Основи схемотехніки

В схемі зі спільним емітером вхідним колом є коло бази. Оскільки струм бази значно менший струму колектора, то можна отримати підсилення по струму. При зміні струму бази змінюється кількість основних носіїв в області бази, тобто заряд бази, і потенціальний бар'єр між базою і емітером. Зміна висоти потенціального бар'єру викликає відповідну інжекцію неосновних носіїв заряду. Більшість інжектованих носіїв доходять до колекторного переходу і змінююють його струм. Основний носій заряду, введений в базу із базового виводу може або зникнути внаслідок рекомбінації або ж може бути інжектованим в емітер. В транзисторі прийняті всі міри, щоб ймовірність цих процесів була найменшою, і на один основний носій заряду, що попав у базу, приходиться багато неосновних носіїв заряду, які проходять від емітера до колектора. В цьому і полягає підсилення по струму в схемі з спільним емітером. Підсилення по потужності в цьому випадку можна пояснити аналогічно підсиленню в схемі зі спільною базою.

3.9 Робота транзистора в імпульсному режимі

Транзистор часто використовують в імпульсних пристроях та в якості транзисторного ключа. При роботі транзистора в імпульсних пристроях від нього, як правило, вимагається неспотворене відтворення підсиленого імпульсу на виході. Робота транзистора при підсиленні малих імпульсних сигналів в принципі нічим не відрізняється від роботи транзистора при підсиленні слабких синусоїдальних сигналів. Імпульс можна представити у вигляді суми ряду гармонічних складових і знаючи частотні властивості транзистора, визначити спотворення форми імпульсу, які можуть мати місце при підсиленні. Робота транзистора при підсиленні великих імпульсних сигналів відрізняється тим, що транзистор в цьому випадку може виявитись не тільки в активному режимі, але і в режимі відсікання та насичення.

При роботі транзистора в якості транзисторного ключа необхідно щоб опір транзистора на виході, тобто в колі навантаження, різко змінювався під впливом вхідного керуючого імпульсу. Для цього амплітуда вхідних імпульсів повинна бути достатньою для переведення транзистора з режиму відсікання в активний режим роботи та далі в режим насичення, а також в зворотному напрямку.

Розглянемо процеси, що відбуваються в транзисторі, який ввімкнено по схемі зі спільною базою, при проходженні через емітер імпульсу струму тривалістю в прямому напрямку с наступною зміною на зворотній.

В початковому стані транзистор знаходиться в режимі відсікання, тобто емітерний і колекторний переходи зміщені в зворотному напрямку.

Після подачі через емітер імпульсу струму в прямому напрямку (рис. 3.10,а) струм колектора з'являється не відразу, оскільки необхідний деякий час на перезаряд бар'єрних ємностей емітерного та колекторного переходів, а також на переміщення інжектованих неосновних носіїв заряду до колекторного переходу (рис. 3.10,б). Інтервал часу між моментом подачі на вхід транзистора імпульсу струму і моментом досягнення вихідним струмом значення, яке відповідає 10 % його амплітуди називають часом затримки для біполярного транзистора t_затр.

В подальшому продовжується процес перезарядки бар'єрної ємності емітерного переходу, що приводить до збільшення напруги на емітерному переході та збільшення граничної концентрації неосновних носіїв в базовій області біля емітерного переходу (рис. 3.10). Збільшення градієнта концентрації неосновних носіїв заряду біля емітерного переходу відповідає збільшенню інжекційної складової струму емітера. Ємнісна складова струму емітера по мірі заряду бар'єрної ємності емітерного переходу зменшується, тому повний струм емітера І_Е1 залишається незмінним. Його значення визначається параметрами генератора струму в вхідному колі транзистора.

В зв'язку зі збільшенням інжекційної складової струму емітера відбувається процес накопичення неосновних носіїв заряду в базі транзистора (рис. 3.10 криві 2-5). Цей процес також відбувається не миттєво, оскільки швидкість руху неосновних носіїв заряду в базі скінчена.

В процесі накопичення неосновних носіїв заряду збільшується градієнт їх концентрації біля колекторного переходу, що відповідає збільшенню колекторного струму. При великих значеннях струму емітера І_Е1, струм колектора обмежений не струмом емітера, а параметрами вихідного колекторного кола. Емітер інжектує в базу таку кількість неосновних носіїв заряду, яку колекторний перехід не може екстрагувати при заданому значенні опору навантаження та ЕРС джерела живлення в колі колектора. Тому в базі транзистора біля колекторного переходу починає збільшуватись гранична концентрація неосновних носіїв заряду. Коли ця гранична концентрація неосновних носіїв перевищить значення рівноважної концентрації неосновних носіїв заряду, транзистор перейде з активного режиму в режим насичення. В цей момент (рис. 3.10, а, крива 4) струм колектора визначається за виразом

І_кнас . (3.6)



Рисунок 3.10 - Перерозподіл струму в транзисторі, який ввімкнено по схемі зі спільною базою, при проходженні через емітер імпульсу струиму

В дійсності значення встановленого струму колектора транзистора, що знаходиться в режимі насичення, дещо перевищує значення струму насичення, обчисленого по формулі (3.6), оскільки крім ЕРС джерела живлення потрібно враховувати ще падіння напруги на об'ємному опорі бази. При проходженні через емітер струму в прямому напрямку падіння напруги на обємному опорі бази додається з ЕРС джерела живлення в колекторному колі І_к = І_кнас = (Е_кб + U₁) / R_н.



а) б)

Рисунок 3.11 - Зміна концентрації носіїв заряду в базовій області: при подачі прямого імпульсу - а; зворотного - б.

Інтервал часу, на протязі якого струм колектора наростає від 10% до 90% його амплітуди, називають часом наростання для біпрлярного транзистора t_пр. Інтервал часу, який є сумою часу затримки і часу наростання називається часом включення біполярного транзистора t_вмк. Час вмикання залежить від амплітуди імпульсу прямого струму емітера і від частотних властивостей транзистора, а також від Е_кб і R_н.

В момент зміни напрямку струму емітера відбувається зміна полярності падіння напруги на об'ємному опорі бази. При цьому стрибкоподібно зменшується значення струму колектора до величини

= (Е_кб - ₂)/R_н .

