	2992,0	-400	-400,1	500	0,02	0,0012
598,2	597,9	997,0	996,9	-200	-200,1	500	0,06	0,0025
598,2	598,0	664,7	664,6	-50	-50,1	500	0,21	0,0100

Приведённая в табл. 4.11 относительная погрешность измерения (4.8) входной величины e_x увеличивается при измерении малых (около 50 мВ) сигналов и уменьшается при больших сигналах (500 мВ). Это вызвано тем, что для небольших амплитуд измеряемых сигналов становится существенным влияние напряжения дрейфа всего тракта преобразования измеряемого напряжения. Указанная в табл. 4.11 погрешность измерения _изм соответствует результирующей погрешности метода в системе Cadence Virtuoso. Полученная погрешность обеспечивает 14-разрядную точность АЦ-преобразования.

Как отмечалось раньше (рис. 4.33, соотношения (4.52), (4.54)), процедура вычисления e_x(t) предполагает постоянство производной измеряемой величины на интервале паузы (отрицательного импульса) компаратора. Однако из этого не следует невозможность практического применения АЦП для других случаев. В качестве примера на рис. 4.44 приведена временная диаграмма работы при воздействии на схему АЦП гармонического сигнала.

Таблица 4.12 Результаты моделирования АЦП при еx(t)=0,3+0,1*sin(500t)

Ти расч, мкс	Ти, мкс	Тп расч, мкс	Тп, мкс	ех вх, мВ	ех изм, мВ	E0, мВ	д, %
598,207	598,1	351,43	351,5	351,1	350,782	500	-0,09

Сравнение её результатов с данными табл. 4.11 показывает, что и в этом случае результирующая погрешность хорошо согласуется с точностью метода АЦ-преобразования, которая независимо от используемых принципов всегда определяется динамическим диапазоном измеряемой величины. Однако, как отмечалось ранее, в рассмотренном АЦП отсутствуют УВХ и, следовательно, ограничители спектра входных сигналов.

Таким образом, в функциональном отношении использование импульсно-потенциальных АЦП и соответствующих интерфейсов позволяет:

- обеспечить за счёт частотного выхода простыми аппаратными средствами связь с достаточно удалёнными сенсорными элементами;

- осуществить регулярный мониторинг доминирующих параметров преобразователей и коррекцию результатов АЦ-преобразования, а также осуществить оценку производной;

- организовать асинхронный ввод результатов измерения в специальные области памяти микроконтроллера;

- существенно сократить число внешних прерываний в СнК и повысить потенциальное быстродействие системы в целом.

С точки зрения технологии производства не только микро-, но и мини-систем полученные результаты позволяют:

- полностью исключить из структуры собственно микроконтроллера технологически сложные (немасштабируемые) аналоговые активные компоненты;

- в качестве опорных (базовых) источников использовать только один природно-высокостабильный кварцевый резонатор;

- заметно упростить прямой доступ к ОЗУ источников основных сообщений и упростить прерывания по результатам измерения;

- полностью исключить из аналого-цифрового тракта преобразования ограничители спектра (фильтры), прецизионные резистивные элементы, АЦП и, следовательно, существенно уменьшить «компонентную нагрузку» на аналоговую часть сенсорного интерфейса.

Результаты схемотехнического проектирования АЦП в КМОП базисе технологического процесса SGB25VD показывают, что предложенный принцип АЦ-преобразования позволяет получить 14-16 разрядов АЦП для широкого класса инженерных приложений.

Выводы

Полученные теоретические, методические и практические результаты позволяют сделать ряд важнейших для развития современной микросхемотехники аналоговых СФ блоков выводов.

Во-первых, технологическая особенность производства сложно-функциональных блоков создаст реальные параметрические условия схемотехнического проектирования их узлов и устройств с низким влиянием доминирующих параметров активных элементов. Эта особенность может проявляться только в специальных структурах - структурах, обеспечивающих чередование знаков в функциях параметрической чувствительности к нестабильности параметров активных элементов. Для создания принципиальных схем различного функционального назначения, обладающих указанным свойством, оказывается необходимым пересмотр ряда принципов организации обратных связей в линейных устройствах. Для реализации указанных свойств принципиальных схем необходимо изменение структур передаточной функции системы при подаче сигнала на неинвертирующий вход ОУ и передаточной функции на выходе ОУ при том же источнике входного воздействия. В этом случае уменьшается влияние ОУ на собственный шум схемы и сохраняется набор передаточный функций устройства на выходах ОУ и, следовательно, общая передаточная функция.

