.



Рисунок 6.8 - Електричні схеми генератора стабільного струму для стабілізації струму емітера V2

Коли використовується у діодному включенні, його колекторний струм можна стабілізувати заданням його зовнішніх елементів, тобто джерелом та резистором .

Вирази для визначення напруги та резистору мають вигляд

,

,

де -- нестабільність джерела;

-- ширина забороненої зони (для Si);

-- напруга на емітерному переході;

; ; .

Схема ГСС звичайно використовується для задання струмів емітеру транзисторів, підсилювальних каскадів. При цьому включається у емітери підсилювального каскаду і працює як джерело стабілізованого струму, забезпечуючи . Виконання цієї умови дозволяє стабілізувати роботу підсилювального каскаду за нормальною роботою струму , тобто можна розглядати ГСС як резистор у колі емітеру транзистора з різним опором постійному і змінному струмам.

Треба пам'ятати, що чим більше нестабільність, тим менше і відповідно робочий струм та підсилення.

Якщо передбачається використовувати транзистор як підсилювальний елемент, то використовується схема, зображена на рис. 6.8, б; схема, що показана на рис. 6.8, а неприйнятна, оскільки у ній вхід зашунтовано транзистором , який включено як діод. Якщо та мають близькі характеристики, а опір вибрано так, що то ця схема буде аналогічна схемі, яка показана на рис. 6.8, а, під час цього режиму схеми задаються елементами та .

Відомо, що ефективним засобом стабілізації режиму є його задання за допомогою джерела постійного струму з великім внутрішнім опором. Завдяки введенню глибокого ВЗЗ за струмом через резистор (рис. 6.9, а), така схема малочутлива до зміни напруги живлення . На відміну від попередньої схеми, у якої струм змінювався пропорційно за , у цій схемі струм змінюється менш інтенсивно. Ще одна схема (рис. 6.9, б) -- це струмова двійка на транзисторах та (струмове дзеркало). У діодному включенні використовується для задання режиму і одночасно служить за опір у емітері для передачі сигналу ВЗЗ на базу .

Під час зростання навантаження напруга зменшується, внаслідок чого збільшується і струм (тобто навантаження зростає). Отже, забезпечується незалежність струму навантаження від опору навантаження.



Рисунок 6.9 - Електричні схеми струмових дзеркал

Завдяки використанню ВЗЗ за струмом це джерело має великий вихідний опір та високу стабільність . Значення цього струму задається шляхом добору та .

Розглянуті схеми, за виключенням схем з ГСС, не забезпечують достатньої стабільності положення робочої точки при зміні температури та розкиді параметрів. Це можливо забезпечити тільки тоді, коли використовуються схеми стабілізації струму вихідного кола. Робочий струм вихідного кола у робочих умовах (при зміні температури, старінні елементів, їх зміні тощо) не повинен дуже відхилятися від значення, яке забезпечує нормальне функціонування підсилювального каскаду. Надмірне зменшення робочого струму веде до зростання нелінійних спотворень, зменшення змінних складових вихідного струму та напруги, і як наслідок, до зменшення потужності вихідного сигналу.

Найпростішою та економічнішою схемою стабілізації є схема колекторної стабілізації (рис. 6.10, а), де стабілізація положення робочої точки здійснюється паралельним від'ємним зворотним зв'язком за напругою (рис. 6.10, б). До резистору прикладена різниця потенціалів

,

звідки робочий струм бази

.

Напруга змінюється залежно від зміни струму і зміна струму компенсує можливі зміни струму .

Рисунок 6.10 - Електрична (а) і еквівалентна (б) схеми підсилювача з колекторною стабілізацією

Цей тип стабілізації задовільно діє тільки під час великих падінь напруги на резисторі навантаження (приблизно 0,5·Е або більше), недуже великих змінах параметру (не більше як 1,5-2 рази) та зміні температури (не більше як на 20-30 °С).

Більшу стабільність робочої точки забезпечує схема емітерної стабілізації (рис. 6.11, а), що може забезпечити функціонування каскаду за зміною параметру у 5-10 разів та температури 78°-100 °С. У цій схемі стабілізація здійснюється від'ємним зворотнім зв'язком за струмом за рахунок резистору (рис. 6.11, б). Для усунення ВЗЗ у робочій смузі частот резистор шунтується , отже має виконуватися вимога

.