Одночасно починається процес розсмоктування неосновних носіїв, накоплених в базі транзистора. В перший момент після зміни напрямку струму емітера граничні концентрації неосновних носіїв в базі біля р-n переходів великі, вони перевищують значення рівноважної концентрації неосновних носіїв. Тому опори цих переходів для зворотних струмів виявляються дуже малими. Значення зворотних струмів емітера і колектора визначаються в основному опорами в зовнішніх колах та ЕРС джерел живлення. Граничні концентрації неосновних носіїв в базі біля р-n переходів не можуть миттєво після перемикання входу транзистора зменшитись до нуля. Це відповідало би нескінчено великим градієнтам концентрації неосновних носіїв заряду в базі біля р-n переходів та нескінченно великим струмам, що практично нереально через кінцеві опори в зовнішніх колах транзистора. До тих пір поки в процесі розсмоктування граничні концентрації неосновних носіїв заряду в базі біля р-n переходів не зменшаться до нуля, зворотні струми через відповідні переходи будуть залишатися постійними, тобто струми емітера і колектора будуть незмінними поки транзистор буде знаходиться в режимі насичення.

Після зменшення граничних концентрацій неосновних носіях в базі біля переходів до нуля будуть зменшуватись з часом струми емітера і колектора, оскільки процес розсмоктування неосновних носіїв заряду з бази продовжується та зменшується абсолютне значення градієнтів концентрації неосновних носіїв заряду біля відповідних переходів. Зміни в розподілі неосновних носіїв в різні моменти часу процесу розсмоктування приведені на рис. 3.10.

Інтервал часу між моментом подачі на вхід від'ємного імпульсу і моментом коли струм колектора досягає 0,9І_кнас називають часом розсмоктування для біполярного транзистора t_роз. Інтервал часу між моментом спаду вихідного струму від значення, що відповідає 90 % його амплітуди до значення, що відповідає 10 % його амплітуди, називають часом спаду для біполярного транзистора t_сп. Інтервал часу між моментом подачі від'ємного імпульсу на вхід и моментом коли струм досягне значення, що відповідає 10 % його амплітуди, називають часом вимкнення біполярного транзистора t_вимк. Всі ці часи залежать від амплітуди імпульсу прямого вмикаючого струму емітера, від ЕРС джерела живлення и опору навантаження в колекторному колі, а також від частотних властивостей транзистора.

Збільшити швидкодію транзистора, що працює в режимі ключа, тобто зменшити час розсмоктування, можна шляхом введення в кристал напівпровідника домішок рекомбінаційних пасток (золото для кремнію). При цьому зменшується час життя неосновних носіїв заряду. Однак в таких транзисторах буде зменшуватись коефіцієнт передачі струму через більш інтенсивну рекомбінацію неосновних носіїв в базі транзистора. По-перше, у них буде більший зворотній струм колектора і емітера через більш інтенсивну теплову генерацію носіїв заряду в колекторному та емітерному переходах, а також суміжних до них областях.

Більш вдалим методом підвищення швидкодії транзистора, що працює в якості електронного ключа, є шунтування колекторного переходу діодом Шоткі, в якому при прямому зміщенні відсутні інжекція неосновних носіїв заряду та їх накопичення.

3.10 Будова та характеристики уніполярних транзисторів

Канальним транзистором називається трьохелектродний напівпровідниковий прилад, в якому керування струмом здійснюється шляхом зміни товщини напівпровідникового шару, що проводить струм.

Будову канального транзистора показано на рис. 3.12.

Тонкий шар напівпровідника n або p типу, обмежений з двох сторін електронно-дірковими переходами, називається каналом. Принцип дії транзистора з каналом n і з каналом p типу один і той же.



Рисунок 3.12 - Будова канального двозатворного польового транзистора й схема його включення

Вмикання каналу в електричне поле забезпечується за допомогою омічних електродів. Одним з них називається витоком, через нього носії заряду поступають в прилад. Другий називається стоком. Електрод через який підводиться напруга до зовнішньої області p-n переходу, називається затвором. Канальний транзистор може мати два затвора, або один загальний для обох p-n переходів. Електричний опір каналу залежить від його товщини , ширини і довжини

.

Товщина каналу , що визначає його електричний опір, залежить від глибини проникнення в канал p-n переходів, так як область p-n переходів практично не має рухомих носіїв заряду і має великий електричний опір. Якщо прикладати до затвору напругу можна змінювати глибину проникнення p-n переходу в канал, таким чином товщину каналу та його електричний опір.

В результаті буде змінюватись величина струму , протікаючого в колі під дією прикладеної до стоку напруги . На цьому і базується принцип дії транзистора.

Додатковий затвор, як правило,використовується для встановлення початкової товщини каналу, або включається паралельно керуючому затвору.

Канальний транзистор називається польовим, зміна товщини каналу в ньому зумовлюється електричним полем p-n переходу.

Вихідні характеристики транзистора, визначають залежність струму від напруги , при заданій напрузі (рис. 3.13).

Рисунок 3.13 - Вихідні характеристики польового транзистора

При при додатних напругах в каналі виникає струм , а p-n переходи одержують зворотні зміщення і розширяються. Чим ближче до стоку, тим більше зміщення p-n переходів і тим вужчий в цьому місці канал. При збільшенні додаткової напруги стоку вихідний струм зростає, але при цьому одночасно зменшується товщина каналу, тому залежність струму від напруги не підвласна закону Ома. Коли напруга стоку досягає деякої величини, яка називається напругою насичення , канал повністю перекривається, вихідний струм досягає максимального значення і його подальший ріст при збільшенні вихідної напруги практично завершується. Лише при значній величині наступає пробій p-n переходу і струм в колі “стік-затвор” лавинноподібно зростає.

Вихідна характеристика польового транзистора нагадує по зовнішньому вигляду характеристику пентоду. Круто зростаюча ділянка цієї характеристики називається областю провідності каналу, полога -- областю насичення. Якщо на затвор подана зворотна напруга то перекриття каналу наступає при меншій величині напруги стоку

.

Величина максимального струму у вихідному колі при цьому також стає меншою. При зворотній напрузі затвору , рівному по абсолютній величині напруги насичення , канал відсікається вже при . Ця напруга затвору називається напругою відсічки.

Рисунок 3.14 - Прохідна характеристика польового транзистора

Стік-затворна характеристика польового транзистора приведена на рис. 3.13. Важливими перевагами польових транзисторів в порівнянні з біполярними є виключно мала величина керуючого струму, оскільки в колі затвору протікає лише зворотний струм переходу. Ефективність керуючої дії затвору в канальному транзисторі, як в електронних ламп оцінюється крутизною

,

як правило .

Температурні коефіцієнти параметрів канальних транзисторів значно кращі, ніж в біполярних і, як правило, не перевищують 0,019 на . Залежність параметрів польового транзистора від температури зумовлена впливом останньої на рухомість носіїв в каналі і контактну різницю потенціалів.

