Для корекції необхідно забезпечити або звідки

У випадку, коли на АЧХ виникає підйом, що зростає зі зростанням m. Одночасно з цим має місце незначне зростання смуги частот. На рис. 8.7 побудовані АЧХ каскаду для деяких значень m.



Рисунок 8.7 - АЧХ каскаду для значень m

Користуючись ними неважко побачити на скільки розширює смугу резисторного каскаду введення корекції, чому дорівнює підйом і т.і. Звичайно, смуга оцінюється на рівні Тоді для маємо Якщо гранична частота збільшується до значення Відношення показує у скільки разів розширюється смуга каскаду з корекцією. Залежність подана на рис. 8.8.

Ці графіки побудовані при використанні (8.8) і дозволяють знайти величину підйому частотної характеристики та безрозмірну частоту на якій спостерігається цей підйом. Як можна бачити з графіків, розширення смуги при складає 1,73. Подальший зріст m збільшує смугу незначно, максимальне розширення складає приблизно 1.82. Підйом частотної характеристики можна використати для компенсації спадання АЧХ попереднього або наступного каскаду.



Рисунок 8.8 - Графіки розширення смуги каскаду з корекцією

Площа підсилення каскаду з корекцією

збільшується у разів.

Це збільшення площі можна використати або для розширення смуги частот, або для підвищення підсилення. У першому випадку за вибраним значенням на рис. 8.8 знаходять m і зберігають без зміни навантаження Тоді смуга каскаду розширюється у разів, а потрібна для корекції індуктивність дорівнює У другому випадку за вибраним значенням знаходять m і, збільшивши навантаження до одержують підсилення тобто у разів більше. При цьому смуга частот зберігається без змін, тому що

а необхідна індуктивність коректування

Аналіз показує, що при збереженні повної ємності каскаду (для польового транзистора) без змін, ніякими ускладненнями навантаження неможливо розширити смугу частот більше, ніж у 2 рази. Для каскадів на біполярних транзисторах цього о6меження немає, бо для них крутість та ємність, що шунтує навантаження, не лишаються постійними, а зменшуються з частотою. Отже, навіть така проста двополюсна корекція за допомогою тільки індуктивності дає результат, що мало відрізняється від граничного. Це свідчить про високу ефективність схеми і зумовлює її широке застосування.

Поряд з паралельною індуктивною ВЧ корекцією знаходить своє застосування і послідовна індуктивна ВЧ корекція, рис. 8.7.

Рисунок 8.9 - Послідовна індуктивна ВЧ корекція

В цьому випадку індуктивність коректування включається послідовно з розділовою ємністю. Еквівалентна схема каскаду з такою корекцією наведена на рис. 8.10.



Рисунок 8.10 - Еквівалентна схема каскаду з послідовною індуктивною ВЧ корекцією

Повна паразитна ємність при такому включенні індуктивності коректування поділяється на дві частини і , у результаті чого загальна паразитна ємність дорівнює

Паралельний резонансний контур, що утворюється і має резонансну частоту

тобто ця частота вище, ніж в схемі з паралельною ВЧ корекцією (якщо значення однакові).

На частоті опір навантаження каскаду є опором паралельного контуру ІІІ виду, який частково шунтується опорами і

Визначимо опір навантаження каскаду на резонансній частоті . Враховуючи, що і (для ПТ), то шунтувальною дією i на еквівалентний резонансний опір контуру можна знехтувати. В цьому випадку

Оскільки паралельно частині контуру підключено опір то величина і викиду АЧХ на частоті паралельного резонансу не спостерігається, але викид АЧХ може спостерігатися на частоті послідовного резонансу Оскільки контур ІІІ виду має три реактивності і напруга виходу знімається з реактивного елемента (напруга збудження цього контуру ) послідовного контуру то вихідна напруга і відповідно коефіцієнт підсилення на частоті може бути більшим за

Для більш ефективного згладжування АЧХ часто застосовують опір шунтування що підключається паралельно до індуктивності коректування

Застосовуючи сполучення схем паралельної і послідовної ВЧ корекціі (складна корекція), можна досягнути більш широкої смуги пропускання і рівномірності коефіцієнта підсилення у досить широкій смузі.

8.4 Каскади з ВЧ корекцією на основі частотно залежного зворотного зв'язку

Як приклад застосування ВЗЗ для корекції АЧХ підсилювача розглянемо схему емітерної (витокової) ВЧ корекції (рис. 8.11).

Рисунок 8.11 - Емітерна (витокова) ВЧ корекції

Ця корекція використовує ВЗЗ послідовного типу за струмом. Провідність у колі емітера вибирається таким чином, щоб у смузі НЧ та СЧ вона була активною і досить малою. Ця умова буде виконуватись у випадку Завдяки цьому у смузі НЧ та СЧ діє сильний ВЗЗ і підсилення значно зменшено. З ростом частоти шунтувальна дія ємності зростає, , ВЗЗ зникає, і зменшення коефіцієнта підсилення, що має місце з ростом частоти, компенсується зменшенням ВЗЗ. Таким чином, зменшуючи підсилення на НЧ та СЧ і зберігаючи його рівень на ВЧ можна отримати рівномірне підсилення у широкій смузі частот.

Коефіцієнт підсилення каскаду з ВЧ корекцією у смузі ВЧ дорівнює

(8.10)

де - стала часу кола ЗЗ (коректувального кола); - глибина ВЗЗ для НЧ і СЧ (випадок витокової корекції).

Вводячи узагальнену частоту зведемо вираз (8.10) до вигляду

де

Згідно з умовою Брауде оптимальна (максимально плоска без підйому) АЧХ буде мати місце при виконанні умови

Це дає

Звідки

або

Оптимальна корекція можлива тільки при виконанні умови Ця корекція практично не дає виграшу у площі підсилення, але збільшує граничну частоту

Кожному значенню повинна відповідати конкретна коректувальна ємність



Аналіз показує , що оптимальним є випадок У свою чергу вибір може призвести до утворення підйому АЧХ, а вибір призводить до впливу на хід АЧХ тільки за межами смуги пропускання.

Очевидно, що у даному випадку корекція АЧХ досягається зменшенням підсилення каскаду у смузі НЧ та СЧ, де коефіцієнт підсилення дорівнює Площа підсилення зберігається без змін.

Рисунок 8.12 - Графік АЧХ у смузі ВЧ

Але слід відзначити, що при сучасному рівні підсилювальної техніки отримати великий коефіцієнт підсилення не важко, це призводить до широкого застосування даного принципу корекції у ІМС. Корекція АЧХ у смузі ВЧ призводить до зростання швидкодійності схеми і забезпечує відповідні зміни ПХ каскаду у області малих часів, в результаті чого фронт і спадання імпульсу стають більш крутими, рис. 8.11. Наявність підйому АЧХ у смузі ВЧ призводить до зростання викиду на ПХ і відповідно до додаткових спотворень імпульсу.