Рисунок 6.11 - Електрична (а) і еквівалентна (б) схеми підсилювача з емітерною стабілізацією

Стабілізуюча дія цього виду стабілізації зростає із збільшенням опору і зменшенням опорів та .

Схема колекторно-емітерної або комбінованої стабілізації -- це комбінація розглянутих засобів стабілізації, що присутня за включення у каскад з емітерною стабілізацією додаткового резистора фільтра , який у цьому разі виконує функції колекторної стабілізації. Ця схема забезпечує більшу стабільність, ніж схема емітерної стабілізації.

У багатокаскадних підсилювачах за безпосередньої передачі сигналу від попереднього каскаду до наступного схема спрощується за рахунок виключення розділових конденсаторів (рис. 6.12, а, б). Для температурної компенсації у колі подільника напруги використовують опори з відповідно різними значеннями ТКО, термістори, напівпровідникові діоди (рис. 6.13, а, б).



Рисунок 6.12 - Електричні схеми багатокаскадних підсилювачів з безпосередньою передачею сигналу

Рисунок 6.13 - Електричні схеми підсилювачів з температурною компенсацією у колі подільника напруги

Рисунок 6.14 - Електричні схеми паралельного (а) і послідовного (б) живлення базового кола підсилювача на біполярному транзисторі

Зміщення у вхідне коло транзистора може подаватися як паралельно до джерела сигналу, так і послідовно з ним (рис. 6.14, а, б). Якщо схема паралельна, -- вхідне коло транзистора шунтується колом зміщення, що трохи зменшує вхідний опір каскаду та його підсилення, якщо схема послідовна, то внутрішній опір джерела сигналу сумують з опором подільника.

6.3 Динамічні характеристики каскадів

У розрахунках електричних характеристик підсилювальних каскадів використовуються такі динамічні характеристики:

- вихідна -- залежність вихідного струму бід вихідної напруги, для БТ , для ПТ ;

- вхідна -- залежність вхідного струму від вхідної напруги, для БТ . Для ПТ ця характеристика не використовується, оскільки вхідні струми цих підсилювальних елементів дуже малі;

- прохідна -- залежність вихідного струму від вхідної напруги, для БТ - це , для ПТ , для розрахунків каскадів на БТ ця залежність звичайно не використовується;

- наскрізна (крізна) -- залежність змінної складової вихідного струму від напруги джерела сигналу.

Одночасно розрзняють динамічні характеристики постійного та змінного струмів.

Динамічна вхідна характеристика постійного струму відповідає випадку відсутності сигналу на вході підсилювального каскаду:

, звідки ,

де -- напруга живлення;

-- опір навантаження постійному струму.

Графічно-динамічна характеристика становить собою пряму на вихідних статичних характеристиках підсилювального елемента, що проходить через точку по осі напруги під кутом (рис. 6.15), тангенс якого обернено пропорційний опору .

Під час побудови цієї характеристики за тангенсом кута її нахилу необхідно враховувати масштабні коефіцієнти за осями струмів та напруг

де m₁, m₂ -- масштабні коефіцієнти вісів відповідно напруги і струму.

Рисунок 6.15 - Вхідні (а) та вихідні (б) ВАХ біполярного транзистора з побудованою графічно-динамічною характеристикою

Наприклад, якщо , , , тоді

; .

Положення робочої точки (точки спокою) визначається перехрещенням статичної характеристики підсилювального елемента для заданого значення струму бази та динамічною характеристикою. Вхідна динамічна характеристика практично збігається зі статичною, якщо .

Побудова вихідної динамічної характеристики ПТ не відрізняється від відповідної побудови для БТ.

Необхідно зазначити, що така побудова не враховує спаду напруги на резисторі у колі емітера (витоку). Спад напруги на цьому резисторі вибирають приблизно , тоді побудова починається від точки .

Динамічна характеристика за постійним струмом використовується дня визначення положення робочої точки відповідно до потрібного режиму підсилювального елемента.

Вибір положення робочої точки істотно відрізняється для підсилювачів, які працюють з великими та малими сигналами. Для вихідних каскадів підсилювачів, які працюють з великими сигналами, основною вимогою є досягнення максимальної потужності, що відповідає повному використанню транзистора. У такому разі робочу точку вибирають приблизно на середині робочої ділянки динамічної характеристики і якомога ближче до початку координат площини вихідних характеристик; останнє забезпечує максимальний ККД. Якщо підсилювач працює в режимі малих сигналів, доцільно вибирати положення робочої точки в області малих струмів та напруг, що збігається з вимогами мінімального рівня власних шумів транзистора. Після того, як положення робочої точки зафіксовано, визначаються параметри підсилювального елемента в робочій точці.