Вплив цих факторів протилежний, з ростом Т контактна різниця і товщина переходу зменшується, що призводить до розширення канальна і збільшення вихідного струму. З другої сторони з ростом температури рухливість носіїв заряду, падає, що визиває зменшення струму. В залежності від умов результуючий температурний коефіцієнт може бути додатнім, від'ємним або навіть нульовим

Перевагою польових транзисторів є також виключно малий рівень шумів. Він визначається тепловими флуктаціями в каналі незначними дробовими шумами закритого p-n переходу .

3.11 МДН-транзистори

Будова МДН-транзисторів подана на рис. 3.15.

Вони розподіляються на дві групи: з вбудованим і з індуктивним каналами.

Рисунок 3.15 - Будова транзисторів з ізольованим затвором з вбудованим (а) і з індукованим (б) каналами

Ізоляція між затвором, виконаному у вигляді металевого шару, і напівпровідником здійснюється за допомогою тонкої діелектричної плівки. В зв'язку з цим їх називають МДН або МОН транзисторами.

Для транзисторів з вбудованим каналом характерні два режими: збагачення і збіднення. Для транзисторів з каналом p-типу в режимі збагачення на затвор подається від'ємний потенціал, який допомагає збільшенню концентрації дірок в каналі, а саме зменшенню опору каналу. Струм стоку з ростом при цьому зростає

,

.

Режим збіднення наступає при додатному .

При цьому здійснюється витіснення дірок із каналу, його опір зростає і стум стоку зменшується з ростом .

Стік-затворна характеристика для транзистора з вбудованим каналом p-типу, має вигляд поданий на рис. 3.16.

Рисунок 3.16 - Вихідні вольт-амперні характеристики транзисторів з ізольованим затвором

Рисунок 3.17 - Прохідна характеристика транзистора з вбудованим каналом p-типу

Для транзисторів з індукованим каналом p-типу при додатному чи рівному нулю струм стоку дорівнює нулю, оскільки обидва переходи ввімкненні назустріч.

При від'ємному поверхневий шар збагачується дірками, а саме утворюється індуктивний канал, що має підвищену провідність, через який починає проходити струм стоку. Збільшення від'ємне визиває збільшення струму стоку.

а) б)

Рисунок 3.18 - Вихідні (а) та прохідна (б) характеристики транзистора з індукованим каналом p-типу

3.12 Параметри уніполярних транзисторів

Основним параметром уніполярних транзисторів є крутизна прохідної ВАХ, яка визначається рівнянням

, .

На величину крутизни значний вплив має об'ємний опір частини приладу, прилеглого до витоку і значення зменшується

,

а диференціальний опір

,

в області насичення великий, декілька МОм.

Гранична частота

визначається в основному постійною часу заряду ємності затвору

,

де - ємність затвору;

- середній опір каналу.

- початковий струм стоку, при і при рівному або більшій напрузі насичення.

Еквівалентна схема уніполярного транзистора подана на рис. 3.19.



Рисунок 3.19 - Малосигнальна еквівалентна схема уніполярного транзистора

3.13 Частотні властивості уніполярних транзисторів

Принцип дії польових транзисторів не зв'язаний з інжекцією неосновних носіїв заряду в базі та їх відносно повільним рухом до КП. Це прилад без інжекції, тому інерційність та частотні властивості польових транзисторів з р-n переходом зумовлена інерційністю процесу заряду і розряду бар'єрної ємності р-n переходу затвору. Напруга на затворі змінитися миттєво не може, оскільки бар'єрна ємність р-n переходу перезаряджається струмами, які проходять через розподілений опір каналу та через об'ємний опір кристалу напівпровідника біля стоку і витоку. Тому не може миттєво змінитися і переріз каналу.

На низьких частотах повний вхідний опір польового транзистора з р-n переходом визначається великим значенням . З ростом частоти вхідний опір зменшується за рахунок наявності ємності . Таким чином, дя керування польовим транзистором на високих частотах необхідна велика потужність вхідного сигналу.

Крім того, наявність прохідної ємності , призводить до виникнення в польових транзисторах частотно-залежного зворотного зв'язку. З ростом частоти він збільшується через коло , що еквівалентно зменшенню повного вхідного опору і зменшенню його посилення.

При аналізі частотних властивостей польових транзисторів з ізольованим затвором необхідно враховувати, що активний опір між затвором і витоком, між затвором і стоком виявляється дуже великим. Тому ними можна знехтувати навіть на відносно малих частотах в порівнянні з паралельно ввімкненими ємнісними опорами, можна знехтувати також дуже малими опорами і , які являють собою опори сильно легованих областей напівпровідника під витоком і стоком.

Швидкодія польових транзисторів з ізольованим затвором визначається часом перезаряду розподіленої ємності між затвором та каналом. Постійні часу перезарядки цієї ємності при малому зовнішньому опору в колі затвору обмежують робочий діапазон частот польових транзисторів з ізольованим затвором частотами близько 10 ГГц, оскільки принципово такі транзистори можуть працювати приблизно до тих частот, що і біполярні.

Еквівалентна схема має вигляд, поданий на рис. 3.20.

Рисунок 3.20 - Еквівалентна схема польового транзистора

3.14 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Як можна збільшити швидкодію транзистора, що працює в режимі ключа?

2. Чи залежать параметри транзистора в діапазоні частот до 800-1000 Гц від частоти?

3. Що є основою транзистора?

4. Назвіть основні параметри польових транзисторів.

5. Чим визначається швидкодія польових транзисторів з ізольованим затвором?

6. Що являє собою канальний транзистор?

7. У чому полягає перевага польових транзисторів над біполярними?

8. Для чого застосовуться додатовихй затвор?

9. Охарактеризуйте режим збіднення.

4. ПОКАЗНИКИ ТА ХАРАКТЕРИСТИКИ АНАЛОГОВИХ ЕЛЕКТРОННИХ ПРИСТРОЇВ

4.1 Коефіцієнти підсилення

Коефіцієнт підсилення - один з найважливіших показників аналогових електронних пристроїв, який показує у скільки разів корисний ефект, при заданому навантаженні на виході пристрою, більше ефекту, зумовленого джерелом сигналу на його вході.

Корисний ефект на виході може визначатися напругою, струмом та потужністю. На підставі цього пристрій підсилювач характеризують коефіцієнтами підсилення напруги , струму та потужності

; (4.1)

; (4.2)

, (4.3)

де ; ; ; ;; .