8.5 Каскади з НЧ корекцією

Принцип дії НЧ корекції, рис. 8.13, базується на тому, що навантаження каскаду змінюється з частотою, при цьому для елементів схеми виконуються такі умови

Рисунок 8.13 - НЧ корекція

У смузі НЧ, коли опір навантаження каскаду зростає, рис. 8.14. Вибираючи елементи і можна досягнути того, щоб підсилення зростало так само, як воно послаблюється подільником і Скориставшись методом Брауде, можна здійснити вибір елементів і , що забезпечують максимальну протяжність горизонтальної ділянки АЧХ.



а)

б)

Рисунок 8.14 - Зміна опору навантаження каскаду з НЧ корекцією (а) і його частотна характеристика (б)

Вираз для що забезпечує найкращу корекцію при обраному та заданому

або для каскаду нп ПТ, де

Розрахунок НЧ корекції здійснюється, як правило, графічним методом по відомих графіках залежності і різних b. Якщо корекція виконана так, що на АЧХ утворюється підйом. Цей підйом у деяких випадках можна використовувати для компенсації частотних спотворень інших каскадів, рис. 8.15, а. Включення викликає зміни і перехідної характеристики каскаду в області великого часу, рис. 8.15, б.

Рисунок 8.15 - Компенсації перехідних спотворень (а), і зміна перехідної характеристики в області великого часу (б)

Вихідний імпульс каскаду з НЧ корекцією відрізняється від вхідного тим, що його вершина має лінійний підйом, який викликається кінцевим часом заряду конденсатора .

На практиці необхідно розглядати сумісну дію коректувального фільтра і спотворювальної ланки міжкаскадного зв'язку (розділовий конденсатор і вхідний опір наступного каскаду ). Якщо сталі часу коректувальної і спотворювальної ланок обрані однаковими

результувальне спадання плоскої вершини імпульсу, що підсилюється тривалістю визначається як

Наведені вирази відповідають випадку найкращій корекції плоскої вершини імпульсу (результувальне спадання у кінці імпульсу мінімальне при відсутності підйому у будь-якій частині плоскої вершини імпульсу) для випадку . Остання умова має місце для каскаду на ПТ.

8.6 Запитання та завдання для самоконтролю

Що викликає зменшення підсилення в області НЧ (ВЧ)?

Як проводиться корекція частотної характеристики в області НЧ (ВЧ)?

Що таке корекція за Баттервортом?

Яке положення нулів та полюсів відповідає умові ефективної корекції АЧХ?

У чому полягає різниця корекції за Брауде від корекції за Баттервортом?

У чому полягає відмінність послідовної та паралельної індуктивної корекції?

Як вибираються параметри коректувального кола для корекції спотворень вершини імпульсу?

Як визначити параметри коректувального кола у випадку емітерної корекції?

Як здійснюється корекція АЧХ підсилювача в області ВЧ за допомогою паралельної, послідовної і складеної схем високочастотної корекції? Перелічіть переваги та недоліки кожного з таких видів корекції?

Як провести аналіз властивостей імпульсного підсилювача за допомогою його перехідної характеристики? В яких межах повинні знаходитися показники перехідної характеристики?

9. ВИБІРНІ КАСКАДИ

9.1 Класифікація, параметри та характеристики вибірних каскадів

Вибірні підсилювачі розрізнюються за способом під'єднання частотно-вибірної системи (найпоширеніше резонансного контуру) до підсилювального елемента (ПЕ), а також за схемою включення самого ПЕ (спільний емітер, спільна база, каскодна схема).

Основними параметрами резонансного підсилювача є:

- резонансний коефіцієнт підсилення К₀,

- вибірність , де - коефіцієнт підсилення при розстроюванні ,

- нерівномірність коефіцієнта підсилення в межах діапазону .

За способом підключення резонансного контуру розрізняють такі різновиди схем:

- з безпосереднім зв'язком контуру із ПЕ;

- з автотрансформаторним зв'язком контуру із ПЕ;

- з трансформаторним зв'язком контуру із ПЕ;

- з комбінованим (індуктивно-ємнісним) зв'язком контуру із ПЕ.

Еквівалентна схема резонансного підсилювача радіочастоти (ПРЧ) з безпосереднім під'єднанням контуру до ПЕ, зображено на рис. 9.1.



Рисунок 9.1 - Резонансний діапазонний каскад з безпосереднім під'єднанням контуру до ПЕ

Залежність його резонансного коефіцієнта підсилення від частоти (при настроюванні контуру змінною ємністю) визначається виразом

, (9.1)

де S - крутість ПЕ в робочій точці;

- еквівалентний резонансний опір контуру з урахуванням шунтування із боку ПЕ;

- еквівалентна добротність контуру;

- характеристичний опір контуру, де ш- коефіцієнт шунтування контуру з боку ПЕ;

- еквівалентний резонансний опір і добротність нешунтованого контуру;

щ₀- резонансна частота контуру;

- відповідно індуктивність та ємність контуру.

Характерним для каскадів вибірних підсилювачів при настроюванні контуру конденсатором С_х є підвищення резонансного коефіцієнта підсилення із зростанням частоти (рис. 9.2). При розрахунку визначають резонансний коефіцієнт підсилення на максимальній частоті піддіапазону , а потім з урахуванням коефіцієнта перекриття піддіапазону К_f - на мінімальній, де тоді

. (9.2)

Рисунок 9.2 - Залежність

Перевагою резонансного підсилювача з безпосереднім під'єднанням контуру до ПЕ є можливість отримання найбільшого коефіцієнта підсилення.

До його недоліків можна віднести:

- суттєвий вплив на настроювання контуру розкиду або зміни вхідних та вихідних ємностей ПЕ, що проявляється при їх заміні, старінні та використанні режимного регулювання підсилення;

- погіршення добротності резонансного контуру і зниження вибірності підсилювача за рахунок повного ввімкнення вихідної провідності ПЕ паралельно контуру;

- меншу, у порівнянні із схемами неповного ввімкнення контуру, стійкість характеристик такого підсилювача;

- більшу нерівномірність коефіцієнта підсилення в діапазоні частот і при роботі в декількох піддіапазонах.

9.2 Резонансні діапазонні каскади з автотрансформаторним, трансформаторним і комбінованим зв'язками

Резонансні каскади з автотрансформаторним зв'язком

Резонансний підсилювач з автотрансформаторним під'єднанням контуру до ПЕ (рис. 9.3) використовується для вирівнювання загального коефіцієнта підсилення при перемиканні піддіапазонів.