Динамічна характеристика за змінним струмом відповідає дії на вході підсилювального каскаду напруги сигналу і використовується для визначення вихідного струму підсилювального елемента, який у цьому разі, крім постійної складової , містить також і змінну , тобто

.

Вираз для приймає вигляд

або

,

де -- опір навантаження змінного струму.

Цей вираз є рівнянням прямої, що описує, вихідну динамічну (навантажувальну) характеристику змінного струму і проходить через робочу точку з координатами , під кутом (рис. 6.16, б), тангенс якого обернено пропорційно активній складовій опору навантаження змінного струму, тобто

.

Рисунок 6.16 - Вхідна (а) і вихідна (б) динамічні характеристики

Для побудови цієї характеристики доцільно використовувати відрізки, які відповідають приросту струму та напруги . Відрізком (або ) задаються довільно, а потім обчислюють другий відрізок () і визначають положення додаткової точки , яка знаходиться на перпендикулярі відкладеного від кінця відрізка . Навантажувальна характеристика змінного струму при цьому проходить через робочу точку та зазначену точку . Для даної побудови можна також скористатися методом паралельного перенесення в робочу точку прямої, яка проходить через точку під кутом нахилу .

За наявності вихідної динамічної характеристики починають побудову вхідної чи наскрізної характеристики.

Якщо струм бази транзистора залежить тільки від різниці потенціалів між базою та емітером і не залежить від напруги на колекторі, що спостерігаємо за достатньо великими напругами, на колекторі статична і динамічна вхідні характеристики практично збігаються як це показано на рис. 6.16, а (неперервна лінія), у противному разі -- суттєво відрізняються (пунктирна лінія).

Наскрізна динамічна характеристика будується звичайно для змінних складових струмів та напруг. Для цього початок координат переносять у робочу точку (рис. 6.17). Оскільки у вхідному колі тече струм, напруга джерела сигналу відрізняється від напруги між базою та емітером транзистора

,

де -- внутрішній опір джерела сигналу.



Рисунок 6.17 - Наскрізна динамічна характеристика підсилювального каскаду на біполярному транзисторі

Згідно з цим виразом визначаються координати точок

,

.

Під час побудови характеристик слід враховувати, що для вмикання зі спільним емітером , , зі спільною базою , , а щодо уніполярних транзисторів, то для вмикання зі спільним витоком , і зі спільним затвором , .

Динамічні характеристики використовуються для визначення основних показників підсилювального каскаду. Так, вихідна потужність та коефіцієнт ККД визначаються вихідними динамічними характеристиками змінного струму

,

,

де -- напруга джерела живлення;

-- сумарний споживаний каскадом струм .

Коефіцієнт підсилення визначається за сумісним використанням вхідних та вихідних характеристик.

Додатково за допомогою цих характеристик може бути визначено рівень нелінійних спотворень та корисна вихідна потужність першої гармоніки напруги сигналу. З цією метою для схем на електронних лампах польових транзисторів використовують прохідну чи вихідну динамічну характеристику змінного струму, а для каскадів на БТ - наскрізну.

6.4 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Яким чином впливає на режим роботи підсилювального каскаду резистор навантаження та його зміна?

2. Визначте, які схеми підсилювальних каскадів забезпечують найбільшу стійкість до впливу дестабілізуючих факторів.

3. Нарисуйте електричні схеми та поясніть принцип дії і призначення елементів: а) схеми живлення з автоматичним зміщенням підсилювачів на польових транзисторів; б) схеми живлення МДН-транзисторів у режимах збідення та збагачення; в) підсилювача на біполярному транзисторі з фіксованим струмом бази; г) підсилювача на біполярному транзисторі з фіксованою напругою база-емітер; д) підсилювача на біполярному транзисторі з фіксованим струмом емітера; е) підсилювача на біполярному транзисторі з колекторною стабілізацією.

4. Які принципи функціонування схеми ГСС?

5. Яким чином здійснюється керування струмом ГСС?

6. Нарисуйте електричні схеми послідовного й паралельного живлення базового кола підсилювача на біполярному транзисторі й посніть призначення елементів.