Коефіцієнти підсилення напруги та струму становлять величини комплекснозначні, а потужності - дійсну.

Наявність у схемі підсилювача та його навантаженні реактивних елементів спричиняє додатковий фазовий зсув сигналів та , та - кути фазового зсуву відповідних векторів.

У багатокаскадних підсилювачах ці коефіцієнти визначаються з виразів

, (4.4)

, (4.5)

де , , …, - коефіцієнти підсилення кожного окремого каскаду.

Для оцінки співвідношення двох величин однакової розмірності використовується логарифмічна одиниця децибел (дБ)

, (4.6)

, (4.7)

. (4.8)

Вирази, що використовуються для зворотного перетворення, мають вигляд

, (4.9)

. (4.10)

У деяких випадках використовується також непер (Нп)

, . (4.11)

Якщо використовуємо логарифмічні одиниці, бувають випадки, коли необхідно визначати коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача

, (4.12)

де - коефіцієнт підсилення окремого каскаду;

- кількість каскадів.

4.2 Амплітудно-частотна характеристика. Коефіцієнти частотних спотворень

Сигнал, проходячи крізь пристрій аналогової обробки, перетворюється. Форма складного сигналу на виході лінійного перетворювача може відрізнятися від форми, сигналу на його вході у двох випадках: по-перше, якщо гармонічні складові вхідного сигналу підсилюються з різними коефіцієнтами, та, по-друге, якщо часові зсуви окремих гармонічних складових при цьому змінюються непропорційно їх частоті незалежно один від другого. Такі спотворення звуться лінійними.

Більш чітке уявлення про характер та значення лінійних спотворень дає роздільний аналіз амплітудно-частотної та фазочастотної характеристик (відповідно АЧХ та ФЧХ).

Амплітудно-частотна характеристика - це залежність модуля коефіцієнта підсилення від частоти (рис. 4.1).

Граничними частотами та звуться такі, на яких підсилення зменшується до допустимого (чи заданого) значення величини (наприклад, у рази). Область частот від до є смугою пропускання. Звичайно, , тому практично смуга пропускання визначається граничною частотою , у межах смуги пропускання підсилення відхиляється від на значення, що не перевищує допуск (наприклад, 3 дБ). Значення у смузі середніх частот визначає номінальний коефіцієнт підсилення.



Рисунок 4.1 - Амплітудно-частотна характеристика підсилювача

Зміна коефіцієнта підсилення в смузі верхніх та нижніх частот спричиняє частотні спотворення сигналу, які визначаються коефіцієнтом частотних спотворень

; (4.13)

, (4.14)

або в логарифмічних одиницях

. (4.15)

Для випадку багатокаскадного пристрою

, (4.16)

, (4.17)

де - добуток;

- спотворення в окремому каскаді пристрою.

Смуга пропускання для одного підсилювача буде різною залежно від того, який рівень відліку, тобто частотних спотворень, передбачається забезпечити в межах цієї смуги. Досить поширений метод визначення смуги є вибір однакових спотворень: 3 дБ (або ) на нижній та верхній межах смуги.

4.3 Фазочастотна характеристика

Фазочастотна характеристика підсилювача показує залежність від частоти фазового зсуву вихідного гармонічного коливання відповідно до вхідного. Ця залежність визначається аргументом комплексного коефіцієнта підсилення . Типова фазочастотна характеристика підсилювача зображена на рис. 4.2.

Рисунок 4.2 - Фазочастотна характеристика підсилювача

Фазові спотворення, що вносяться підсилювачем, оцінюються не абсолютним значенням кута зсуву фаз коливань, а різницею ординат фазочастотної характеристики та дотичної до неї.

Якщо вхідний сигнал має вигляд

,

(тут - номер гармоніки), то вихідний сигнал після його проходження через коло з фіксованим та постійним часом затримки для всіх гармонік появ бути подано як

.

У такому разі вихідний сигнал повторює форму вхідного і відрізняється від нього амплітудою та запізнюванням у часі на інтервал .

Форма сигналу зміниться, якщо час запізнювання його окремих компонентів буде різним. Їх сума на виході підсилювача дає сигнал , який відрізняється за формою від сигналу , тобто з'являються фазові спотворення, які за своєю природою є лінійними.

Мірою фазових спотворень може бути як значення , так і відхилення від постійного значення . Для відліку та використовується ідеальна фазочастотна характеристика, що будується від початку координат як дотична до реальної характеристики. На практиці використанням часу запізнювання звичайно зручніше оцінювати миттєві запізнення кожної компоненти спектра

. (4.18)

Фазовий зсув, який здобував сигнал, проходячи крізь кілька каскадів підсилювача, визначається сумою фазових зсувів, спричинених кожним каскадом

, (4.19)

де - фазовий зсув у одному каскаді.

У широкому діапазоні інтенсивності звуків вухо людини не реагує на зміну фазових співвідношень між окремими компонентами. Через це у підсилювачах звукових сигналів фазові спотворення не нормуються і вигляд їх фазочастотної характеристики не становить інтересу.

4.4 Перехідні характеристики. Спотворення імпульсних сигналів

Перехідною характеристикою (ПХ) підсилювача називається залежність миттєвого значення вихідної напруги (або струму) від часу при стрибкоподібній зміні вхідної напруги (струму) (рис. 4.3, а).

Перехідна характеристика визначає процес переходу пристрою в одного стаціонарного стану в другий, коли вхідна дія стрибком змінюється на деяке значення, яке умовно приймається за одиницю. Така зміна на вході є одиничною функцією

.

На практиці зручніше використовувати нормовані перехідні характеристики , у яких на осі ординат відкладається відношення до коефіцієнта підсилення (рис. 4.3, б)

. (4.20)

Цим прийомом вихідна напруга зводиться до рівня вхідного сигналу, що дозволяє легко порівняти дію з ефектом, який вона створює на виході пристрою.

Рисунок 4.3 - Спотворення імпульсних сигналів

Спотворення, що виникли під час перехідного процесу, звуться перехідними. ПХ широко використовуються для оцінки спотворень імпульсних сигналів. Для цього досліджується реакція пристрою на як різниця двох перехідних процесів, зсунутих у часі на , тобто тривалість імпульсу, що дозволяє здобути форму спотвореного імпульсу на виході чотириполюсника (рис. 4.4).



Рисунок 4.4 - Спотворення перехідної характеристики підсилювача

Спотворення імпульсу поділяються на два види: спотворення, зв'язані зі зростанням сигналу, а також спотворення його вершини. Перші оцінюються тривалістю фронту та викидом , другі - зниженням вершини .