Рисунок 9.3 - Резонансний діапазонний каскад з автотрансформаторним під'єднанням контуру до ПЕ

Значення К₀(щ) для підсилювача з автотрансформаторним ввімкненням визначається у відповідності з виразом

, (9.3)

де - модуль провідності прямої передачі ПЕ;

m₁ та m₂ - коефіцієнти ввімкнення контуру з боку ПЕ відповідно до даного та наступного каскадів і розраховуються за формулами

.

Підбираючи коефіцієнти включення m₁ та m₂, можна забезпечувати однаковий коефіцієнт підсилення та характер його зміни в кожному з піддіапазонів. Автотрансформаторне ввімкнення контуру послаблює його зв'язок з ПЕ, зменшує вплив внутрішнього опору та вихідної ємності ПЕ на добротність та настройку контуру підсилювача. Вказані обставини дозволяють отримати високу вибірність та забезпечити високу робочу частоту підсилювача.

Максимальний коефіцієнт підсилення при припустимому ступені шунтування контуру з боку обох ПЕ може бути досягнуто при коефіцієнтах ввімкнення

та , (9.4)

де R₂₂ - вихідний опір ПЕ даного каскаду;

R_вх.оn. - вхідний опір наступного каскаду.

Для стабільного підсилювача значення коефіцієнта шунтування звичайно складає не менше 0,7…0,8.

Якщо в процесі розрахунку отримане значення будь-якого з коефіцієнтів ввімкнення більше або рівне 1, то відповідний ПЕ може бути під'єднаний до контуру повністю. Нехтуючи, зокрема, R_вх.оn і припускаючи ш = 0,8 на максимальній частоті піддіапазону, значення m₁ можна визначити з співвідношення

,

де R₂₂; - визначені на тій самій частоті.

Резонансні каскади з трансформаторним зв'язком

Значна можливість впливу на характер зміни резонансного підсилення в діапазоні робочих частот властива резонансному підсилювачу з трансформаторним під'єднанням контуру до ПЕ (рис. 9.4).

Еквівалентна схема такого ввімкнення показана на рис. 9.4.

З еквівалентної схеми можна бачити, що каскад має два індуктивно зв'язаних контури з резонансними частотами

(9.5)

(9.6)

Рисунок 9.4 - Резонансний підсилювач з трансформаторним під'єднанням контуру до ПЕ



Рисунок 9.5 - Еквівалентна схема каскаду з трансформаторним під'єднанням контуру до ПЕ

Перший контур створений індуктивністю котушки зв'язку L₁ та ємністю вихідного кола підсилювального елемента, а другий - змінний резонансний контур підсилювача, - елементами L₂,C₂.

Можливі три випадки відношення частот:

1) режим “подовженого” вихідного кола ПЕ ;

2) режим “скороченого” вихідного кола ;

3) проміжний режим .

Характер зміни резонансного коефіцієнта підсилення по діапазону відповідає кожному конкретному випадку. Вибираючи співвідношення частот та , можна забезпечити в такому підсилювачі компенсацію нерівномірності коефіцієнта передачі попередніх каскадів (рис. 9.6).



Рисунок 9.6 - Характер зміни

Порівнявши K₀(щ₀) різних режимів можна спостерігати переваги режиму “скорочення”:

середній по діапазону резонансний коефіцієнт підсилення більший ніж в режимі “подовженого” поля;

значення індуктивності котушки зв'язку L₁ в цьому випадку є меншим ніж в інших, що зумовлює конструктивні і технологічні зручності;

забезпечується можливість компенсації нерівномірності коефіцієнта передачі попереднього каскаду, що працює в режимі “подовження”.

Недоліком режиму зі “скороченням” може бути погіршення вибірності до дзеркального каналу

,

де - проміжна частота тракту.

Резонансні каскади з комбінованим зв'язком

Резонансний підсилювач з комбінованим індуктивно-ємнісним зв'язком (див. рис. 9.4, додаткові елементи показані пунктиром) забезпечує практично лінійний характер зміни в діапазоні частот (рис. 9.6). Це пояснюється додаванням частотних характеристик, зумовлених ємнісним та індуктивним зв'язком (при “подовженні”).

Недоліками такої схеми є погіршення вибірності по відношенню до дзеркальних каналів і зменшення коефіцієнта перекриття по частоті.

9.3 Смугові каскади

Основними параметрами смугового підсилювача (СП) є

- резонансний коефіцієнт підсилення K₀;

- смуга пропускання ДF, вибірність за сусіднім каналом S_cк;

- коефіцієнт прямокутності К_П, що характеризує форму резонансної характеристики СП.

Останній параметр визначається виразом

, (9.7)

де ДF_у - смуга пропускання СП при заданому рівні відліку (звичайно 0,1 чи 0,01).

За принципом функціонування СП поділяють на дві групи:

1) СП, що реалізують принцип рівномірного розподілу функції підсилення і вибірності;

2) СП, що реалізують принцип зосередженого поділу функції підсилення і вибірності.

Перевагами СП першого типу є відносна простота виготовлення, настроювання і регулювання. До їх недоліків варто віднести:

- низьку стійкість тракту з декількох таких СП, що призводить до необхідності застосування засобів нейтралізації Y₁₂ й зумовлює ускладнення схеми;

- залежність частотних характеристик усього тракту від параметрів ПЕ, що виявляється при їхній заміні.

СП другого типу вільні від заначених недоліків і забезпечують додаткові можливості:

- високий і стійкий коефіцієнт підсилення тракту, за рахунок використання аперіодичних каскадів, що забезпечують основне підсилення;

- високу вибірність, що забезпечується використанням ефективних фільтрів зосередженої селекції;

- високу завадозахищеність тракту;

- можливість мікромініатюризації.

Смугові каскади для трактів з рівномірним розподілом функції підсилення і вибірності

Особливістю СП, на відміну від підсилювача радіочастоти, є робота на фіксованій частоті. Резонансний коефіцієнт підсилення одноконтурного СП може бути визначений з виразу

, (9.8)

мінімальне значення ємності С_к контуру одноконтурного СП, припустиме з точки зору стабільності його характеристик, дорівнює

, (9.9)

де ;

і - значення розкиду ємностей з виходу даного ПЕ і входу ПЕ наступного каскаду;

- припустимий зсув резонансної частоти, зумовлений названим розкидом.

Іншим різновидом каскаду СП, є СП із двоконтурним смуговим фільтром (рис. 9.7), резонансний коефіцієнт підсилення якого

, (9.10)

де - фактор (параметр) зв'язку;

К_св - коефіцієнт зв'язку.