7. Які методи здійснення температурної компенсації застосовують у схемах каскадів підсилення?

8. Яким чином розраховують ККД підсилювача по його динамічних характеристиках?

9. Розробити схему підсилювального каскаду спільний виток-затвор або спільний емітер, що забезпечує задане полонення робочої точки. Характеристики різних типів транзисторів зображені на рис. 6.4.

7. КАСКАДИ ПОПЕРЕДНЬОГО ПІДСИЛЕННЯ

7.1 Аналіз властивостей каскаду зі спільним витоком в частотних областях

Використання еквівалентних схем для аналізу каскадів попереднього підсилення

Попередні підсилювальні каскади призначені для підсилення малої напруги вхідного сигналу до значення, достатнього для функціонування кінцевих (звичайно потужних) каскадів (рис. 7.1). Однією а основних вимог, що ставляться до таких підсилювачів, є реалізація найбільшого підсилення від кожного каскаду. Малий рівень підсилюваних сигналів дає можливість вважати активні елементи схеми пристроями лінійними та замінювати їх для аналізу лінійними схемами заміщення генератора напруги або генератора струму .



Рисунок 7.1 - Електрична схема двокаскадного підсилювача на польових транзисторах (а) і еквівалентна схема його першого каскаду (б)

Розрахунки каскадів попереднього підсилення внаслідок малого рівня сигналів, як правило, виконуються аналітично, без використання динамічних (навантажувальних) характеристик. Нелінійними спотвореннями у таких підсилювачах нехтуємо і їх розрахунки не виконуємо.

Схема принципова електрична резисторного підсилювального каскаду (рис. 7.1, а) може бути перетворена у еквівалентну (рис. 4.1, б). Заміна ПТ його еквівалентною схемою і збереження у схемі тільки принципово необхідних елементів для роботи приводить до загальної еквівалентної схеми резисторного каскаду для змінного струму. У цій схемі

,

де ; ; .

З цієї еквівалентної схеми можна бачити, що підсилення каскаду зменшується за частотою з двох причин: у смузі нижніх частот -- у зв'язку зі зростанням опору розділового конденсатора ; на верхніх -- у зв'язку зі зменшенням опору ємності , що шунтує навантаження.

Існує смуга так званих «середніх» частот, де ємність не чинить помітної шунтуючої дії, а конденсатор має опір, яким нехтуємо.

У цій смузі частот підсилення каскаду зберігається практично незмінним. Таким чином, аналіз каскаду значно спрощується, якщо проводити його для кожної ділянки частот окремо.

Резисторний підсилювальний каскад зі спільним витоком в області «середніх частот»

Смузі середніх частот відповідає простіша еквівалентна схема підсилювального каскаду (рис. 7.2). Через те, що та , з'являється можливість виключити ємність та закоротити конденсатор . Об'єднуючи всі провідності в одну , ще більш спрощуємо схему.

Рисунок 7.2 - Спрощена еквівалентна схема підсилювального каскаду зі спільним витоком у області «середніх частот»

Вихідна напруга схеми становить , тому коефіцієнт підсилення

.

Враховуючи статичний коефіцієнт підсилення, дістанемо

.

З цього виразу видно, що коефіцієнт підсилення резисторного каскаду завади менший за статичний коефіцієнт підсилення. Якщо виконується умова , тоді

,

де -- коефіцієнт навантаження.

Залежність (рис. 7.3) показує, що при підсилення лінійно зростає зі збільшенням , потім зростання значення суттєво сповільнюється, бо робоча точка ПТ зі зменшенням нахилу навантажувальної прямої перемішується у нелінійну область, непридатну для підсилення. Згідно з цим навіть при дуже великих підсилення каскаду практично не збільшується (а в реальних умовах навіть зменшується). За умовою вираз для ще більш спрощується

, (7.2)

звідки навантаження, необхідне для досягнення , становить

.

Рисунок 7.3 - Нормована навантажувальна характеристика підсилювального каскаду в області «середніх частот»

Резисторний підсилювальний каскад зі спільним витоком в області «верхніх частот»

В еквівалентній схемі каскаду для області верхніх частот (рис. 7.4) навантаженням транзистора є комплексна провідність

.