Викид перехідної характеристики оцінюється виразом

, (4.21)

де - екстремальне значення нормованої перехідної характеристики.

Зниження вершини перехідної характеристики

. (4.22)

Для зручності дослідження цих спотворень ПХ розглядають в області великих та малих часів.

Для підсилювачів якісного відтворення імпульсів викид та зниження звичайно не повинні перевищувати 10%, а у деяких випадках і зовсім недопустимі. Тривалість фронту імпульсу або час усталення не повинен перевищувати 0,1-0,3 тривалості імпульсу.

4.5 Нелінійні спотворення. Коефіцієнт нелінійних спотворень

Нелінійні спотворення - це спотворення форми вихідного сигналу, спричинені наявністю в схемі підсилювача нелінійних елементів. Активні елементи підсилювальних схем в процесі роботи з сигналами великої амплітуди мають значну нелінійність і звичайно є причиною появи у підсилювачах нелінійних спотворень (рис. 4.5, а). У каскадах, що вміщують трансформатори або інші типи нелінійних перетворювачів, нелінійність характеристики намагнічування осердя також може призвести до виникнення нелінійних спотворень (рис. 4.5, б). Отже, якщо на вході підсилювача діє синусоїдальній сигнал, то вихідний струм (або напруга) буде значно відрізнятися від синусоїдального, тобто вміщати вищі гармоніки. Поява на виході додаткових компонентів, яких немає у спектрі вхідного сигналу, - характерна особливість нелінійних систем.



Рисунок 4.5 - Графік прохідної ВАХ польового транзистора (а) і кривої намагнічування осердя котушки індуктивності (б)

Нелінійні спотворення оцінюються коефіцієнтом нелінійних спотворень /гармонік/, який, у свою чергу, може бути визначений з виразів

, (4.23)

, (4.24)

, (4.25)

де у чисельнику - сума гармонійних складових вище першої.

Допустимі нелінійні спотворення визначаються призначенням пристрою. Для апаратури з високою якістю відтворення мови або музики цей коефіцієнт може дорівнювати 0,4...2%, для пристроїв середньої якості відповідно 2...5% і більше.

4.6 Амплітудна характеристика. Динамічний діапазон

Амплітудною характеристикою (АХ) підсилювального пристрою зветься залежність сталого значення вихідної напруги бід вхідної , (рис. 4.6), де , .

АХ характеризує динамічний діапазон сигналів, тобто інтервал значень вхідної (вихідної) напруги від мінімально розрізнюваних до максимальні допустимих, у межах якого всі параметри підсилювача відповідають вимогам.

Рисунок 4.6 - Графіки ідеальної та реальної амплітудних характеристик

Динамічний діапазон сигналів, дБ

. (4.26)

Динамічний діапазон підсилювача, дБ

. (4.27)

Динамічний діапазон сигналів може змінюватись у дуже великих межах, наприклад для симфонічного оркестру дорівнює 70...80 дБ, для художнього декламування - 30...40 дБ. Очевидно, що значення лімітоване власними шумами підсилювача .

4.7 Коефіцієнт корисної дії. Номінальна вихідна потужність

Коефіцієнт корисної дії (ККД) підсилювача або його окремого каскаду визначається відношенням

, (4.28)

де - номінальна вихідна потужність, при якій усі його показники (наприклад, ) не перевищують допустимих значень;

- потужність, споживана підсилювачем від джерела живлення.

Показник обумовлений цільовим призначенням підсилювача. Якщо навантаження активне, тоді

. (4.29)

Вхідний та вихідний опір (провідність), підсилювача мають як активні, так і реактивні складові

, (4.30)

. (4.31)

4.8 Внутрішні завади аналогових пристроїв

Для оцінки якості та умов роботи пристроїв необхідно використовувати такі допоміжні поняття: наводка, фон, мікрофонний ефект, тепловий шум.

Наводкою зветься напруга, утворена від сторонніх джерел. Це можуть бути сусідні генератори, електромотори тощо. Напруга наводки може з'являтися як наслідок утворення паразитних кіл зв'язку гальванічного та магнітного видів між джерелом завад і підсилювачем (рис. 4.7).

Наводки можуть бути усунуті використанням розв'язуючих фільтрів у джерелах завад та екрануванням підсилювача або його окремих частин (рис. 4.7).

Рисунок 4.7 - Усунення наводок використанням розв'язуючих фільтрів

Фоном зветься напруга, яка має частоту мережі живлення змінного струму або кратних їй частот.

Виникнення фону на вході є результат наводок, недостатньої фільтрації випрямленої напруги джерел живлення. Методи усунення фону аналогічні методам усунення наводок.

Мікрофонним ефектом називається перетворення підсилювачем механічних дій у електричні коливання.

Тепловий шум підсилювача визначається тепловим шумом його елементів. Тепловий шум опору викликається флюктуаційним рухом електронів у об'ємі провідника, який викликає на зовнішніх затискачах опору деяку ЕРС, яка зветься шумовою. Для нормальної температури 20 °С у смузі частот напруга теплового шуму, мкВ

транзистор струм резисторний

, (4.31)

(тут опір має розмірність кОм; ширина смуги має розмірність кГц).

На практиці враховується тільки шум вхідного опору підсилювача, тому що тільки він підсилюється усіма каскадами, тому .

Розглянуті показники дозволяють якісно проаналізувати різні схеми, аналогові пристрої, а також широко використовувати в їх проектуванні та випробовуваннях.

4.9 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Сформулюйте означення АЧХ каскаду. По якому рівню визначають ширину смуги пропускання при підсиленні а) напруги; б) потужності.

2. Нарисуйте ідеальну і реальну ФЧХ каскаду. Як визначити фазові спотворення сигналу на робочій частоті?

3. Чим викликаються лінійні спотворення сигналу?

4. Чим викликаються нелінійні спотворення сигналу?

5. Як оцінюються нелінійні та лінійні спотворення?

6. Визначити коефіцієнт підсилання за струмом, якщо відомо, що ; ; ; .

7. Що являє собою амплітудна характеристика каскаду та як по ній визанчити динамічний діапазон вхідних або вихідних сигналів?

8. Скільки однакових каскадів необхідно застосувати, щоб отримати загальний коефіцієнт підсилення 12000, якщо коефіцієнт підсилення окремого каскаду становить 12 дБ?

9. Які спотворення можливо визначити, досліджуючи перехідну характеристику?

