Проектирование блоков систем связи на основе кремниевых технологий



Рис. 2.13. Модифицированная усилителя Гильберта в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов «Пульсар» (транзисторы: n-p-n TN15S, p-n-p TP15S (ФГУП НПП «Пульсар»), I_к.max = 15 мА)

Рис. 2.14. Статический режим усилителя рис. 2.13

Рис. 2.15. Базовая схема усилителя Гильберта в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов «Пульсар»

 

Рис. 2.22. Зависимость коэффициента усиления по току классического усилителя Гильберта от тока источника I₃ по выходу out 2

Графики рис. 2.17-2.22 позволяют обеспечить сравнение основных параметров классической схемы усилителя тока Гильберта и её основных модификаций.

2.4 Методы построения СВЧ усилителей на базе токовых зеркал

В настоящем разделе рассматриваются широкополосные каскады, заявленные как объекты интеллектуальной собственности [21, 22], реализуемые на основе токовых зеркал.

2.4.1 Усилитель переменного тока с противофазными токовыми выходами

Основой большинства современных операционных усилителей, стабилизаторов напряжения, компараторов являются так называемые «токовые зеркала» (усилители тока) рис. 2.23, которые можно использовать в СВЧ диапазоне.

Рис. 2.23. Схема классического усилителя тока с противофазными выходами

Существенный недостаток классического УТ рис. 2.23 состоит в том, что он имеет несимметричные противофазные токовые выходы, согласованные с разными шинами источников питания, что ограничивает его применение в качестве токовых фазорасщепителей входного однофазного сигнала - так называемых «балунов» (bulun).

На рис. 2.24 показан вариант типового включения УТ рис. 2.23 в структуре дифференциального усилителя, выполняющего функции источника входного тока.

Рис. 2.24. Вариант типового включения УТ в структуру дифференциального усилителя

На рис. 2.25 представлен предлагаемый усилитель переменного тока [57]. Решаемая им задача - «привязка» противофазных токовых выходов устройства к одной положительной шине источников питания, а также формирование на базе предлагаемого УТ избирательного усилителя с резонансной амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ).

На рис. 2.25 выходной транзистор VT2 выполнен в виде составного транзистора, содержащего параллельно включённых биполярных транзисторов.

Рис. 2.25. Схема предлагаемого усилителя тока [21]

На высоких частотах, когда можно пренебречь влиянием реактивного сопротивления ёмкости конденсатора C1, при изменении входного тока устройства на величину i_вх токи через эмиттерные переходы транзисторов VT1 и VT2, а также токи выходов i_вых.1 и :

,(2.4)

, (2.5)

, (2.6)

где m₂ - число параллельно включённых транзисторов, образующих составной транзистор VT2, для которого напряжение эмиттер-база . Таким образом, коэффициенты передачи по току УТ рис. 2.25 на выход 2 (K_i2) и выход 1 (K_i1):

, (2.7)

. (2.8)

Из формул (2.7), (2.8) следует, что в предлагаемом устройстве реализуются функции фазорасщепителя входного однофазного сигнала (i_вх) с токовыми выходами и , «привязанными» к одной положительной шине источника питания, что существенно расширяет области его практического использования. Однако .

На рис. 2.26 неинвертирующий токовый выход (Вых.i₁₎ устройства соединён с эмиттером дополнительного транзистора VT3, база которого связана с источником вспомогательного напряжения E_c, а коллектор соединён с дополнительным неинвертирующим токовым выходом (Вых) устройства, согласованным с положительной шиной источника питания. Выходы и устройства могут быть связаны с резисторами нагрузки R_н1 и R_н1. Введение транзистора VT3 обеспечивает достаточно высокие значения выходного сопротивления УТ для выходов и .

Рис. 2.26. Схема предлагаемого усилителя тока c повышенным выходным сопротивлением [21]

На рис. 2.27 инвертирующий токовый выход устройства соединён с эмиттером дополнительного транзистора VT6, база которого подключена к базе транзистора VT3, а коллектор соединён с дополнительным инвертирующим токовым выходом устройства. В схеме рис. 2.27 транзисторы VT3 и VT4 обеспечивают каскодную (т.е. более высокочастотную) передачу входного тока на выходы и .

Рис. 2.27. Схема усилителя тока с каскодными выходами [21]

На рис. 2.28 показана схема УТ, в которой транзистор VT3 выполнен в виде m₂ параллельно включённых (по эмиттерно-базовым переходам) вспомогательных биполярных транзисторов, причём коллекторы m₂-1 вспомогательных биполярных транзисторов в структуре транзистора VT3 соединены с дополнительным неинвертирующим выходом устройства , а коллектор m₂-го вспомогательного биполярного транзистора связан с положительной шиной источника питания, где m₂ - количество параллельно включённых биполярных транзисторов в структуре выходного транзистора VT2.

Введение транзистора VT3 (рис. 2.28) решает задачу «выравнивания» коэффициентов усиления по току для инвертирующего (K_i2) и неинвертирующего (K_i1) выходов УТ (рис. 2.34, 2.36). В этом случае за счёт многоколлекторного транзистора VT3 обеспечивается равенство :

, (2.9)

. (2.10)

Данные теоретические выводы подтверждаются результатами моделирования схем рис. 2.31, 2.33, 2.35.

Рис. 2.28. Метод «выравнивания» коэффициентов усиления по току для инвертирующего (K_i2) и неинвертирующего (K_i1) выходов УТ [21]

В схеме рис. 2.29 функции источника входного тока и дополнительного источника тока выполняют токовые выходы преобразователя «напряжение-ток» ПНТ1, например дифференциального каскада. Эта схема показывает одно из направлений практического использования предлагаемого устройства. Пример практической реализации усилителя приведён на рис. 2.30, в котором в качестве динамической нагрузки в цепи выхода используется источник тока I₂.

На рис. 2.31 показана схема предлагаемого УТ (рис. 2.25) в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe-транзисторов, а на рис. 2.32 - частотная зависимость коэффициента усиления по току УТ со входа на выходы 3и 7(Вых.i₁) (out_i₁, out_i₂, рис. 2.31).

Рис. 2.31. Схема предлагаемого УТ в среде компьютерного моделирования Cadence



Рис. 2.32. Частотная зависимость коэффициента усиления по току УТ

На рис. 2.33 показана схема УТ рис. 2.28 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe-транзисторов.