Во-вторых, конкретизация найденных функциональных и топологических принципов целенаправленного введения компенсирующих контуров обратных связей может для определённого класса практических задач привести к простым правилам построения принципиальных схем с взаимной компенсацией. Для этого необходим анализ целевых (реализуемых) передаточных функций характера изменения структуры их номиналов и базовых параметров проектирования.

В-третьих, как видно из принципиальных схем настоящего раздела, применение общей методики схемотехнического проектирования требует предварительного анализа базовых принципов построения соответствующих блоков и модулей, сопоставительного исследования возможных способов введения компенсирующих обратных связей, а в ряде случаев (например в АЦП) - пересмотра базовых архитектур и принципов построения сложнофункциональных блоков в целом.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Сформулированные в предисловии проблемы составили основную часть прикладных научных исследований, направленных на создание непротиворечивых и системно интегрируемых схемотехнических принципов повышения основных качественных показателей устройств и СФ блоков СнК и СвК средств связи. Найденные структурные и функциональные условия компенсации влияния малосигнальных параметров КМОП транзисторов на коэффициент усиления отдельных узлов и их граничных частот приближают качественные показатели соответствующих устройств к их аналогам на биполярных транзисторах с гетеропереходом. Их совокупность непротиворечива, легко интегрируется в различные СФ блоки и создаёт устойчивые предпосылки реализации ВЧ и СВЧ средств связи в виде систем на кристалле. В затронутой ретроспективе важным прикладным результатом является совместимость этих принципов в БиКМОП базисе, что в конечном итоге позволяет синтезировать широкодиапазонные схемы СВЧ диапазона для относительно дешёвых технологических процессов без изменения интегральных качественных показателей.

Совокупность этой группы результатов позволяет с новых позиций рассматривать возможность создания средств связи, функционирующих в условиях жёстких радиационных и температурных воздействий. Так, опция 0,6 мкм КНИ (xFab) предлагает КМОП компоненты с относительно невысоким качеством их малосигнальных параметров. Следовательно, непосредственное использование предложенных в работе методов собственной компенсации влияния этих параметров на основные характеристики как устройств, так и СФ блоков позволяет многократно повысить диапазон рабочих частот СнК и РЭА в целом.

Непосредственное совершенствование схемотехники для традиционного комплементарного базиса и сформулированные принципы её интеграции в отдельных устройствах позволяют заметно повысить их энергоэкономичность и создать необходимые условия для проектирования СнК более высокого уровня интеграции. Необходимо подчеркнуть, что именно эти принципы позволяют более эффективно использовать базовые кремний-германиевые технологии и, следовательно, продлевать их моральный срок эксплуатации. Например, как это видно из материалов главы 3, итоговые результаты многих устройств систем связи, ориентированные на простейший техпроцесс SGB25VD, хорошо согласуются с их аналогами для более высокочастотных технологий.

Сформулированные в работе принципы связаны со структурной оптимизацией отдельных узлов и устройств. Именно это, как показано в 4 главе, влияет на архитектуру сложно-функциональных блоков современных микроэлектронных систем в корпусе. Перевод ряда традиционных доминирующих факторов, определяющих метрологические свойства функциональных устройств, в разряд недоминирующих создаёт дополнительные уже структурные степени свободы, которые и позволяют генерировать новые подходы к построению СФ блоков. Это положение, очевидно, является главным теоретическим выводом из проведённых исследований.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Коротков А.С. Интегральные (микроэлектронные) радиоуправляемые устройства связи // Изв. РАН. Микроэлектроника. - 2006. - Т. 35. - № 4. - С. 288-305.

2. Korotkov A.S, Morozov D.V., Pilipko M.M., A. Sinha Delta-Sigma ADC for Ternary Code System / A.S. Korotkov, // Proceeding International Symposium Signals Circuit and Systems. - Iasi, Romania. - 2007. - Р. 1-4.

3. URL: www.ihp-microelectronics.com

4. Camenrind H. Designing Analog chips // Preliminary Edition December. - 2004. - URL: www.arraydesingn.com

5. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N., Starchenko E.I. Structurally topological principles of self-compensation in electronic devices // 2^st IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communication. - Russia, M., 2004. - June. - P. 26-30.