Рисунок 9.7 - Двоконтурний СП

Форма АЧХ такого СП залежить від значення фактора зв'язку (рис. 9.8), що широко використовується на практиці для регулювання смуги пропускання. Мінімальна смуга пропускання досягається при зв'язку менше критичного

.

Відлічена на рівні 0,707 смуга, складає 0,64 смуги пропускання одиночного контуру з тією же добротністю (крива 1). При критичному зв'язку ( - крива 2) вона в рази, а при ( - крива 3) - у 3,1 рази перевищує смугу пропускання СП з одиночним коливальним контуром, причому в останньому випадку рівень западини також складає 0,707 від максимального. При подальшому збільшенні коефіцієнту зв'язку між контурами провал АЧХ суттєво збільшується (нижче за рівень 0,707) при цьому коефіцієнт прямокутності змінюється не суттєво (крива 4). Тому в підсилювальній техніці використовують двоконтурний смуговий фільтр з видами АЧХ типу 1, 2 і 3. Регулювання смуги пропускання може також здійснюватися зміною добротності контурів фільтра.

Зі збільшенням кількості двоконтурних смугових фільтрів в СП крутість схилів результуючої АЧХ зростає, а форма вершини АЧХ змінюється мало. Завдяки поліпшенню прямокутності, нерівномірність АЧХ у смузі пропускання () зростає значно менше порівняно з підвищенням вибірності S_ск, тобто з'являється можливість одночасного задоволення суперечливих вимог - реалізації заданих і S_ск.

Рисунок 9.8 - АЧХ двоконтурного смугового підсилювача

Смугові каскади для трактів із зосередженим поділом функції підсилення і вибірності

Однієї з різновидів СП, що реалізують другий принцип, є СП із п'єзоелектричним фільтром (рис. 9.9). П'єзоелектричні фільтри (ПЕФ) відносяться до приладів селекції і слугують для виділення (придушення) певного спектра коливань.

Рисунок 9.9 - СП з п'єзоелектричним фільтром

П'єзоелектричні фільтри випускаються промисловістю серійно. В основу вітчизняної класифікації покладено дев'ять елементів:

· Перший елемент - літери "ФП" (позначають - фільтр п'єзоелектричний);

· Другий елемент - цифра, що позначає матеріал п'єзоелемента (1 - кераміка, 2 - кварц, 3 - п'єзокристали, відмінні від кварцу та кераміки);

· Третій елемент - літера, що позначає функцію фільтра (П - смуговий, Р - режекторний, Д - дискримінаторний, Г - гребінчатий, О - однієї бічної смуги);

· Четвертий елемент - цифра, що позначає конструктивно-технологічне виконання фільтра (1 - дискретні, 2 - гібридні одношарові, 3 - гібридні п'єзомеханічні, 4 - гібридні монолітні, 5 - гібридні інші, 6 - інтегральні одношарові, 7 - інтегральні п'єзомеханічні, 8 - інтегральні монолітні, 9 - інтегральні на ПАХ, 10 - інтегральні інші);

· П'ятий елемент - дво(три)значне число, що позначає реєстраційний номер розробки;

· Шостий елемент - число, що позначає номінальну частоту і літера, що позначає одиницю вимірювання частоти або шифр: 1 - низькочастотні (до 60 кГц), 2 - середньо-частотні (60...400 кГц), 3 - середньо-частотні (400...1200 кГц), 4 - високочастотні (1,2...3 Мгц), 5 - високочастотні (3...5 МГц), 6 - високочастотні (4...25 Мгц), 7 - високочастотні (24...35 МГц), 8 - високочастотні (34...90 Мгц), 9 - високочастотні (понад 90 МГц);

· Сьомий елемент - число, що відповідає ширині смуги пропускання (затримування) у герцах (кілогерцах) або код (f/f): 1 - вузькосмугові (до 0,05%), 2 - вузькосмугові (0,04...0,2%), 3 - широкосмугові (0,2...0,4%), 4 - широкосмугові (0,4...0,8%), 5 - широкосмугові (понад 0,8%);

· Восьмий елемент - буква, що характеризує умови експлуатації (В - все-кліматичні, Т - тропічні, М - морські);

· Дев'ятий елемент - буква, що вказує на інтервал робочих температур (, , , , , ).

Між елементами 4 і 5, 5 і 6, 6 і 7, 7 і 8 ставиться дефіс. Якщо місця для нанесення повної класифікації недостатньо - застосовують скорочене маркування на приладах, що складається з перших п'яти букв.

Електричні параметри найбільш поширених п'єзоелектричних фільтрів наведено в табл. 9.1.

Наступним різновидом п'єзоелектричних фільтрів слід вважати фільтри на ефекті поверхневої акустичної хвилі (ПАХ). В даний час таки фільтри широко використовуються в приймачах стільникового зв'язку, телевізійних приймачах в оптоволоконних системах передачі даних. На їх основі будуються лінії затримки, резонатори, антенні дуплексори - двоканальні фільтри, що здійснюють розділення по частотам трактів передачі та прийому а також конволвери - шестиполюсники, що формують згортку двох сигналів: вхідного та вихідного. Таке широке їх розповсюдження пояснюється малими габаритами, незначною вагою, відсутністю енергоспоживання а також можливостями використання технологій сумісних з виробництвом ІМС. Окрім цього для таких фільтрів характерним є: лінійна ФЧХ, висока прямокутність АЧХ, виняткове позасмугове придушення сигналів та температурна стабільність.

Фільтри на ефекті ПАХ знаходять застосування на частотах від 30 МГц до 3 ГГц, оскільки на низьких частотах їх розміри стають дуже великими і тому використовуться фільтри на обємних хвилях з п'єзоелектричної кераміки. На частотах вище за 3 ГГц розрізнювальна здатність фотолітографічного процесу не дозволяє отримати значний відсоток справних виробів і їх ціна стає неконкурентноздатною у порівнянні з іншими рішеннями. На вищих частотах знаходять застосування електромагнітні фільтри на зв'язаних порожнинах, що виконані з кераміки.