Рис. 2.33. Схема УТ в среде компьютерного моделирования Cadence

На рис. 2.34 представлена частотная зависимость коэффициентов передачи тока K_i со входа устройства на выходы out 1 и out 2 УТ рис. 2.33 при ёмкости корректирующего конденсатора С₁₀ = C = 10 нФ.

Рис. 2.34. Частотная зависимость коэффициентов передачи тока K_i со входа устройства на выходы out 1 и out 2 УТ

На рис. 2.35 показана схема усилителя тока рис. 2.28 в режиме СВЧ избирательного усилителя при С₁₀ = C = 1 пФ.

Рис. 2.35. Схема усилителя тока в режиме СВЧ избирательного усилителя

На рис. 2.36 представлена частотная зависимость коэффициентов передачи по току K_i УТ рис. 2.35 на выходы out1 и out2 в режиме избирательного усилителя СВЧ диапазона при ёмкости корректирующего конденсатора С₁₀=C=1пФ.

Рис. 2.36. Частотная зависимость коэффициентов передачи по току K_i УТ в режиме избирательного усилителя СВЧ диапазона

Сравнение графиков рис. 2.32 и 2.34 (рис. 2.36) показывают достаточно высокую идентичность передачи входного токового сигнала на противофазные выходы устройства до частот 10-15 ГГц. Причём за счёт выбора ёмкости корректирующего конденсатора реализуется резонансный вид амплитудно-частотной характеристики (рис. 2.36).

Таким образом, предлагаемый УТ имеет два противофазных токовых выхода, согласованных с шиной положительного источника питания, и кроме этого, характеризуется свойствами резонансного усилителя с К_i >1. Данные свойства УТ позволяют реализовать на его основе аналоговые смесители сигналов на основе ячеек Гильберта.

2.4.2 Методы каскадирования усилителей тока

В настоящее время в аналоговой микросхемотехнике в составе аналоговых интерфейсов широкое применение находят усилители тока. Такая структура стала основой построения многих подклассов усилителей, например осциллографов. В этой связи задача улучшения параметров этого функционального узла относится к числу достаточно актуальных задач современной микроэлектроники.

На рис. 2.37 представлен многокаскадный классический усилитель тока, содержащий последовательно соединённые токовые зеркала ПТ1 и ПТ2, каждое из которых имеет токовый вход Вх.i₁ (Вх.i_1.1, Вх.i_1.1), неинвертирующий Вых.i_? (Вых.i_???, Вых.i_??2) и инвертирующий () токовые выходы, причём каждое из токовых зеркал содержит p-n переход VD1 (VD1.1, VD1.2), включённый между его токовым входом Вх.i₁ (Вх.i_1.1, Вх.i_1.) и неинвертирующим токовым выходом Вых.i_? (Вых.i_???, Вых.i_??2), и выходной транзистор VT1 (VT1.1, VT1.2), база которого соединена с токовым входом Вх.i₁ (Вх.i_1.1, Вх.i_1.1) токового зеркала.

Существенный недостаток такого усилителя тока и устройств на его основе состоит в том, что он не может работать как резонансный усилитель при малом токопотреблении и высоких значениях коэффициента усиления K_i.



Рис. 2.37. Схема классического усилителя тока

На рис. 2.38 показан предлагаемый усилитель тока [22]. Решаемая им задача - формирование резонансной амплитудно-частотной характеристики коэффициентов передачи по току при сравнительно малом энергопотреблении и высоких значениях коэффициента усиления K_i.

Рис. 2.38. Схема многокаскадного усилителя тока [22]

На рис. 2.38 в качестве выходного транзистора VT1, (VT1.1, VT2.2) каждого из токовых зеркал ПТ1 и ПТ2 используется составной транзистор, содержащий несколько параллельно включённых биполярных транзисторов (в общем случае для транзистора VT1.1 - , а для транзистора VT1.2 - ), кроме этого, в схему введён выходной транзистор VT2, база которого связана со входом токового зеркала ПТ1, эмиттер подключён к инвертирующему токовому выходу токового зеркала ПТ2, а коллектор соединён с инвертирующим токовым выходом токового зеркала ПТ1 и связан с основным инвертирующим токовым выходом устройства, причём в качестве основного неинвертирующего токового выхода Вых.i_? устройства используется неинвертирующий токовый выход Вых.i_1.2 токового зеркала ПТ2, а токовым входом Вх.i_? устройства является токовый вход Вх.i_1.1 токового зеркала ПТ1.

Схема, представленная на рис. 2.39, соответствует рис. 2.38 и используется для анализа работы УТ рис. 2.38.

Рис. 2.39. Схема предлагаемого усилителя тока [22]

В схемах рис. 2.38 (рис. 2.39) источник входного тока I₂ имеет в общем случае две составляющие - переменную (i_вх) и постоянную I₀. В цепи основного инвертирующего и основного неинвертирующего Вых.i_? токовых выходов могут включаться (при необходимости) резисторы нагрузки R1 и R2, осуществляющие преобразование выходных токов в выходное напряжение.

В статическом режиме, когда переменная составляющая входного тока (i_вх) равна нулю, в транзисторах схемы и в цепях выходов и Вых.i_? протекают следующие эмиттерные (I_эi) и коллекторные (I_кi) токи:

I_э1.2=I_1.2=I₀,

I_э1.1=I_1.1=I₀, (2.11)

,

I_вых.?=I₀,

I_вых.?=I_R2=I₀,

где , I_вых.? - статические токи, протекающие в выходных узлах.

При синусоидальном входном сигнале i_вх(t) выходной ток токового зеркала ПТ1 (i_вых.1.1) для его неинвертирующего выхода Вых.i_??? определяется суммой двух составляющих - током через p-n переход VD1.1 (i_вх) и током корректирующего конденсатора C1.1 (m₁i_вх), сопротивлением которого на частоте сигнала можно пренебречь:

i_вых.1.1 = i_вх+i_с1.1 ? (1+m₁)i_вх , (2.12)

где m₁ - число параллельно включённых транзисторов в VT1.1.

Поэтому выходной ток основного неинвертирующего выхода (Вых.i):

i_вых.? ? (1+m₁)(1+m₂)i_вх, (2.13)

где m₂ - число параллельно включённых транзисторов в VT1.2.