6. Методы компенсации основных составляющих выходной ёмкости транзисторов в аналоговых микросхемах / С.Г. Крутчинский [и др.] // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: сб. науч. тр. / под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2006. - С. 223-228.

7. Крутчинский С.Г., Нефедова А.В. Структурная оптимизация дифференциальных каскадов // Известия ЮФУ (Cер. «Технические науки»). - 2008. - № 7. - C. 41-48.

8. Крутчинский С.Г., Старченко Е.И., Нефедова А.В. Инструментальные усилители на базе мультидифференциальных ОУ // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: cб. науч. тр. / под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН. - 2008. - C. 360-365.

9. Крутчинский С.Г., Титов А.Е. Мультидифференциальный операционный усилитель в режиме инструментального усилителя // Научно-технические ведомости СПбГПУ «Информатика, телекоммуникации и управление». - 2010. - № 3 (101). - С. 200-204.

10. Krutchinsky S.G., Titov A.E., Tsybin M.S. Structural optimization of differential stage operational amplifiers // Proceedings International Conference on Signals and Electronic Systems, September 7-10, 2010. - Poland, Gliwice. - Р. 205-209.

11. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N., Kovbasuk N.V. Methods of compensation of parasitic parameters of transistors in analogue integrated circuits // Proceeding ICCSC`04. - Russia, Moscow. - 2004. - Р. 31-35.

12. Крутчинский С.Г., Прокопенко Н.Н., Старченко Е.И. Компенсация паразитных ёмкостей активных элементов в электронных устройствах // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: cб. науч. тр. / под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2006. - С. 194-199.

13. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N., Starchenko E.I. Circuit Engineering Principles of Substrate Parasitic Capacitance Influence Compensation // Proceeding ICCSC`06. - Romania, Bucharest, - 2006. - Р. 155-158.

14. Крутчинский С.Г., Грипинский С.А. Высокочастотная коррекция СВЧ устройств цепями высокого порядка // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: cб. науч. тр. / под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2010. - С. 587-592.

15. Крутчинский С.Г. Структурный синтез в аналоговой микросхемотехнике: монография. - Шахты: ГОУ ВПО «ЮРГУЭС», 2010. - 260 с.

16. Волгин В.И., Зарукин А.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока / под общ. ред. Л.А. Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - 200 с.

17. Toumazou C., Lidgey F.J., Haigh D.G. Analogue IC design: the current-mode approach // IEE Circuits and Systems Series 2. - Peter Peregrinus Ltd, 1990. - 646 c.

18. Прокопенко Н.Н., Ковбасюк Н.В. Схемотехника широкополосных усилителей: монография.- Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2005. - 218 с.

19. Широкополосный усилитель тока: заявка на патент Рос. Федерация: МПК8 H03F 3/45 / Прокопенко Н.Н., Серебряков А.И., Бутырлагин Н.В. - № 2011134144/08; заявл. 12.08.2011 (375).

20. Широкополосный усилитель тока: заявка на патент Рос. Федерация: МПК8 H03F 3/45 / Прокопенко Н.Н., Будяков П.С., Ковбасюк Н.В., Пахомов И.В. - № 2011142544/08; заявл. 20.10.2011 (419).

21. Усилитель переменного тока с противофазными токовыми выходами: заявка на патент Рос. Федерация: МПК8 G05F 3/26, 3/16, H03F 3/45, H03F 3/04 / Прокопенко Н.Н., Будяков П.С., Пахомов И.В. - № 2011143337/08; заявл. 26.10.2011 (380).

22. Многокаскадный усилитель переменного тока: заявка на патент Рос. Федерация: МПК8 H03F 3/45 / Прокопенко Н.Н., Будяков П.С., Пахомов И.В. - № 2011142718/08; заявл. 13.10.2011 (389).

23. Klymenko O., Fischer G., Martynenko D. A High Band Non-Coherent Impulse Radio UWB Receiver, Ultra-Wideband, IEEE International Conference, 10-12 Sept., 2008. - Vol. 3. - Р. 25-29.

24. Схемотехника СВЧ операционных усилителей для аналоговых интерфейсов с глубокой обратной связью // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: сб. науч. тр. / А.С. Будяков [и др.]; под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2008. - С. 301-306.

25. Razavi B. Design of Analog CMOS Integrated Circuits. 1st Edition, McGraw. - Hill International Edition, 2003.

26 Будяков А.C., Першин А.Д., Савченко Е.М. Комплект кремниевых маломощных резонансных усилителей с рабочим диапазоном частот 0,2-3,3 ГГц // Материалы XVIII Всерос. конф. студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика. - 2011. - С. 85.