5. ЗВОРОТНИЙ ЗВ'ЯЗОК І ЙОГО ВПЛИВ НА ПОКАЗНИКИ ТА ХАРАКТЕРИСТИКИ АНАЛОГОВИХ ПРИСТРОЇВ

5.1 Основні засоби забезпечення зворотного зв'язку

Зворотний зв'язок це передача сигналу з виходу підсилювача чи окремого його каскаду на вхід (рис. 5.1).

Рисунок 5.1 - Загальна структура підсилювача зі зворотним зв'язком

Така передача може бути здійснена:

– фізичними властивостями та конструктивними особливостями активних елементів - внутрішній зворотний зв'язок;

– невдалим розміщенням та монтажем підсилювальних каскадів, коли паразитні ємності та індуктивні зв'язки створюють шляхи для передачі коливання з виходу на вхід - паразитні зворотні зв'язки, сюди треба віднести зв'язки через джерело живлення;

– спеціальними колами, коли шлях для передачі коливання з виходу підсилювача на його вхід створюється спеціально - зовнішній зворотний зв'язок.

Під час складання сигналів - вхідного та з виходу через коло зворотного зв'язку - утворюється сумарне коливання на вході підсилювача. Воно зростає, якщо обидва коливання знаходяться в однаковій фазі і зменшується, якщо вони протифазні. У першому випадку присутній додатний зворотний зв'язок, у другому - від'ємний.

У підсилювальних пристроях широке застосування знаходить від'ємний зворотний зв'язок для поліпшення їх показників.

Чотири способи з'єднання вхідних та вихідних кіл (затискачів) чотириполюсників зумовлюють чотири види зовнішніх зворотних зв'язків: послідовний за струмом (напругою), паралельний за струмом (напругою), ці зв'язки для спрощення також звуться зв'язками , , та типу.

Для послідовного з'єднання чотириполюсників підсилюваний сигнал та напруга зворотного зв'язку увімкнені послідовно і складаються або віднімаються залежно від знака . За паралельного зв'язку здійснюється складання струмів та (рис. 5.2, а, б). Для зв'язку за напругою, тобто напруга зворотного зв'язку є функцією вихідної напруги - випадок паралельного вихідного кола, для зв'язку за струмом - випадок послідовного включення.

Для визначення способу знімання сигналу зворотного зв'язку необхідно умовно розірвати коло навантаження, а потім закоротити його. Якщо зворотний зв'язок зникне під час обриву навантаження, у схемі має місце зворотний зв'язок за струмом, якщо зворотній зв'язок зникне під час замикання навантаження, у схемі зворотний зв'язок за напругою.



Рисунок 5.2 - Структурна схема підсилювача, охопленого зворотним зв'язком: а) послідовним за струмом і б) паралельним за напругою

Для визначення способу введення сигналу зворотного зв'язку необхідно умовно закоротити чи розімкнути джерело сигналу, якщо при короткому замиканні джерела сигналу зворотний зв'язок зникне у схемі має місце паралельний зворотний зв'язок, якщо зворотний зв'язок зникне при обриві джерела сигналу, - у схемі послідовний зворотний зв'язок.

5.2 Вплив зворотних зв'язків на коефіцієнти підсилення струму та напруги

Якщо коефіцієнт підсилення підсилювача без зворотного зв'язку позначити , коефіцієнт передачі напруги колом зворотного зв'язку та вхідний струм схеми , тобто

,

,

,

тоді для вхідного кола підсилювача з послідовним від'ємним зворотним зв'язком (рис. 5.2, а) можна записати

.

Враховуючи введені позначення, маємо

.

Прохідний коефіцієнт підсилення напруги підсилювача зі зворотним зв'язком

, (5.1)

де -- коефіцієнт передачі вхідного кола; -- прохідний коефіцієнт підсилення; -- петлевий коефіцієнт підсилення.

У випадку додатного зворотного зв'язку можна показати, що

і відповідно

. (5.2)

Очевидно, що у випадку , стає нескінченним, що фізично відповідає самозбудженню пристрою.

З рівняння (5.2) видно, що ВЗЗ зменшує підсилення пристрою в разів.

Суму у підсилювачах зі зворотним зв'язком називають глибиною зворотного зв'язку.

Такий вид ВЗЗ сильніше впливав на підсилення, якщо , тобто коли і, навпаки, зникає, коли прямує у нескінченність (), тобто, коли прямує до нуля (). Додаємо, що цей вид ВЗЗ не змінює , тому що

, (5.3)

для цієї схеми .

. (5.4)

Для паралельного ВЗЗ (рис. 5.2, б) аналогічно можна показати, що

.

У даному разі еквівалентний вхідний опір підсилювача зменшується, що одночасно зменшує напругу сигналу на вході ПП. Такий вид ВЗЗ зменшує коефіцієнт підсилення струму. Його ефективність найбільша, коли і, навпаки, його дія зникає, коли .

Цей вид ВЗЗ не змінює коефіцієнт підсилення напруги, отже, відношення лишається без зміни

, (5.5)

тому що .

5.3 Вплив зворотних зв'язків на вхідний та вихідний опір

Характер зміни вхідного опору визначається способом введення зворотного зв'язку у вхідне коло, а вихідного опору -- у вихідне коло.

Для визначення зміни вхідного опору у випадку послідовного зв'язку проаналізуємо

, (5.6)

тобто з (5.6) випливає, що послідовний зв'язок підвищує вхідний опір тієї частини пристрою, яку він охоплює.

Тоді, коли має активну та ємнісну складові (що відповідає більшості практичних випадків)

, (5.7)

, (5.8)

зростає активна складова і зменшується вхідна ємність.

При дії паралельного ВЗЗ визначимо вхідну провідність

. (5.9)

Після проведення аналогічних досліджень для вихідного опору пристрою

, (5.10)

де -- прохідний коефіцієнт підсилення напруги в режимі холостого ходу (х.х.).

А у випадку ВЗЗ за струмом

, (5.11)

тобто спостерігаємо зростання вихідного опору.

Виявлений таким чином вплив ВЗЗ широко використовується для підвищення (чи зменшення) вхідного (чи вихідного) опору підсилювача, а також для зменшення його вхідної ємності.

5.4 Вплив зворотного зв'язку на інші показники пристрою

Якщо позначити напругу гармонік, фону чи завади на вході пристрою з ВЗЗ як , тоді вважаючи пристрій лінійним та нехтуючи складовими вищих ступенів, дістанемо, що дорівнює різниці напруг, утворюваних підсилювачем і напругою , яка проходить через кола: зворотного зв'язку - , вхідне - та підсилювач (рис. 5.3)

.