Аналогично можно найти выходной ток основного инвертируюшего токового выхода устройства ():

=[m₁ + m₂ (1+m₁)]i_вх. (2.14)

Таким образом, в первом приближении коэффициенты усиления по току предлагаемого устройства для основного неинвертирующего и основного инвертирующего выходов определяются следующим образом:

, (2.15)

(2.16)

Из уравнений (2.15) и (2.16) можно сделать вывод о том, что при больших значениях ёмкости корректирующих конденсаторов C1.1, C1.2 и соответствующем выборе площадей p-n переходов транзисторов VT1.1, VT1.2 можно получить достаточно высокое усиление () в широком диапазоне частот.

Данные выводы подтверждаются результатами компьютерного моделирования (рис. 5.19-5.20).

Кроме этого, выполненные исследования показывают, что при малых значениях корректирующих конденсаторов С1.1, С1.2 (пФ) предлагаемый усилитель выполняет функции избирательного усилителя как для основного инвертирующего, так и для основного неинвертирующего выходов (рис. 2.43-2.45).

На рис. 2.40 приведена схема предлагаемого усилителя рис. 2.39 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов техпроцесса SGB25VD.



Рис. 2.40. Схема предлагаемого усилителя в среде компьютерного моделирования Cadence

На рис. 2.41 показана зависимость от частоты коэффициента передачи тока K_i УТ рис. 2.40 на основной неинвертирующий выход (out 1) и разность фаз между неинвертирующим и инвертирующим выходами УТ (out1, out 2), а на рис. 2.42 - зависимости от частоты коэффициентов передачи тока K_i на выходы (out 1, out 2).



На рис. 2.43 приведена резонансная зависимость коэффициента передачи тока УТ (рис. 2.40) со входа inp на выходы i_out 1 и i_out 2 от частоты. Значение ёмкостей корректирующих конденсаторов С_кор равно 15 пФ, а на рис. 2.44 показана зависимость от частоты разности фаз между выходами УТ (рис. 2.40) i_out 1 и i_out 2 и коэффициентов передач K_i на эти выходы. Значение ёмкостей корректирующих конденсаторов С = С_кор равно 15 пФ.



На рис. 2.45 приведена частотная зависимость разности фаз между выходами i_out1 и i_out 2 УТ (рис. 2.40) и коэффициенты передач K_i. Значение ёмкостей корректирующих конденсаторов С_кор.= 100 пФ.

Рис. 2.45. Частотная зависимость разности фаз между выходами i_out 1 и i_out 2 УТ и коэффициенты передач K_i

На рис. 2.46 показана зависимость коэффициента передачи тока УТ (рис. 2.39) K_i от частоты при различных значениях ёмкостей корректирующих конденсаторов пФ. Данные графики показывают, что предлагаемый усилитель является при пФ резонансным усилителем с высокой добротностью амплитудно-частотной характеристики.



Рис. 2.46. Частотная зависимость коэффициента передачи тока УТ K_i при различных значениях ёмкостей корректирующих конденсаторов пФ

Таким образом, предлагаемая схема многокаскадного усилителя переменного тока имеет низкие значения потребляемого статического тока, который зависит от численных значений токов двухполюсников I_1.1, I_1.2 и входного статического тока , что позволяет использовать УТ для построения как широкополосных, так и избирательных устройств с малым энергопотреблением.

Выводы

1. В современной микроэлектронике широко применяются так называемые усилители тока Гильберта. Их основное достоинство - широкий диапазон рабочих частот и наиболее полное использование высокочастотных свойств применяемых транзисторов. Такие усилители являются базовым функциональным узлом многих СВЧ изделий.

2. Показано, что существенный недостаток классического ШУ Гильберта состоит в том, что он неработоспособен при напряжениях отрицательного питания . Это не позволяет использовать данную архитектуру в схемах с , а также при её изготовлении по СВЧ SiGe-технологиям с малыми топологическими нормами, которые не допускают работу транзисторов при .

3. Рассмотрены новые методы построения ШУ Гильберта при малых напряжениях питания [19, 20]. При этом исследованы следующие архитектуры:

- широкополосные усилители тока с цепью смещения входных потенциалов [19];

- усилители тока с параллельным каналом преобразования сигнала [20];

- усилитель тока Гильберта с повышенным коэффициентом передачи по току.

Решаемая усилителями тока Гильберта задача - снижение допустимого напряжения питания ШУ до 1,5 В при сохранении на достаточно высоком уровне основных динамических параметров.

4. Построены семейства основных характеристик, позволяющие обеспечить сравнение базовых параметров классической схемы усилителя тока Гильберта и её новых модификаций.

5. В связи с особой актуальностью развития элементной базы для СВЧ диапазона существенный интерес представляет поиск новых и перспективных архитектур СВЧ усилителей, являющихся альтернативой широко распространённой ячейки Гильберта.

6. Рассмотрены методы построения СВЧ усилителей на базе токовых зеркал, а также широкополосные каскады [21, 22], реализуемые на их основе, в т.ч. усилитель переменного тока с противофазными токовыми выходами [21], а также методы каскадирования СВЧ усилителей тока [22].

Так, предлагаемый усилитель тока [21] имеет два противофазных токовых выхода, согласованных с шиной положительного источника питания, и, кроме этого, характеризуется свойствами резонансного усилителя. Данные свойства УТ позволяют реализовать на его основе аналоговые смесители сигналов на основе ячеек Гильберта, а также сформировать резонансную амплитудно-частотную характеристику коэффициентов передачи по току при сравнительно малом энергопотреблении и высоких значениях коэффициента усиления. Выполненные исследования показывают, что при малых значениях корректирующих конденсаторов (пФ) предлагаемые усилители выполняют функции избирательного усилителя как для основного инвертирующего, так и для основного неинвертирующего выходов.

Показано, что предлагаемые архитектуры имеют достаточно высокую идентичность передачи входного токового сигнала на противофазные выходы до частот 10-15 ГГц. Причём за счёт выбора ёмкости корректирующего конденсатора у них реализуется резонансный вид амплитудно-частотной характеристики.

Предлагаемая архитектура многокаскадного усилителя переменного тока имеет низкие значения потребляемого статического тока, что позволяет использовать УТ для построения как широкополосных, так и избирательных устройств с малым энергопотреблением.