27. Guermandi D., Franchi E., Gnudi A. A design flow for inductively degenerated LNAs, in Electronics, Circuits and Systems. ICECS 2004 // Proceedings of the 2004 11th IEEE International Conference on. - 2004. - Р. 615-618.

28. Lee T.H., Hajimiri A. Oscillator Phase Noise: A Tutorial // IEEE Journal of Solid-State Circuits. - 2000. -March. - Vol. 35, No. 3.

29. Itoh N., Ishizuka S., Katoh K. Integrated LC-tuned VCO in BiCMOS process. - ESSCIRC, 2001.

30. Johansen T.K., Larson L.E. Optimization of SiGe VCOs for Wireless Applications. - RFIC, 2003.

31. Scuderi A., Paglia L.L., Scuderi A., Carrara F., Palmisano G. A VSWR-Protected Silicon Bipolar RF Power Amplifier With Soft-Slope Power Control // IEEE J. Solid-State Circuits. - 2005. - Vol. 40. - P. 611-621.

32. Gruner D., Boeck G. 6 GHz SiGe power amplifier with on-chip transformer combining // IEEE MTT-S International. - 2007. - P. 790-794.

33. Liu G., Haldi P., Liu T.K., Niknejad A.M. Fully Integrated CMOS Power Amplifier With Efficiency Enhancement at Power Back-Off // IEEE J. Solid-State Circuits. - 2008. - Vol. 43. - P. 600-609.

34. Vasylyev A. Integrated RF Power Amplifier Design in Silicon Based Technology: дис. … докт. наук. - Germany, Berlin. - 2006.

35. Liu G. Fully Integrated CMOS Power Amplifier: дис. … докт. наук. - USA, Berkeley. - 2006.

36. Kitlinski K. Design of Integrated Power Amplifiers in SiGe Technology for Mobile Terminal Applications: дис. … докт. наук. - Germany, Erlangen. - 2006.

37. URL: http://www.target-net.org.

38. Aoki I., Kee S., Rutledge D., Hajimiri A. A Fully-Integrated 1.8V, 2.8W, 1.9G, CMOS Power Amplifier // Proc. of IEEE RFIC Symposium. - June, 2003.

39. Johnson E.O. Physical Limitations on Frequency and Power Parameters of Transistors // RCA Review, 26 (June 1965). - P. 163-77.

40. Vasylyev A., Weger P., Bakalski W., Simbuerger W. Fully-integrated 32 dBm, 1.5-2.9 GHz SiGe-bipolar power amplifer using power-combining transformer // IEEE Electronics Letters. - 2005. - Vol. 41, No 16. - P. 908-909.

41. Петросянц К.О., Торговников Р.А. Сравнительный анализ схемотехнических моделей SiGe гетеробиполярного транзистора // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: сб. науч. тр. / под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2006. - С. 235-239.

42. Bakalski W. etc. A Quad-Band GSM/EDGE-Compliant SiGe-Bipolar Power Amplifier // IEEE Journal of Solid-State Circuits. - 2008. - Vol. 43, № 9. - P. 1920-1930.

43. Carrara F., Castorina A., Scuderi A., Palmisano G. High Performance Silicon Bipolar Power Amplifier for 1.8 GHz Applications // Microwave Symposium Digest. - 2002 IEEE MTT-S International. - Vol. 2. - P. 1015-1018.

44. Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний / В.В. Заенцев [и др.] ; под ред. З.И. Моделя. - М.: Сов. радио, 1980. - 296 с.

45. URL: www.cadence.com (сайт компании Cadence).

46. Никишин В.И., Петров Б.К., Сыноров В.Ф. Проектирование и технология производства мощных СВЧ-транзисторов. -- М.: Радио и связь, 1989.

47. Liu W., Khatibzadeh A., Sweder J., Chau H.F. The use of base ballasting to prevent the collapse of current gain in AIGaAs/GaAs heterojunction bipolar transistors // IEEE Trans. Electron Devices. - 1996. - No 43(2). - P. 245-251.

48. Петросянц К.О., Рябов Н.И., Харитонов И.А., Козынко П.А. Реализация процесса электротеплового моделирования в САПР БИС Mentor Graphics // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем: сб. науч. тр. / под общ. ред. акад. РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН. - 2008. - С. 243-246.