Таблиця 9.1 - Електричні параметри найбільш поширених п'єзоелектричних фільтрів

Тип фільтра	Середня носійна частота в МГц	Смуга пропускання в МГц (за рівнем)	Нерівномірність згасання в дБ (не більше)	Гарантоване згасання в дБ (не менш)	Зразок корпуса
ФПЗП7-464-1 вхід 1 вихід (5) вихід (6)	38,0 38,0 31,5	0,74...1,1(3) - -	1,2±2 - -	34 34 16...26
ФПЗП7-464-2 вхід 1 вихід(5) вихід(6)	39,8 38,9 33,4	0,84...1,1(3) 0,84...1,13) 0,74...0,95(3)	2 2 -	30...34 30 34
ФПЗП7-464-3 вхід вихід(5) вихід(6)	45,75 45,75 41,25	0,74...1,13) - -	2 - -	- 25 16...25
ФПЗП9-451	38,0...45,7 41,25±1	3.4...4.5	1.2...2.5	9...40
ФПЗП9-451-01	41,25	5,5	2	28...40	безкорпусний
ФПЗП9-458-1-1	37,4	5,5	2	28...40	безкорпусний
ФПЗП9-458-1-2	43,75	5,5	2	28...40	безкорпусний
ФПЗП9-458-2-1	37,4	5,5	2	28...40
ФПЗП9-458-2-2	43,75	5,5	2	28...40

Вибірні підсилювачі з ФЗС на LC-контурах

У підсилювачах з зосередженою вибірністю необхідна селективність створюється в ФЗC. В якості останніх крім розглянутих п'єзоелектричних фільтри і фільтрів на поверхневих акустичних хвилях також застосовують електромеханічні, п'єзомеханічні та електричні LС-фільтри різної складності. Роглянемо вибірний підсилювач з ФЗС на LС-контурах (рис. 9.10). Для того, щоб характеристики фільтра не спотворювалися, він повинен бути узгоджений з джерелом сигналу і навантаженням за допомогою елементів зв'язку.

Рисунок 9.10 - Електрична схема вибірного підсилювача з ФЗС на LС-контурах

У підсилювачах з ФЗВ на LС-контурах використовують автотрансформаторний, трансформаторний або ємнісний зв'язок. На рис. 9.10 наведено приклад ФЗС на 4 LС-контурах з ємнісним зв'язком. Коефіцієнти трансформації визначаються, відповідно, для першого і останнього контуру ФЗС

, ,

де - характеристичний (хвильовий) опір фільтра; і - параметри еквівалентної схеми біполярного транзистора, які розраховуються по формулах

; .

Якщо коефіцієнти трансформації виявляються більше одиниці, то застосовують повне включення контуру фільтра (n = 1). При цьому паралельно входу і (або) виходу фільтра вмикають шунтуючі резистори з провідностями

; .

Розрахунок елементів фільтра для відносної смуги пропускання здійснюють за такими формулами:

- ємність конденсаторів зв'язку

;

- ємність контурів проміжних ланок

;

- ємність вхідного контуру

;

- ємність вихідного контуру

;

- індуктивність контурів проміжних ланок

;

- індуктивність контурів крайніх ланок

.

У наведених формулах - це різниця між верхньою і нижньою частотами зрізу фільтра, яка залежить від власної добротності контуру , смуги пропускання , кількості ланок і селективності фільтра. Величину визначають за графіками [21] або розраховують на ЕОМ.

При трансформаторному зв'язку індуктивність котушок зв'язку

,

де - коефіцієнт зв'язку ().

При автотрансформаторному зв'язку

.

Коефіцієнт підсилення каскаду з ФЗС обраховується по формулі

,

де - затухання, внесене фільтром у смугу пропускання; - параметр біполярного транзистора; - кількість контурів.

Вибірні підсилювачі із ФЗС на LС-контурах мають ряд недоліків основними з яких є складність настроювання й регулювання таких підсилювачів, великі габарити та маса. Як на переваги підсилювачів із ФЗС на LС-контурах слід вказати їх високу надійність і довговічність, а також малий вплив температури на частотні властивості ФЗС.

9.4 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Чому як нвавантаження резонансного підсилювача використовую паралельний коливальний, а не послідовний?

2. Виходячи з чого обирається максимальна і мінімальна ємності резовансного контуру?

3. Які елементи схеми резонансного підсилювача впливають на добротність змінного контуру? Які схемні рішення зменшують цей вплив?

4. Чим обумовлюється зростання коефіцієнта підсилення у межах піддіапазону при безпосередньому і автотрансформаторному ввімкненні? Поясніть можливість непропорційної його зміни.

5. З яких міркувань обирається підсилювальний елемент резонансного підсилювача? Поясніть частотну залежність його параметрів?

6. У чому полягають переваги та недоліки принципів розподіленої та зосередженої вибірності й підсилення?

7. Як забезпечити режим узгодження для п'єзоелектричного?

8. Як змінюється фактор зв'язку в двоконтурному смуговому фільтрі при додатковому шунтуванні контурів?

9. Яким чином і в яких межах можливе регулювання смуги пропускання двоконтурного фільтра?

10. Класифікація й маркування п'єзоелектричних фільтрів.

11. Які основні електричні параметри й характеристики серійно виготвлюваних п'єзоелектричних фільтрів?

12. Переваги й недоліки вибірних підсилювачів із ФЗС на LС-контурах. Підходити до розрахунків їхніх елементів.

10. КАСКАДИ КІНЦЕВОГО ПІДСИЛЕННЯ

10.1 Вимоги до каскадів кінцевого підсилення

Особливості кінцевих підсилювальних каскадів полягають у тому, що в роботі підсилювального елемента використовується більша частина його навантажувальної характеристики, яка вміщує інколи явно нелінійні області. Це передбачено для забезпечення більшого розмаху вихідного струму і віддачі у навантаження потужності, близької до максимальної. Відомо, що корисним ефектом роботи підсилювального каскаду є перетворення енергії джерела живлення в енергію корисного сигналу. Ефективність підсилення визначається тим, яку частину напруги живлення становить амплітуда напруги на виході активного елемента, та яку долю споживаного від джерела струму становить амплітуда його вихідного струму .

Відношення та звуться коефіцієнтами використання струму та напруги.

Відповідно до цих параметрів каскад утворює струм та напругу : та .

За цих умов в навантаження віддається потужність

. (10.1)

Чим більші коефіцієнти використання та , тим більша потужність віддається в навантаження.

Якщо підсилювальний каскад віддає корисну потужність , а від джерела живлення споживає потужність , то його робота характеризується ККД

. (10.2)

Очевидно, що чим більше ККД, тим ефективніше використовується активний елемент. Потужність витрачається в самому активному з елементів, спричиняючи його нагрів та погіршуючи умови його роботи. Потужність називається потужністю розсіювання або втрат. Для конкретних типів активних елементів потужність нормується та зазначається в довідниках; не має перевищувати . Чим більша , тим більшу можливо одержати від транзистора.

Потужність підвищує температуру p-n-переходу. Для нормальної роботи транзистора температура переходу не повинна перевищувати допустиму . Теплота, що випромінюється активним елементом, безпосередньо чи за допомогою спеціальних тепловідводів (радіаторів) знижує температуру колекторного переходу та покращує умови роботи транзистора. Ефективність теплового випромінювання характеризується тепловим опором. Тепловий опір транзистора перехід - корпус або перехід - кристал зазначається у довідниках. Тепловий опір радіатора з алюмінію чи міді, у вигляді пластини, площа якої не перевищує 200 см² , приблизно оцінюється з формули, Ом

,

де -- повна поверхня радіатора, см².