ГЛАВА 3. ОПЫТ РАЗРАБОТКИ СФ БЛОКОВ СВЧ ДИАПАЗОНА НА ОСНОВЕ КРЕМНИЕВЫХ ТЕХНОЛОГИЙ

3.1 СВЧ СФ блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей

Схемотехника радиочастотных трактов современных СБИС типа «система на кристалле» традиционно основана на применении СФ блоков без цепей общей отрицательной обратной связи, с применением большого количества интегральных катушек индуктивности. Отказ от отрицательной обратной связи в диапазоне СВЧ обоснован значительными фазовыми сдвигами как в активных, так и в пассивных цепях, а также наличием временных задержек, особенно критичных для систем с обратной связью. Кроме того, отказ от общей отрицательной обратной связи (ООС) позволяет более полно использовать диапазон рабочих частот применяемых транзисторов, иногда вплоть до граничной частоты (например, в случае усилителей с распределённым усилением), тогда как схемы с ООС позволяют использовать диапазон частот, соответствующий лишь небольшой части значения граничной частоты применяемых транзисторов. В то же время отсутствие ООС приводит к снижению линейности и проблеме повышения эффективной разрядности аналого-цифровых интерфейсов.

Для построения СВЧ фильтров часто применяются интегральные катушки индуктивности, которые занимают значительную площадь кристалла. Например, фильтр низких частот 4-го порядка с полосой 760 МГц [23] занимает площадь 700?500 мкм² (схема содержит четыре катушки индуктивности). Если использовать операционные усилители [24], то для аналогичного фильтра потребуется площадь порядка 300?300 мкм².

В связи с вышеуказанными недостатками аналоговых интерфейсов без ООС актуальной задачей является исследование возможности использования СВЧ СФ блоков с общей отрицательной обратной связью, реализованных на базе полностью дифференциальных СВЧ операционных усилителей (ОУ).

Полностью дифференциальный СВЧ операционный усилитель построен на основе низковольтной архитектуры с расширенным диапазоном выходных напряжений. Схема практической реализации СВЧ операционного усилителя с однополярным питанием +4 В приведена на рис. 3.1.

Рассмотрим причины ограничения выходных напряжений в СВЧ ОУ (рис. 3.1) для выхода Вых1^(-). Так как схема симметричная, то выражения для выхода Вых1⁽⁺⁾ будут аналогичные.

Рис. 3.1. Схема полностью дифференциального СВЧ ОУ

Максимальная амплитуда выходного напряжения СВЧ ОУ (рис. 3.1) во время положительного полупериода определяется падением напряжения на транзисторах M8-M9:

, (3.1)

где U_ост ? 0,4 В - минимально допустимое падение напряжения на транзисторах низковольтной активной нагрузки M8-M9 [25] (напряжение перехода в триодный режим); U_эб6 ? 0,9 В - напряжение эмиттер-база транзистора Q6 в открытом состоянии; U_вых.0 = 2 В - статическое выходное напряжение.

Максимальная амплитуда выходного напряжения во время отрицательного полупериода незначительно ограничивается падением напряжения на R2:

. (3.2)

Следует иметь в виду, что причиной ограничения напряжения во время отрицательной полуволны выходного напряжения может стать и ограничение по току Q5, Q6, т.к. для повышения быстродействия цепи обратной связи по синфазному сигналу резисторы R4, R5 выбираются относительно низкоомными. Например, при изменении номинала резисторов R4, R5 от 5 кОм до 400 Ом коэффициент передачи синфазного сигнала на частоте 1 ГГц снижается с -35 до -41 дБ.

Для обеспечения возможности работы СВЧ ОУ на повышенную ёмкостную нагрузку в схему (рис. 3.1) добавлен вспомогательный буферный каскад на транзисторах Q7, Q9 с выходами Вых2⁽⁺⁾, Вых2^(-). Этот каскад может включаться вне цепи ООС, что позволяет исключить проблему влияния дополнительного фазового сдвига, обусловленного ёмкостной нагрузкой на устойчивость СВЧ ОУ.

В табл. 3.1 приведены результаты моделирования СВЧ ОУ (рис. 3.1) при сопротивлении нагрузки 100 Ом и напряжении питания +4 В.

Таблица 3.1 Основные параметры СВЧ ОУ рис. 3.1

Наименование параметра	Единица измерения	Результаты моделирования
Коэффициент усиления	дБ	40
Частота ед. усиления	ГГц	5,5
Запас по фазе	град.	68
Напряжение шумов, приведённое ко входу	нВ/vГц	0,8 @1 ГГц
Диапазон дифференциального выходного напряжения	Вп-п	2,64
Потребляемый ток	мА	31

На базе схемы ОУ рис. 3.1 возможно создание СФ блоков. Одним из наиболее востребованных узлов современных систем связи и аналого-цифровых интерфейсов является преобразователь несимметричного сигнала в дифференциальный. Данная функция относительно просто реализуется с применением полностью дифференциального СВЧ ОУ, как это показано на рис. 3.2.

Рис. 3.2. Схема драйвера для преобразования несимметричного сигнала в дифференциальный сигнал

Основные выходы Вых1⁽⁺⁾, Вых1^(-) включены в цепь ООС, а нагрузка подключается к дополнительным выходам Вых2⁽⁺⁾, Вых2^(-) через согласующие резисторы 40 Ом. По результатам моделирования драйвер (рис. 3.2) имеет рассогласование характеристик на выходах Вых2⁽⁺⁾, Вых2^(-) по амплитуде не более 0,2 дБ, по фазе не более 0,4⁰ в диапазоне частот до 4,7 ГГц (рис. 3.3а). Коэффициент шума драйвера составляет 17 дБ. Основная доля эквивалентного входного напряжения шума обусловлена резисторами цепей обратной связи (60 %), остальная часть обусловлена шумами транзисторов входного каскада СВЧ ОУ. Входная мощность при пересечении с продуктами интермодуляции третьего порядка P_IIP3=13 дБм, что соответствует динамическому диапазону 46 дБ на частоте 1 ГГц (эквивалентная разрядность 7,3 бит). В данном случае основная причина небольшого динамического диапазона - это широкая шумовая полоса (7,4 ГГц), путём её снижения до 1,5 ГГц за счёт фильтра первого порядка можно повысить динамический диапазон до 50 дБ (эквивалентная разрядность 8 бит).