Рисунок 5.3 - Структурна схема підсилювача охопленого ВЗЗ послідовним за напругою

Розв'язуючи рівняння відносно , дістанемо

, (5.12)

тобто ВЗЗ зменшує рівень гармонічних складових, фону та завади, котрі виникають у пристрої, пропорційно глибині зворотного зв'язку.

Це правило виконується для всіх видів ВЗЗ.

На цій підставі можемо записати вираз для коефіцієнта нелінійних спотворень пристрою з ВЗЗ

, (5.13)

тобто охоплення пристрою ВЗЗ дозволяє здобути високу лінійність підсилення та малий рівень фону і перешкод.

Коефіцієнт підсилення змінюється під впливом факторів, які звуться дестабілізуючими. До них відносяться зміна напруги джерела живлення, температури навколишнього середовища, старіння компонентів та заміна їх іншими тощо.

Нестабільність коефіцієнта підсилення оцінюється відносним змінюванням підсилення під впливом того чи іншого дестабілізуючого фактора.

Для пристрою, не охопленого ВЗЗ, нестабільність коефіцієнта підсилення

,

де -- диференціал прохідного коефіцієнта підсилення напруги. Для пристрою з ВЗЗ

. (5.14)

Отже, ВЗЗ зменшує нестабільність пропорційно глибині зворотного зв'язку. Ця властивість ВЗЗ дозволяє створити підсилювальні пристрої з високою стабільністю коефіцієнта підсилення. Зворотний зв'язок також дозволяє змінювати частотну, фазову ті перехідну характеристики. Вплив ВЗЗ на частотну характеристику підсилювача можна показати графічно за допомогою способу А. А. Різкина. Досліджуючи частотну характеристику пристрою з ВЗЗ за допомогою зазначеного способу, можна показати, що вона стає більш рівномірною, коефіцієнт частотних спотворень

. (5.15)

Фазовий зсув сигналів у пристрою з ВЗЗ також менший і змінюється в менших межах

.

Вивчаючи частотну характеристику пристрою з ВЗЗ, особливо важливо звернути увагу на те, що на частотах та , де вектор (рис. 5.4), здійснюється перехід від'ємного ЗЗ у додатний, внаслідок чого на АЧХ пристрою виникають пагорби (рис. 5.5).

Якщо використовують частотно-залежний ВЗЗ, форма АЧХ змінюється за законом, протилежним закону зміни , тобто коефіцієнта передачі кола зворотного зв'язку (рис. 5.6).



Рисунок 5.4 - Годограф підсилювача охопленого ВЗЗ

Рисунок 5.5 - АЧХ підсилювача з різною глибиною ВЗЗ

Рисунок 5.6 - АЧХ кола ВЗЗ (а) і підсилювача (б)

Виходячи з того, що частотна, фазова та перехідна характеристики зв'язані і визначають одна одну, треба мати на увазі, що зворотний зв'язок спричиняє одночасні їх зміни.

5.5 Стійкість пристрою зі зворотним зв'язком

Питання стійкості та використання різних критеріїв щодо її оцінки є основним у схемотехнічних дисциплінах при розгляді питань проектування аналогових і цифрових пристроїв. Нагадаємо, що пристрій самозбуджується, якщо для деякої частоти виконується умова балансу фаз та балансу амплітуд .

Стійкість аналогових електронних пристроїв зручно оцінювати, використовуючи критерій Найквіста, згідно з яким пристрій стійкий під час замкнення кола зворотного зв'язку, якщо годограф розімкненого кола зворотного зв'язку при зміні частоти від 0 до не охоплює точки -1; пристрій нестійкий, якщо годограф вищезгаданого кола охоплює точку -1 (рис. 5.7).

Рисунок 5.7 - Годографи підсилювачів з різними глибинами зворотного зв'язку

Годограф 2 відрізняється від годографа 1 тільки більшим добутком , маючи однакову частотну залежність. Отже, глибину зворотного зв'язку неможливо вибирати довільно, намагаючись здобути необхідний ефект дії ВЗЗ. Вибір надто великої глибини може призвести до того, що пристрій буде мати необхідні властивості у робочій ділянці частот, але стане нестійким за її межами. Отже, використання зворотного зв'язку завади, вимагає перевірки стійкості пристрою у межах зміни частоти від нуля до нескінченності.

5.6 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Нарисуйте структурні схеми каскаду охопленого зворотним зв'язком: а) паралельним по напрузі; б) паралельним по струму; в) послідовним по напрузі; г) послідовним по струму. Поясніть фізичний зміст наведених на рисунку позначок.

2. Дайте визначення петлевому підсиленню.

3. Що називається глибиною зворотного зв'язку?

4. Поясніть вплив зворотного зв'язку на коефіцієнт підсилення та частотні характеристики каскадів.

5. Поясніть вплив паралельного від'ємного зворотного зв'язку а) по напрузі та б) по струму на величину вхідного (вихідного) опору.

6. Поясніть вплив послідовного від'ємного зворотного зв'язку а) по напрузі та б) по струму на величину вхідного (вихідного) опору.

7. Як оцінюється нестабільність коефіцієнта підсилення каскаду?

8. Визначте частотні спотворення підсилювача з ВЗЗ, послідовним за струмом, якщо коефіцієнт підсилення підсилювача без ВЗЗ (за напругою), напруга на вході підсилювача дорівнює 0,12 В, напруга на виході кола ВЗЗ - 0,2 В. Коефіцієнт підсилення підсилювача без ВЗЗ (на нижній частоті).

9. Сформулюйте критерій Найквіста оцінки стікості пристрою до самозбудження.

6. ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ ТА СТАБІЛІЗАЦІЯ РЕЖИМУ В КАСКАДАХ АНАЛОГОВИХ ПРИСТРОЇВ

Властивості уніполярних активних елементів, як і біполярних, визначаються їх вхідними та прохідними характеристиками.

6.1 Кола живлення каскадів на уніполярних транзисторах

Кола живлення, що забезпечують функціонування каскадів на польових транзисторах Зазначимо, що уніполярні транзистори бувають трьох типів: польові (ПТ) з керованим p-n-переходом та метал-діелектрик-напівпровідник (МДН) з вбудованим та індукованим каналом. Робочу точку ПТ, як правило, вибирають у центрі лінійної ділянки відповідної характеристики, яка визначається напругою на затворі , струмом стоку та напругою на стоці (рис. 6.1). Такий вибір положення робочої точки дозволяє здобути змінну складову струму стоку найбільшої амплітуди з малими створеннями форми підсилюваного коливання.