Зростання температури середовища зменшує теплове випромінювання, тому і допустима потужність розсіювання теж зменшується

, (10.3)

Якщо застосовуються радіатори, тоді

. (10.4)

Зменшення допустимої потужності втрат неминуче веде до зменшення максимально можливої корисної потужності, оскільки

. (10.5)

Отже, чим більше ККД , тим менш потужний транзистор можна використовувати і тим економічнішим є підсилювач.

10.2 Основні режими роботи підсилювальних каскадів

Розрізнюють декілька режимів роботи підсилювальних кінцевих елементів у підсилювальних каскадах.

Режимом класу А називається режим, в якому вихідний струм транзистора тече протягом цілого періоду вхідного сигналу, тобто кут відтину струму (рис. 10.1).



Рисунок 10.1 - Часові діаграми струму ПТ в режимі класу А

Позитивними якостями такого режиму є малі нелінійні спотворення внаслідок роботи активного елемента практично тільки в лінійній області характеристики.

Недоліком цього режиму є малий ККД. З рис. 10.1 можна бачити, що коефіцієнт використання струму не може перевищувати одиниці (коли ), а коефіцієнт використання напруги , якщо робоча точка вибрана на середині лінійної ділянки навантажувальної характеристики.

У такому разі , а потужність втрат згідно з (10.5)

становить .

ККД залежить від амплітуди вхідного сигналу і зростає пропорційно. Режим класу А використовується в каскадах попереднього підсилення або в кінцевих з малою вихідною потужністю.

Дуже часто в кінцевих каскадах застосовується режим з відсіканням струму, тобто коли струм активного елемента (вихідний) тече тільки протягом півхвилі сигналу, такий режим називається режимом класу В (рис. 10.2). Для нього характерна відсутність постійної складової струму, за відсутності вхідного сигналу (). Кут відтину у цьому разі дорівнює , а вихідний струм має форму половини синусоїди (/косинусоїди), після розкладання у ряд Фур'є дістаємо

Рисунок 10.2 - Часові діаграми струму ПТ в режимі класу В

Знаходимо значення відповідно постійної складової та першої гармоніки

; .

Тоді

,

тобто не залежить від амплітуди вхідного сигналу і набагато перевищує .

Мале значення порівняно з забезпечує зростання ККД; якщо також вважати, що, що забезпечено положенням робочої точки на початку навантажувальної характеристики, то ККД

.

Це зумовлює широке використання такого режиму у вихідних каскадах. Проте недоліком цього режиму є велике значення коефіцієнта нелінійних спотворень

.

Виходячи з цього, використання режиму класу В можливе тільки у двотактних схемах, тобто схемах, які мають два плеча, що працюють почергово.

Слід також зазначити, що в дійсності внаслідок наявності нижнього вигину характеристики активного елемента (рис. 10.2), струм спокою у режимі В не дорівнює нулю, а становить 3...15% максимального значення вихідного струму, а кут відтину трохи перевищує 90°, тобто має місце проміжний режим, який зветься режимом АВ.

У режимі класу С робоча точка вибирається так, щоб забезпечити кут відтину , це стає можливим, коли робоча точка розміщена у зоні лівіше напруги відсічки. Відношення амплітуди першої гармоніки вихідного струму до постійної складової у цьому режимі вище, ніж у режимі класу В, і зростає зі зменшенням кута відтину, внаслідок чого ККД цього режиму більший, ніж у режимі класу В (досягає 80%), але відповідно зростає і коефіцієнт нелінійних спотворень.

Режим класу D -- це такий режим, за якого активний елемент знаходиться тільки у двох становищах: повністю закритому, коли струму у вихідному колі практично немає, або повністю відкритому, коли спад напруги між вихідними електродами близький до нуля. У такому режимі втратами енергії в активному елементі нехтують, оскільки в обох становищах енергія, що виділяється, дуже мала, тому ККД підсилювального каскаду можна одержати близьким до одиниці. Слід зазначити, що для підсилення гармонічних сигналів довільної форми і амплітуди режим каскаду D (ключовий) можна використовувати тільки тоді, коли цим сигналом промодулювати за шириною прямокутні імпульси постійної амплітуди, які мають частоту проходження у декілька разів більшу найвищої частоти підсилюваних сигналів. Промодульовані таким чином прямокутні імпульси підсилюються каскадом, що працює у режимі D, а потім перетворюються з малими втратами енергії в первісний модулюючий сигнал.

10.3 Однотактні каскади кінцевого підсилення

Розрізнюють два типи схем підсилювачів потужності: однотактні і та двотактні У свою чергу, ці схеми поділяються на схеми з безпосереднім увімкненням навантаження та з проміжними пристроями -- трансформаторні. Електричнасхема однотактного ККП з безпосереднім увімкненням навантаження поадана на рис. 10.3.



Рисунок 10.3 - Схема однотактніого підсилювача потужності

Позитивними якостям однотактних схем з безпосереднім увімкненням навантаження є їх простість, відсутність додаткових елементів, втрат потужності у вихідному пристрої додаткових нелінійних частотних та перехідних спотворень і можливість підсилення;сигналів у широкій смузі частот, а їх недоліками -- протікання через навантаження постійної складової струму та наявність на навантаженні постійного потенціалу, невеликий ККД, зумовлений використанням режиму класу А .

За повного використання навантажувальної характеристики (рис. 10.4) вихідна потужність

, (10.6)

і відповідно ККД

, (10.7)

Напруга живлення у такій схемі має бути вибрана з умови , а струм спокою , що дорівнює сумі та відповідно

.

Рисунок 10.4 - Наскрізна характеристика однотактніого підсилювача потужності

Активний елемент такого каскаду має забезпечити струм , тобто

.

Кращі показники з ККД має трансформаторний каскад. Коли застосовується ідеальний трансформатор з опором втрат , напруга спокою між вихідними електродами активного елемента дорівнює Е. За синусоїдального вхідного сигналу та роботи каскаду в режимі класу А та повного використання навантажувальної характеристики дістаємо

; (10.8)

тобто за ККД в 2 рази вище, ніж у попередньому випадку. Але смуга частот у цьому разі менша, проте розміри, вага та вартість більші. Вибираючи відповідний коефіцієнт трансформації, забезпечують роботу каскаду практично на будь-яке навантаження.

Внаслідок дії електрорушійної сили самоіндукції напруга що може у 8-10 разів перевищувати , що може спричинити пробій транзистора, тому напруга спокою вибирається з умови . У трансформаторному каскаді опір навантаження змінному струму визначається через опір навантаження та коефіцієнт трансформації

; .