На рис. 3.3 приведены амплитудно-частотные характеристики драйвера по двум выходам и частотная зависимость фазовой погрешности преобразования несимметричного сигнала в дифференциальный, а также временные диаграммы на выходах драйвера (рис. 2.2) в линейном режиме работы.

Рис. 3.3. Частотные характеристики (а) и временные диаграммы напряжений на выходах до согласующих резисторов, при P_вх=-9 дБм (б) для драйвера рис. 3.2

Как было указано ранее, пассивные LC фильтры занимают значительную площадь кристалла, поэтому актуальной задачей является исследование возможности построения активных фильтров, занимающих меньшую площадь на кристалле. На рис. 3.4 приведена схема активного фильтра низких частот с регулируемой полосой пропускания. Верхняя граничная частота фильтра (рис. 3.4) регулируется путём одновременного изменения напряжения управления на варикапах, включённых в цепях ООС операционных усилителей А1, А2. Резистивные цепи обратной связи подключены к основным выходам Вых1⁽⁺⁾, Вых1^(-), тогда как цепи с конденсаторами для обеспечения устойчивости ОУ подключаются к вспомогательным выходам Вых2⁽⁺⁾, Вых2^(-). При включении фильтра в тракт с волновым сопротивлением 50 Ом входы заземляются через согласующие резисторы 100 Ом. Коэффициент шума фильтра составляет 17 дБ. Основная доля эквивалентного входного напряжения шума обусловлена резисторами цепей обратной связи (63 %), остальная часть обусловлена шумами транзисторов входного каскада СВЧ операционного усилителя А1 (рис. 3.4).

Рис. 3.4. Схема активного фильтра низких частот на основе СВЧ ОУ рис. 3.1

На рис. 3.5 приведены частотные характеристики активного фильтра при изменении напряжения управления, а также зависимость полосы пропускания от управляющего напряжения. Динамический диапазон фильтра составил 56 дБ на частоте 500 МГц, что соответствует эквивалентной разрядности 9 бит.

Рис. 3.5. Амплитудно-частотные характеристики (а) и зависимость верхней граничной частоты от управляющего напряжения (б) активного фильтра рис. 3.4

Показана возможность построения СФ блоков с точностью обработки сигналов на уровне 8 бит на частотах до 1 ГГц на основе полностью дифференциальных СВЧ операционных усилителей. При сравнении с функциональными аналогами на основе пассивных элементов предлагаемые варианты СФ блоков позволяют разменять площадь на кристалле на потребляемую мощность, что расширяет возможности решения противоречий при построении СБИС типа «система на кристалле».

3.2 Малошумящие усилители L и S диапазона частот

Малошумящие усилители (МШУ) широко применяются в приёмных устройствах различного назначения. Основной функцией МШУ является предварительное усиление слабых сигналов до уровня, достаточного для срабатывания детектора, без существенного ухудшения отношения сигнал/шум и внесения дополнительных составляющих, ранее не присутствовавших в исходном спектре принимаемого сигнала. В этой связи важными показателями качества МШУ являются параметры: коэффициент шума и линейность. Обеспечение основных параметров МШУ связано с решением взаимосвязанных схемотехнических и конструктивных задач. Пример такого комплексного подхода приведён ниже.

В данной работе представлены результаты проектирования, а также измерения комплекта кремниевых ИМС малошумящих усилителей, обеспечивающих диапазон рабочих частот от 0,2 до 3,3 ГГц. Широкий диапазон рабочих частот достигается за счёт использования одного универсального кристалла ИМС, который содержит усилительные элементы и цепи установления статического режима, а также обеспечивает необходимые параметры во всём рабочем диапазоне. Согласование такого кристалла осуществляется внешними цепями [26]. Стоимость конечного прибора при такой реализации может быть существенно ниже благодаря его универсальности и снижению площади кристалла. Применение внешних элементов в цепях согласования позволяет избежать многих проблем, связанных с дополнительными потерями в подложке и тонких слоях металлизации интегральных пассивных элементов. Перспективным является применение такого универсального кристалла в модулях типа система в корпусе, например, на основе технологии LTCC.

Одна из основных проблем при проектировании МШУ - это обеспечение заданного КСВ по входу и коэффициента шума. Известное решение заключается в использовании последовательной индуктивной обратной связи в цепи эмиттера [27], что позволяет получить дополнительную степень свободы и привести входной импеданс транзистора к значению, оптимальному по критерию минимума коэффициента отражения и коэффициента шума. Номинал индуктивности обратной связи в цепи эмиттера составляет доли нГн и с трудом поддаётся реализации в ИМС, поскольку имеет один порядок с паразитной индуктивностью заземления. Чтобы обеспечить возможность подстройки номинала индуктивности обратной связи в цепи эмиттера на кристалле, были предусмотрены четыре контактные площадки для монтажа проволок на заземляющую контактную площадку на дне корпуса (рис. 3.6). Результаты электродинамического моделирования показывают, что путём изменения количества и расположения вышеуказанных монтажных проволок возможно обеспечение номинала индуктивности в диапазоне от 0,2 до 1,5 нГн.

Рис. 3.6. Эскиз монтажа универсального кристалла ИМС МШУ в корпус QLCC6/8-1 (красным отмечены проволоки, имитирующие индуктивность обратной связи в эмиттерной цепи)

Всего было спроектировано пять вариантов ИМС усилителей, различающихся частотным диапазоном, значением параметров устойчивости, наличием функции включения/выключения, а также параметрами температурной стабильности.

3.3 Интегральные LC генераторы, управляемые напряжением

Генераторы, управляемые напряжением (ГУН), широко применяются в системах связи для формирования сигнала опорной частоты. Основными параметрами ГУН являются частота и мощность выходного сигнала, фазовый шум, параметры, определяющие дрейф частоты при внешних воздействиях, таких как температура, напряжение питания, импеданс нагрузки, спектр сигнала, а также характеристики управления частотой ГУН (линейность, крутизна, диапазон и т.д.).

Обычно ГУН применяется в составе синтезатора частоты, совместно с которым формируется петля фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ). Благодаря введению отрицательной обратной связи по управляющему воздействию на ГУН, фазовый шум гетеродина с ФАПЧ может быть значительно снижен в полосе частот с большим петлевым усилением.