Рисунок 6.1 - Прохідна (а) і вихідна (б) польового транзистора та його опзначення на електрична схемах (в)

Найпростіший резистивний підсилювальний каскад становить собою транзистор, у вихідне коло якого ввімкнено резистор навантаження у коло затвора -- необхідну напругу зміщення за допомогою спеціального джерела , а у вихідне коло -- джерело живлення , яке забезпечує необхідну напругу на ділянці стік-витік (рис. 6.2).

.



Рисунок 6.2 - Еквівалентна схема живлення резистивного підсилювача на польовому транзисторі за допомогою двох джерел постійної напруги

Проте така схема живлення на практиці використовується рідко, значно частіше використовується схема автоматичного зміщення (рис. 6.3, б). Для вхідного кола цієї схеми можна записати

,

де та .

Рисунок 6.3 - Схеми живлення з автоматичним зміщенням підсилювачів на польових транзисторів

Тоді, коли , що дійсно має місце для польового транзистора, маємо

, звідки .

Для розрахунків вважаємо . Якщо , слід використовувати схему без (рис. 6.3, в). При цьому резистор забезпечує нульовий потенціал затвора. Конденсатор забезпечує поділ змінних і сталих складових струму. Конденсатор потрібний для виключення впливу послідовного за змінним струмом ВЗЗ через резистор .

Вивчаючи схеми підсилювальних каскадів на МДН-транзисторах з вбудованим каналом, слід пам'ятати, що вони можуть працювати з негативною, позитивного та нульовою напругою на затворі (рис. 6.4). Нагадаємо, що перший режим для транзисторів з n-каналом називається режимом збіднення, а другий - збагачення; для транзисторів з p-каналом, навпаки. У разі забезпечення режиму збіднення, коли характеристики транзисторів збігаються з характеристиками транзисторів з керівним р-n-переходом, може бути застосована схема з автоматичним зміщенням (рис. 6.5, а). Під час забезпечення режиму збагачення потрібно використовувати схему з подільником напруги у затворному колі (рис. 6.5, б), де напруга переходу затвор-витік , у свою чергу , , де -- струм подільника. Для збереження позитивних якостей МДН-транзистора та його великого вхідного опору значення резисторів подільника та мають бути вибрані так, щоб виключити можливість шунтування подільником вхідного коло транзистора, або виходячи з вимог необхідного значення вхідного опору каскаду.



Рисунок 6.4 - Прохідні характеристики МДН-транзисторів з вбудованим та індукованим каналами

Для забезпечення режиму МДН-транзисторів з індукованим каналом повинна використовуватись тільки схема з подільником напруги (рис. 6.5, б). Вимоги до вибору елементів схеми збігаються з вимогами до МДН-транзистора з вбудованим каналом.

Рисунок 6.5 - Схеми живлення МДН-транзисторів у режимах збідення (а) та збагачення (б)

Аналізуючи схеми автоматичного зміщення та з подільником напруги, треба відзначити, що остання є універсальною, бо може забезпечити роботу транзистора при позитивній, негативній на нульовій напрузі на ділянці затвор-витік, для чого необхідно відповідно вибрати потенціал точок та . Але в деяких випадках ця схема не є оптимальною щодо кількості елементів, тобто резисторів.

6.2 Кола живлення каскадів на біполярних транзисторах

Властивості біполярних транзисторів (БТ) як активних елементів визначаються його вхідними, вихідними та прохідними характеристиками. Типовий вигляд деяких характеристик БТ зображено на рис. 6.5.

Постійні складові струмів БТ зв'язані між собою співвідношеннями

; ; ; .

Для германієвих транзисторів (рис. 6.6), для кремнієвих .

Порівняння властивостей ПТ та БТ показує їх суттєву різницю:

- більша провідність характеризує властивий БТ малий вхідний опір, яким він навантажує попередній каскад, впливаючи на його підсилення;

- кінцеве значення вказує на наявність внутрішнього зворотного зв'язку, навіть у області НЧ;

- більша чутливість статичних характеристик БТ до зміни температур.



Рисунок 6.6 - Вхідні (а) та вихідні (б) ВАХ p-n-p біполярного транзистора та його позначення на електричних схемах (в)

Біполярний транзистор не тільки активний елемент, що забезпечує підсилення, але своїм малим вхідним опором він навантажує попередній каскад, впливаючи на його підсилення.

НЧ-параметри більшості сучасних малопотужних БТ знаходяться в межах , , , , тобто крутизна БТ перевищує крутизну ПТ у 10-15 разів, а їх внутрішній опір має однаковий порядок. Суттєва різниця у вхідному опорі для БТ - 1...100 Ом, для ПТ - 10...100 МОм.

Для встановлення необхідного робочого струму БТ досить забезпечити визначену різницю потенціалів між базою та емітером. Відомо декілька схем забезпечення зміщення у базовому колі. Наприклад, для схеми з фіксованим струмом бази (рис. 6.7, а) вибір елементів проводиться з виразу

,

де за умовою, що , .

Фіксована напруга на переході база-емітер (рис. 6.7, б)

; .

Рисунок 6.7 - Еквівалентні схеми підсилювача на біполярному транзисторі з фіксованим струмом бази (а), фіксованою напругою база-емітер (б) і фіксованим струмом емітера (в)

Струм подільника визначається з умови, що забезпечує незалежність положення робочої точки від струму бази.

Якщо в схемі зміщення з фіксованім струмом емітера (рис. 6.7, в) резистор взяти у декілька разів більший, ніж опір ділянки база-емітер транзистора постійного струму, то в цьому разі струм через , що дорівнює струму емітера буде визначений, як

і не буде залежати від температури середовища та транзистора.

У гібридних лінійних інтегральних мікросхемах задання режимів активного елемента та стабілізація його струмів здійснюються відомими з класичної електроніки засобами, тобто за допомогою резистивних кіл зміщення та шляхом застосування місцевих та загальних зворотних зв'язків. Застосування резисторів з великим опором в монолітних (напівпровідникових) інтегральних мікросхемах небажано, бо вони займають велику площину, тому для забезпечення режимів та його стабілізації використовують параметричні методи.

На рис. 6.8, а показана схема генератора стабільного струму (ГСС), що використовується для стабілізації струму емітера. В основі роботи цієї схеми лежить принцип подібної до транзисторної структури та , тому інколи такі схеми називаються струмовим дзеркалом. Стабілізація режиму забезпечується стабілізацією струму транзистора . При рівності напруг та емітерних переходах відносна нестабільність струмів колекторів та однакова