Рисунок 7.4 - Спрощена еквівалентна схема підсилювального каскаду зі спільним витоком у області «верхніх частот»

Коефіцієнт підсилення на верхніх частотах

, (7.3)

Поділивши у рівнянні (7.3) чисельник і знаменник на , дістанемо

, (7.4)

де -- стала часу каскаду для області верхніх частот; -- коефіцієнт підсилення в області середніх частот.

З виразу (7.4) можна здобути відповідно модуль та аргумент

, (7.5)

. (7.6)

Вирази (7.5) та (7.6) являють собою аналітичні вирази АЧХ та ФЧХ підсилювального резисторного каскаду на польовому транзисторі (рис. 7.5, а, б).



Рисунок 7.5 - Графіки АЧХ і ФЧХ підсилювального резисторного каскаду на польовому транзисторі

З виразу (7.5) знаходимо вираз для коефіцієнта частотних спотворень

. (7.7)

Зменшення підсилення зі зростанням частоти спричиняється дією ємності : її опір знижується і шунтує . Зменшення частотних спотворень згідно з (7.7) можливо зниженням та , за цього зменшувати краще, але неможливо в значних межах. Зменшенням можна необмежено розширити смугу пропускання підсилювача, оскільки

. (7.8)

З виразу (7.8) виходить, що чим менше та більше , тим більше . Але також очевидно, що зменшення за рахунок зменшення супроводжується відповідним зменшенням підсилення. Ємність обмежує здобуття великого підсилення за даною частотою .

Гранична частота підсилювального каскаду , що відповідає , може бути визначена з (7.7)

, .

Аналогічно з (7.8) може бути знайдено вираз, що відображає зв'язок між можливостями активного елемента та реальною схемою підсилювача

; ;; .

Добуток потрібного коефіцієнта підсилення на граничну частоту становить собою площу підсилення, що є потрібною від підсилювального каскаду; оскільки

, то ,

де -- потрібна площина підсилення.

У свою чергу відношення характеризує доступну площу підсилення, або площу підсилення транзистора. Очевидно, що вона повинна бути завжди більше потрібної, тобто неможливо здобути від підсилювального каскаду площу підсилення, більшу за доступну

. (7.9)

Під час вибору підсилювального елемента необхідно обов'язково перевірити виконання умови (7.9).

Резисторний підсилювальний каскад зі спільним витоком в області «нижніх частот»

У процесі аналізу схеми підсилювача в області нижніх частот зручніше використати схему еквівалентного генератора напруги (рис. 7.6), де припускається, що .

З еквівалентної схеми дістаємо

.

.

Рисунок 7.6 - Еквівалентні схеми підсилювального каскаду зі спільним витоком у області «нижніх частот» з генератором струму (а) та напруги (б)

Виносячи зі знаменника та враховуючи, що , дістаємо

, (7.10)

де -- стала часу резисторного каскаду в області нижніх частот. Звичайно , тому .

АЧХ та ФЧХ з (7.10) відповідно мають вигляд

, (7.11)

. (7.12)

Графіки відповідних залежностей зображені на рис. 7.6.

Рисунок 7.7 - Графіки АЧХ і ФЧХ підсилювального каскаду зі спільним витоком у області «нижніх частот»

Зі зменшенням частоти опір конденсатора зростає, і відповідно зростає спад напруги на ньому, внаслідок чого на вихід каскаду потрапляв тільки частина напруги, тобто виникають частотні спотворення

, (7.13)

,

За заданим рівнем частотних спотворень на частоті вибір зумовлюється

.

7.2 Аналіз резисторного підсилювального каскаду зі спільним емітером у різних частотних областях

Під час аналізу підсилювального каскаду на БТ (рис. 7.8) слід пам'ятати, що параметри БТ мають яскраво виражену залежність від частоти, наприклад

,

де ; -- гранична частота за крутістю.



Рисунок 7.8 - Електрична схема резисторного підсилювального каскаду на БТ

Також потрібно враховувати комплексний характер провідностей БТ. Загальна еквівалентна схема резисторного каскаду на БТ зображена на рис. 7.9, де -- провідність подільника напруги, а .

Рисунок 7.9 - Загальна еквівалентна схема резисторного підсилювального каскаду на БТ

Аналізуючи цю схему для області ВЧ, дістаємо

,(7.14)

Звідки

, (7.15)

, (7.16)

, (7.17)

, (7.18)

Всі резисторні каскади незалежно від типу транзисторів мають однаковий вигляд частотної та фазової характеристик. Відмінність характеристик, каскадів на БТ та ПТ носить тільки кількісний характер (рис. 7.10).