В передающем тракте фазовый шум ГУН может привести к повышенному уровню шума в соседнем канале системы связи. Например, в системе GSM каналы разделены по частоте на 200 кГц, что накладывает существенные ограничения на уровень фазового шума ГУН при смещении частоты на 200 кГц. В приёмном тракте значительный фазовый шум гетеродина на частоте принимаемого сигнала может привести к паразитному преобразованию помехи с частотой, выше частоты принимаемого сигнала, на величину, равную промежуточной частоте. В цифровых системах связи фазовый шум ГУН приводит к размытию глазковой диаграммы, что повышает количество пропущенных битов информации.

Ниже приведено выражение для фазового шума при отстройке на частоту [28], выведенное на основе анализа ГУН как стационарной линейной системы:

, (3.3)

где - мощность выходного сигнала ГУН; - угловая частота генерации; k - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура.

Выражение (3.3) позволяет моделировать лишь средний участок (наклон 20 дБ/дек) частотной зависимости фазового шума и не учитывает собственный шум элементов схемы ГУН. Однако из него можно сделать качественные выводы по снижению уровня фазового шума: необходимо повышать добротность резонатора и увеличивать мощность выходного сигнала.

Более точная линейная стационарная модель, предложенная Лизоном [28], и линейная нестационарная модель, предложенная Али Хаджимири и Томасом Ли [28], позволяют аппроксимировать все три участка частотной зависимости фазового шума, а также учесть влияние собственных шумов элементов схемы.

Добротность колебательного контура на частотах ниже 7 ГГц главным образом определяется добротностью катушки индуктивности (Q =6-20), добротность варикапа при этом достаточно большая (100-1000) и не вносит заметного вклада. Однако на частотах выше примерно 7 ГГц добротность варикапа может существенно снизиться (до 20), что может привести к необходимости частичного включения варикапа.

Наибольшее распространение получили схемы ГУН с ядром на основе элементов с отрицательной крутизной проходной характеристики. Амплитуда выходного напряжения таких ГУН определяется крутизной проходной характеристики используемых в ядре транзисторов. Поэтому амплитуда выходного напряжения ГУН на основе МОП транзисторов обычно выше, чем на основе биполярных [29]. Использование местной отрицательной обратной связи нерационально, т.к. при этом возрастает уровень шумов.

Снижение дрейфа частоты под влиянием напряжения питания и температуры достигается оптимальным построением источника опорного тока (ИОТ) и схемы распределения режимных токов в схеме ГУН.

Следует отметить тенденцию, что схемы ИОТ, оптимальные по шумовым параметрам (смещение с помощью резистора), являются неоптимальными в отношении дрейфа частоты, а схемы ИОТ, оптимальные для снижения дрейфа (сложные источники тока типа PTAT), обычно приводят к повышенным значениям фазового шума. Поэтому разработке ИОТ для ГУН следует уделять особое внимание. Для снижения шумов ИОТ оказались эффективными методы, основанные на введении дополнительного резонансного фильтра [30]. Температурную стабильность ГУН можно повысить путём введения дополнительного узла управления варикапом с компенсацией температурного дрейфа частоты.

На рис. 3.7 и 3.8 показаны схемы разработанных генераторов на КМОП и SiGe техпроцессах и сигнал на их выходе.

Рис. 3.7. Схема ГУН на КМОП техпроцессе



Рис. 3.8. Схема ГУН на SiGe ГБТ

Для разработки ряда СВЧ МИС генераторов управляемых напряжением сформирована библиотека индуктивностей, интегрированная в САПР Cadence Virtuoso. Результаты моделирования в SpectreRF приведены в таблице 3.2.

Таблица 3.2 Основные параметры спроектированных СВЧ МИС ГУН

Активные элементы	КМОП, 0,25 мкм	КМОП, 0,6 мкм	Биполярные транзисторы, 0,6 мкм	SiGe ГБТ, 0,25 мкм	SiGe ГБТ, 0,25 мкм
Диапазон перестройки, МГц	473…597	600…785	835…1024	2200…2500	4500…5000
Фазовый шум при отстройке 100 кГц/1 МГц	-98/ -121	-102/ -137	-101/ -123	-83/ -109	-89/ -106
Выходная мощность в нагрузке 50 Ом, дБм	+7	+5,5	-10	-5,5	-4,5

На рисунке 3.9 показаны топологии ГУН на КМОП и SiGe техпроцессе.

Рис. 3.9. Топология разработанного ГУН:а - на SiGe техпроцессе; б - КМОП техпроцессе

3.4 СВЧ монолитная интегральная схема усилителя мощности

Стремительное развитие современных систем связи, средств радиолокации привело к необходимости создания высоко интегрированных приёмо-передающих систем на кристалле (СнК). Для успешной реализации таких систем необходима разработка монолитных СВЧ усилителей мощности (УМ) на основе кремниевой (Si) и кремний-германиевой (SiGe) технологий.

Активные действия зарубежных учёных в данном направлении подтверждаются многочисленными публикациями, диссертациями [31-36] и целевыми проектами [37], направленными на кооперацию европейского научного сообщества в исследовании проблем проектирования монолитных интегральных схем СВЧ усилителей мощности. В РФ практически отсутствуют подобные исследования. Цель данного раздела - привлечь внимание российских учёных и разработчиков к данной теме и поделиться имеющимся опытом практической разработки.

Традиционно СВЧ монолитные интегральные схемы (МИС) усилителей мощности реализуются по GaAs технологии, что обусловливает их высокую стоимость (в случае массового производства) и низкую степень интеграции. СВЧ усилители мощности на основе кремниевой технологии обладают следующими преимуществами:

- относительно низкая стоимость;

- возможность встраивания схем, расширяющих функциональные возможности (детектор выходной мощности, подсхема отключения питания, подсхема управления выходной мощностью и т.д.);

- возможность интеграции в СнК;

- улучшенные условия для отвода тепла.