У такому каскаді потужність сигналу більше, ніж потужність сигналу на навантаженні , бо спостерігаються втрати енергії у трансформаторі

;

де -- ККД трансформатора.

10.4 Двотактні каскади кінцевого підсилння

На рис. 10.5 а, б зображено трансформаторну та безтрансформаторну схеми двотактних підсилювачів.



Рисунок 10.5 - Електричні схеми трансформаторного (а) і безтрансформаторного (б) двотактних підсилювачів

Принцип роботи таких підсилювачів у режимі класу В пояснюється діаграмами (рис. 10.6, 10.7). Через спільне навантаження чи первинну обмотку струми колекторів та течуть назустріч один одному так, що напруга на навантаженні визначається різницею струмів та.

Колекторний струм кожного плеча можна виразити поліномом



Рисунок 10.6 - Часові діаграми колекторних струмів кожного плеча двотактного підсилювача

Якщо напруга на базі верхнього плеча , то напруга для транзистора нижнього плеча . Струм плеча колектора відповідно становить

;

Отже, напруга на навантаженні

(10.9)

Аналіз виразу (10.9) показує, що вихідна напруга схеми не має постійної складової напруги та парних гармонік за довільного їх змісту у струмах кожного плеча.

Зміна напруги джерела живлення через дію перешкод (пульсації, фон тощо) призводить до одночасної зміни колекторних струмів транзистора, внаслідок чого зазначені завади не проходять на вихід підсилювача.

Рисунок 10.7 - Наскрізна характеристика двотактніого підсилювача потужності

Позитивні якості двотактної схеми:

- компенсація всіх парних гармонік, які утворюються у кожному плечі схеми, що дозволяє використовувати режим класу В з його високими енергетичними показниками;

- відсутність спаду постійної напруги на опорі навантаження, внаслідок чого на колектори транзисторів передається вся напруга живлення за будь-яких ;

- компенсація завад і фону, що створюються джерелом живлення.

10.5 Визначення нелінійних спотворень

Оскільки основним режимом роботи каскаду кінцевого підсилення є режим великих сигналів з використанням практично всієї навантажувальної характеристики до нелінійних областей, то за рахунок дії на вході каскаду гармонічного сигналу його вихідний сигнал буде містити й вищі гармоніки. Це спричиняє появу значень коефіцієнта нелінійних спотворень , які більші за нуль. Коефіцієнт нелінійних спотворень визначається розрахунковим шляхом та графічним побудуванням наскрізної характеристики (рис. 10.8). Для визначення :

- будується динамічна характеристика змінного струму, за якого визначаються значення та проміжні значення базових струмів та (рис. 10.8, а, б);

- за вхідною характеристикою транзистора та раніше визначеними значеннями струму бази визначають значення (рис. 10.8, б), потім , де -- опір джерела, та будують наскрізну характеристику (рис. 10.8, в).

Наприклад, .

Рисунок 10.8 - Наскрізна характеристика двотактніого підсилювача потужності

Наскрізну характеристику поділяють на чотири частини та визначають значення струмів , , , , .

Теоретичну основу методу п'ятьох ординат становить той факт, що якщо наскрізна динамічна характеристика не має різких зломів, її можна подати у вигляді ряду з невеликим числом членів

Підставляючи , записуємо вихідний струм у вигляді

Послідовно задаючи величині значення , , , , дістаємо п'ять рівнянь

1. , ;

2. , ;

3. , ;

4. , ;

, . (10.10)

Ці значення струмів визначаються з наскрізної характеристики для випадків , , , , .

Після розв'язування системи рівнянь (10.10) дістанемо значення амплітуд струмів гармонік

, (10.11)

, (10.12)

, (10.13)

. (10.14)

Здобуті значення амплітуд використовуються для визначення коефіцієнта нелінійних спотворень .

Для попередніх розрахунків може використовуватись спрощений метод визначення тільки з урахування другої гармоніки , де

, (10.15)

. (10.16)

За визначення у двотактному підсилювачі слід пам'ятати, що в зазначеній схемі непарні гармоніки підсумовуються, а парні віднімаються, тому для ідеального випадку повної симетрії може бути визначений з виразу

. (10.17)

За наявності асиметрії, яка оцінюється її відповідним коефіцієнтом , де та -- струми першого та другого плечей, розрахунковий вираз для двотактного каскаду, має вигляд

. (10.18)

Для того щоб скористатися цим методом для оцінки нелінійних спотворень підсилювача, працюючого в режимі В, треба заздалегідь струми одного плеча, що відповідають розрахунковій амплітуді вхідного сигналу та її половині, позначити та , аналогічні струми другого плеча -- відповідно та (рис. 10.7). Потім визначити , , , , та з виразів

; ; ; ; .

10.6 Вибір транзисторів для каскаду кінцевога підсилення

Транзистори для роботи в каскаді кінцевого підсилення вибирають з урахуванням енергетичних співвідношень. Якщо вважати, що струм транзистора одного плеча має вигляд напівсинусоїди (тобто каскад працює в режимі В), то постійна складова його струму . Два плеча споживають від джерела струм і відповідно потужність .

Амплітуда пропорційна вхідному сигналу , тому лінійно зростає зі збільшенням амплітуди сигналу. Корисна потужність у навантаженні , тому ККД підсилювача

. (10.19)

Максимальне значення коли . Щоб вибрати транзистор такого каскаду, необхідно знати, яка потужність розсіюється на їх колекторах. Для обох плечей ця потужність

.

Замінюючи на та виносячи , дістаємо

;

За умовою потужність максимальна, коли ;

та .

Підставляючи здобуваємо

. (10.20)

Виходячи з цього вибір транзистора необхідно здійснювати з умови

, (10.21)

де .

Через те що в практичних умовах має місце не «чистий» режим В, а енергетично близький до нього режим АВ, то і тоді .

Якщо підсилювач працює у режимі А, то і в цьому випадку .

Вибір транзистора (транзисторів) ККП здійснюється на основі попереднього визначення потужності витрат Р_к, максимальної напруги на переході колектор-емітер, та максимального колекторного струму, окрім цього необхідно врахувати і частотні можливості транзистора.

Для двотактного безтрансформаторного ККП, вибираючи тран зистор, необхідно забезпечити виконання умови

де - коефіцієнт корисної дії ККП; Р_{К max Доп} - максимально допустима потужність втрат обраного транзистора.

Орієнтовані значення коефіцієнта корисної дії ККП залежать від класу режиму його роботи:

- для режиму класу А - 20...25 % ;

- для режиму класу АВ - 40. .50 % ;

- для режиму класу В - 50...60 % ;

Для забезпечення необхідної вихідної потужності, живлення двотактного безтрансформаторного каскаду повинно здійснюватися напругою Е_к

В свою чергу

де U_зал - залишкова напруга, яка визначається сімейством вихідних характеристик транзистора ККП (див. рис.4 ); U_ке.доп - максимальна допустима напруга між відповідними електродами транзистора.

При невиконанні вказаної умови, транзистор необхідно замінити на інший з більш високою напругою U_ке.доп.

Максимальне значення колекторного струму буде дорівнювати сумі струмів

де

- амплітуда імпульсу колекторного струму;

I_к.о = (0,05-0,15) I_к.m - струм в робочій точці;

I_{К. max. ДОП} - максимально допустимий струм колектора.

10.7 Кінцеві каскади підсилення потужності, що працюють у режимі з ШІМ

В останній час значне поширення знаходять підсилювальні пристрої з широтно-імпульсною модуляцією сигналу, що використовують режим D. Структурна схема підсилювача з широтно-імпульсною модуляцією зображена на рис. 10.9.



Рисунок 10.9 - Структурна схема підсилювача з ШІМ

Такі пристрої мають деякі переваги порівняно з класичними схемами підсилювачів, серед них високий ККД за будь-яких рівнів сигналу, більша стабільність відносно до самозбудження. Але ці підсилювачі складніші, мають обмежений частотний діапазон, що звужує їх застосування. Їх використання доцільне, коли на перше місце висуваються вимоги економічності, надійності, стабільності за поміркованих вимог до якості вихідного сигналу: багатоканальний гучномовний зв'язок, селекторні пристрої, мегафони тощо.

Генератор тактових імпульсів (ГТІ) виробляє імпульси, що надходять на вхід широтно-імпульсного модулятора (рис. 10.10). Тривалість імпульсів модулятора пропорційна амплітуді вхідного сигналу. Імпульсний сигнал зі змінною шпаруватістю підсилюється за потужністю вихідним каскадом, що працює у ключовому режимі та надходить на вхід фільтра НЧ, який здійснює фільтрацію ВЧ складових та фактично демодуляцію сигналу. Середнє значення напруги на навантаженні

;

де -- амплітуда напруги вихідного імпульсу, яка практично дорівнює напрузі живлення; -- тривалість імпульсу широтно-імпульсного модулятора; -- період тактових імпульсів; -- коефіцієнт заповнення імпульсів.

Робочу точку такого підсилювача (режим спокою) вибирають за ; тоді у навантаженні виділяється значна потужність, що призводить до зменшення ККД підсилювача до 0,5 та менше. Це залежить від якості ФНЧ. Наявність значної постійної складової у вихідній напрузі зменшує ефективність динамічних головок, спричиняє підмагнічування вихідних трансформаторів та різке зростання коефіцієнта нелінійних спотворень. Ці недоліки особливо виявляються, коли одержують велику вихідну потужність /десятки-сотні ватт/. У такому разі необхідно використати розділовий конденсатор з великою ємністю.

Збільшення ККД та реалізація режиму роботи без постійної складової досягається застосуванням двотактного підсилювача (рис. 10.11). При підсиленні додатньої напівхвилі сигналу працює тільки ключ К.К.1, від'ємної -- ключ К.К.2. Середнє значення струму у навантаженні за період вхідного сигналу дорівнює нулю, отже, відсутня постійна складова .

Підсилювач вміщує два широтно-імпульсних модулятори: ШІМ-1 для перетворення додатньої напівхвилі вхідного сигналу та ШІМ-2 для від'ємної напівхвилі.



Рисунок 10.10 - Часові діаграми, що пояснюють принцип дії підсилювача з ШІМ

Рисунок 10.11 - Структурна схема двотактного підсилювача з ШІМ

10.8 Запитання та завдання для самоконтролю

1. В чому полягає відмінність каскадів кінцевого підсилення в порівнянні з каскадами попереднього підсилення?

2. Чим викликане обмеження вихідної потужності підсилювача в режимі класу А при заданому коефіцієнті нелінійних спотворень?

3. Які залежності вихідної потужності та коефіцієнта нелінійних спотворень ККП від величини опору навантаження?

4. Для схеми однотактного ККП з безпосереднім підключенням навантаженням і вихідною потужністю 0,1 Вт на опорі 80 Ом зробіть вибір з довідника а) біполярного транзистора і б) польового транзистора.

5. Які додаткові позитивні якості має двотактна схема порівняно з однотактною?

6. Назвіть максимально досяжні значення ККД для підсилювальних каскадів, які працюють у режимах класу А, В, АВ, С, D.

7. Довести, що ККД каскаду, що працює у режимі класу В, більший за ККД каскаду, що працює у режимі класу А.

8. Нарисуйте якісно динамічні ВАХ підсилювальних каскадів, які працюють у режимах класу А, В, АВ, С, D. Дайте пояснення їх часовим характеристикам.

9. Чому в двотактному ККП відбувається збільшення вихідної потужності та зменшення коефіцієнта нелінійних спотворень у порівнянні з однотактною?

10. Для схеми двотактного ККП з безпосереднім підключенням навантаженням і вихідною потужністю 100 Вт на опорі 4 Ом зробіть вибір з довідника біполярних або польових транзисторів.

11. Як зміниться вихідна потужність підсилювального каскаду за зростання ?

12. Довести, що в спектрі вихідного струму двотактної схеми ККП відсутні парні гармоніки. При яких умовах?

13. Нарисуйте структурну схему однотактного підсилювача з ШІМ та поясніть функціональне призначення її блоків.

14. Нарисуйте структурну схему двотактного підсилювача з ШІМ та поясніть функціональне призначення її блоків.

11. ОпераційнІ підсилювачі

11.1 Основні показники операційних підсилювачів та вимоги до них

Операційний підсилювач (ОП) - це підсилювач, що виконується на базі диференціального підсилювача постійного струму і повинен відповідати таким вимогам:

- мати великий вхідний опір (ідеальний - );

- мати малий вихідний опір (ідеальний - 0);

- мати великий коефіцієнт підсилення ( в смузі підсилення - нуль - одиниці МГц);

- забезпечувати підсилення як з інверсією сигналу, так і без інверсії;

- мати малий дрейф нуля.

Перша вимога дозволяє підключати ОП до будь-якого кола, не порушуючи його роботи. Друга вимога гарантує виконання ОП його функцій без відносно до величини і характеру навантаження, куди передається сигнал. Четверта забезпечує охоплення ОП зворотним зв'язком будь-якого виду (додатний чи від'ємний).

При виконанні усіх вказаних умов передатна характеристика усієї системи з великою точністю відповідає передатній характеристиці кола зворотного зв'язку і практично не залежить від параметрів ОП