Для минимизации внешних цепей обвязки входную и выходную цепь согласования МИС СВЧ усилителей мощности реализуют на кристалле. Однако, ввиду малых значений удельного сопротивления кремниевой подложки и относительно низкой проводимости тонких слоёв металлизации, добротность индуктивных элементов цепей согласования, интегрированных на кристалл, имеет низкие значения (Q< 15), что в значительной мере ограничивает энергетические параметры монолитных СВЧ усилителей мощности. Так, в соответствии с [38], если в выходной Г-образной цепи согласования значение добротности катушки индуктивности Q = 8, то при напряжении питания Е_п = 2,5 В предельные значения коэффициента полезного действия (КПД) и выходной мощности усилителя (Р_вых), ограниченные только потерями в цепи согласования, составят 51 % и 1 Вт соответственно. Таким образом, низкие значения добротности интегральных индуктивных элементов значительно влияют на энергетические параметры СВЧ усилителя мощности, что приводит к необходимости построения схемы таким образом, чтобы минимизировать динамические токи, протекающие во входных и выходных цепях согласования импеданса.

Условию минимизации динамических токов во входной цепи согласования соответствует построение входного каскада по двухтактной схеме с общим эмиттером и выбор транзисторов с высокими значениями граничной частоты усиления по току базы (f_t). Для минимизации динамических токов в выходной цепи согласования также целесообразно применение двухтактной схемы с общим эмиттером (для снижения динамических токов в цепи согласования межкаскадной связи), однако выходные транзисторы следует выбирать с высокими пробивными напряжениями коллектор-эмиттер (U_КЭ.MAX). Так как параметры биполярного транзистора f_t и U_КЭ.MAX находятся в противоречии [39], то для реализации МИС СВЧ усилителя мощности перспективной является двухкаскадная двухтактная схема: первый каскад на транзисторах с высокими значениями f_t (низкими значениями U_КЭ.MAX), второй каскад на транзисторах с высокими значениями U_КЭ.MAX (низкими значениями f_t). Эффективным способом снижения динамических токов в цепях согласования является применение делителей/сумматоров мощности на входе и выходе СВЧ усилителя мощности [40].

Повышение граничной частоты кремниевых транзисторов осуществляется главным образом за счёт снижения эффекта Кирка, путём увеличения степени легирования в коллекторной области. Однако такой подход приводит к снижению пробивных напряжений коллектор-эмиттер. Появление гетеробиполярных SiGe транзисторов позволило добиться значительного повышения f_t без снижения U_КЭ.MAX, что позволяет говорить о SiGe технологии как перспективной для построения монолитных МИС СВЧ усилителей мощности. Однако стоимость изготовления изделий на основе SiGe технологии всё ещё относительно высока, поэтому решение проблем разработки СВЧ УМ на основе стандартной Si технологии является актуальной задачей. Опыт, полученный при разработке Si монолитных СВЧ УМ, может быть достаточно просто перенесён в разработки СВЧ УМ на основе SiGe технологии.

Транзисторы интегрального СВЧ УМ обычно работают в предельно допустимых режимах, поэтому для построения точной модели интегрального СВЧ УМ требуются модели транзисторов, учитывающие сложные нелинейные эффекты (начальный участок электрического пробоя, распределённый характер входной цепи базы, сложная зависимость граничной частоты от тока коллектора и т.д.). Как правило, стандартной модели Гуммеля-Пуна недостаточно и требуется применение более сложных моделей, например VBIC, MEXTRAM [41].

Повышение качественных показателей МИС СВЧ усилителей мощности, как правило, достигается путём применения нестандартных технологических решений, таких как сквозные контакты от эмиттера к обратной металлизированной стороне кристалла [42], оптимизация слоёв мощной транзисторной структуры в вертикальном направлении [43] и т.д.

В данном разделе приводятся результаты разработки МИС СВЧ усилителя мощности, изготовленного по стандартной кремниевой технологии на транзисторах с граничной частотой 20 ГГц и напряжением пробоя коллектор-эмиттер 5 В, тремя уровнями алюминиевой металлизации с толщиной верхнего уровня 2 мкм. Услуги по изготовлению были оказаны сторонней «foundry» фабрикой, ввиду чего применение технологических методов повышения качественных показателей было ограничено. Недостаточная точность описания моделей транзисторов (стандартная модель Гуммеля-Пуна) привела к необходимости разделения задачи на несколько этапов: 1) разработка однокаскадного СВЧ УМ с входным интегральным симметрирующим трансформатором; 2) разработка двухкаскадной схемы с интегральными симметрирующими трансформаторами на входе и выходе; 3) разработка СВЧ УМ с суммированием мощности от нескольких выходных каскадов. Разделение задачи позволит выявить проблемы, возникающие в отдельных каскадах СВЧ УМ, и упростит поиск методов их решения.

В предлагаемом варианте усилителя мощности была использована двухтактная однокаскадная схема с включением транзисторов с общим эмиттером и входной цепью согласования на основе интегрального симметрирующего трансформатора (рис. 3.10). Выходная цепь подключается через внешний симметрирующий трансформатор, который может быть реализован на дискретных элементах поверхностного монтажа или в виде полосковой конструкции [44].

Рис. 3.10. Упрощённая схема МИС СВЧ усилителя мощности

Для обеспечения заданного тока в нагрузке, транзисторы усилительного каскада были составлены из 52 стандартных транзисторов (каждый рассчитан на ток до 10 мА), соединённых параллельно. Выбор рабочей точки осуществляется подачей управляющего напряжения U_упр (рис. 3.10), кроме того, данный вход можно использовать для управления при работе в импульсном режиме.

Устойчивость усилителя обеспечивается включением стабилизирующих резисторов R2, R3 и резисторов (на схеме не показаны) в подсхеме обеспечения статического режима, а также разделением цепей заземления подсхемы установления статического режима, выходного каскада и вывода смещения на подложку. Так как усилитель мощности является существенно нелинейной системой, то исследование устойчивости проводилось в режиме малого сигнала при всевозможных вариантах статического режима в пределах рабочего диапазона изменения токов. Моделирование S-параметров усилителя проводилось в среде Cadence ADE с использованием симулятора SpectreRF [45] после экстракции паразитных параметров топологии кристалла.

Для устойчивого теплового режима транзисторов выходного каскада СВЧ УМ необходимо исключить эффект шнурования тока (вследствие саморазогрева) и неравномерное распределение тока (локальных областей перегрева) между отдельными элементами мощной транзисторной структуры.

Основным способом обеспечения термической устойчивости [46] кремниевых транзисторов является включение стабилизирующих резисторов в эмиттер каждого элемента транзисторной структуры. В случае применения гетеробиполярных транзисторов на основе SiGe резисторы обеспечения стабильного теплового режима можно включать в цепь базы, т.к. в противоположность кремниевым транзисторам их коэффициент усиления по току базы снижается с ростом температуры [47]. Следует заметить, что включение стабилизирующего резистора в цепь эмиттера может привести к существенному снижению КПД усилителя мощности. Поэтому выбор сопротивления стабилизирующего резистора необходимо производить исходя из компромисса между необходимым запасом по термической устойчивости и допустимым снижением КПД.

Минимальное сопротивление эмиттерного стабилизирующего резистора (вместе с сопротивлением эмиттерного контакта) по критерию заданной разности токов эмиттера элементов транзисторной структуры было определено из выражения [46]:

,(3.4)

где k - постоянная Больцмана; q - заряд электрона; I_Э0 - ток эмиттера элемента, расположенного в центре транзисторной структуры; ?I_Э0 - заданная максимально допустимая разность токов эмиттера элементов транзисторной структуры; - температурный коэффициент эмиттерного тока в отсутствии стабилизирующих резисторов; ?Т_п - максимальная разность температуры перехода элементов транзисторной структуры; Т_к - температура корпуса; R_Э - сопротивление эмиттерного стабилизирующего резистора; r_Э - контактное сопротивление транзистора к активной эмиттерной области.

Максимальная разность температур между элементами транзисторной структуры на этапе разработки была определена с помощью подсистемы электротеплового моделирования [48]. После изготовления опытных образцов были проведены измерения с помощью тепловизора FLIR Sys-tems А40. По результатам моделирования и эксперимента максимальная разность температуры между элементами транзисторной структуры СВЧ УМ (рис. 3.10) не превышает 4,8 °С. Экспериментально снятая зависимость температуры от координаты в сечении кристалла приведена на рис. 3.11.



Рис. 3.11. Распределение температуры в транзисторной структуре СВЧ УМ

На рис. 3.12 приведена зависимость минимально допустимого значения стабилизирующего резистора от относительного изменения токов эмиттера при токе эмиттера центрального элемента транзисторной структуры, соответствующего предельно допустимому режиму I_Э0=10 мА.

Рис. 3.12. Зависимость минимального сопротивления стабилизирующего резистора от допустимого изменения токов эмиттера элементов транзисторной структуры

Из рис. 3.12 следует, что в качестве эмиттерных стабилизирующих резисторов возможно использование контактного сопротивления транзисторов к активной эмиттерной области, составляющего в данном случае r_Э = 2 Ом.

В соответствии с методикой, приведённой в работе [46], было определено, что сопротивление контакта к активной эмиттерной области достаточно велико, чтобы исключить появление эффекта шнурования тока в транзисторах данного СВЧ УМ.

Входной симметрирующий трансформатор построен на основе двух магнитно связанных катушек индуктивности с боковой связью, вложенных друг в друга (рис. 3.13). Соотношение витков 3:1 достигается за счёт последовательного соединения витков первичной обмотки и параллельного соединения витков вторичной обмотки.

Рис. 3.13 Трёхмерная модель симметрирующего трансформатора

Симметричная топология трансформатора позволяет обеспечить значения разбаланса по фазе и амплитуде 1? и 0,1 дБ соответственно, в диапазоне частот 700-900 МГц.

Электромагнитное моделирование трансформатора было проведено с использованием метода моментов в программе Sonnet [49]. Матрица рассеяния симметрирующего трансформатора, полученная при электромагнитном моделировании, была преобразована в широкополосную полиномиальную Spectre модель [49] и импортирована в среду Cadence для моделирования характеристик МИС СВЧ усилителя мощности в линейных и нелинейных режимах.

Результаты измерений. Для измерения параметров МИС СВЧ усилителя мощности была разработана измерительная оснастка по схеме включения (рис. 3.14). Входная согласующая цепь состоит из внешних конденсаторов С1, С2, которые вводят в резонанс обмотки симметрирующего трансформатора, расположенного на кристалле [50].



Рис. 3.14. Схема включения МИС СВЧ усилителя мощности

Согласование выхода с нагрузкой выполнено с помощью симметрирующего устройства на элементах с сосредоточенными параметрами (L1-L3, C3, C4) [50]. Измерительная оснастка [51-54] представляет собой печатную плату из стандартного текстолита с элементами обвязки на основе пассивных элементов для поверхностного монтажа (рис. 3.15). Кристалл МИС СВЧ усилителя мощности установлен непосредственно на печатную плату, соединения выполнены алюминиевой проволокой на латунные вставки. Отвод тепла осуществляется через сквозные металлизированные отверстия, выполненные под кристаллом.

Рис. 3.15. Внешний вид измерительной оснастки (без охлаждающего радиатора)

На рис. 3.16 приведена фотография топологии кристалла, разработанной МИС СВЧ усилителя мощности.



Рис. 3.16. Топология кристалла МИС СВЧ усилителя мощности

В левой части топологии (рис. 3.16) расположены составные транзисторы усилительного каскада VT2-VT3 (рис. 3.10). Для повышения тепловой связи транзистор в диодном включении VT1 установлен между транзисторами VT2-VT3. Остальная часть подсхемы обеспечения статического режима расположена в правой верхней части топологии кристалла. Размер кристалла составляет 2,2?2,4 мм².

На рис. 3.17 приведены частотные характеристики коэффициента передачи и потерь на отражение на входе для МИС СВЧ усилителя мощности в линейном режиме работы.

Рис. 3.17. Частотные характеристики МИС СВЧ усилителя мощности в линейном режиме

На рис. 3.18-3.20 приведены энергетические характеристики МИС СВЧ усилителя мощности в нелинейном режиме работы на центральной частоте рабочего диапазона 800 МГц, на рис. 3.21 - частотная зависимость выходной мощности.



Представленные результаты исследований подтверждают возможность реализации МИС СВЧ усилителя мощности в базисе элементов стандартного кремниевого технологического процесса и целесообразность проведения дальнейших работ по разработке монолитного двухкаскадного варианта ИС СВЧ усилителя мощности с суммированием мощности от нескольких каскадов.