Рисунок 7.10 - Еквівалетьна схема підсилювального каскаду на ПТ

Проте збіг залежностей та спостерігаємо лише для частот . В області вищих частот зазначені залежності розбігаються. Особливо велику розбіжність маємо для згідно з виразом при , , а в дійсності і може навіть досягати , що спричинено додатковим фазовим зсувом у БТ. Останнє різко відрізняє каскад на БТ від каскаду на ПТ. Проте звичайно ці частоти лежать далеко за межами смуги пропускання каскаду, що дозволяє лишити без уваги зазначений розбіг, оскільки він виникає на частотах, що не становлять інтересу.

В області середніх та низьких частот можуть використовуватись вирази для каскаду на ПТ з відповідною зміною та згідно з еквівалентними схемами (рис. 7.11 та 7.12). Треба відзначити також, що коефіцієнт підсилення струму та напруги для каскаду на БТ практично збігається і визначається однаковими формулами

, (7.19)

де

Рисунок 7.11 - Еквівалентна схема підсилювального каскаду на БТ в області середніх частот

Рисунок 7.12 - Еквівалентна схема підсилювального каскаду на БТ в області низьких частот

Невелике значення вхідного опору БТ призводить до того, що за однаковими з каскадом на ПТ значеннями ємність у першому випадку має бути вибрана більшою, а її робоча напруга - не меншою напруги джерела живлення.

7.3 Перехідні характеристики резисторного підсилювального каскаду

У процесі роботи підсилювального каскаду з імпульсним сигналом ємності та заряджаються. Зарядження проходить швидко, а - повільно, оскільки вони мають різні значення. Тому перехідна характеристика /ПХ/ в області малих часів, яка визначає його час усталення, визначається еквівалентною схемою каскаду для ВЧ

, (7.20)

. (7.21)

Рівняння (7.14) та (7.15) отримамо за допомогою формули експоненти

,

де та -- вихідна напруга кола за дією на його вході одиничного стрибка напруги, коли час або .

Для області малих часів, .

Для визначення часу усталення виходимо з того, що -- це часовий інтервал, коли змінюється від значення 0,1 до 0,9, тобто часу відповідає , часу -- (рис. 7.8, а).

У такому разі дістаємо

, .

Звідси

, .

Позначимо

,

, .

Аналіз залежності показує, що процес усталення фронту імпульсу на виході резисторного каскаду проходить монотонно, без викидів (рис. 7.13, а).

Рисунок 7.13 - Перехідні характеристики резисторного підсилювального каскаду в областях малих (а) і великих (б) часів

Перехідна характеристика в області великих часів, що характеризує спотворення вершини підсилюваних імпульсів, визначається еквівалетною схемою каскаду для НЧ (рис. 7.13, б)

, (7.22)

Зниження плоскої вершини прямокутного імпульсу тривалості

, (7.23)

Щодо імпульсів малої тривалості () можна використовувати спрощений вираз

, (7.24)

На підставі викладеного очевидно, що АЧХ, ФЧХ та ПХ взаємозв'язані і визначають одна одну, а зміна однієї спричиняє відповідну зміну інших.

7.4 Повторювачі напруги

Витоковий повторювач (каскад спільній стік) становить собою каскад, охоплений 100% ВЗЗ послідовного виду за напругою (рис. 7.14, а, б). Зворотний зв'язок забезпечується так само, як у «порожнього» чотириполюсника, який передає всю вихідну напругу до виходу, де вона діє послідовно з підсилюваним сигналом.



Рисунок 7.14 - Електрична (а) та еквівалентна (б) схеми витокового повторювача

Коефіцієнт підсилення напруги ВП

, (7.25)

де , .

Досить мати малий опір навантаження , щоб майже не відрізнявся від одиниці. Отже, такий каскад повторює на виході напругу та фазу сигналу. Загальна еквівалентна схема ВП зображена на рис 7.15, а. 3 цієї схеми випливає, що вихідний опір ВП (без навантаження)

. (7.26)

Зменшення вихідного опору каскаду до дуже малого значення зумовлено дією ВЗЗ за напругою. Мале значення позитивно впливає на властивості каскаду в області ВЧ і дозволяє використовувати його під час роботи на велику ємність.

Рисунок 7.15 - Еквівалентні схеми витокового повторювача - загальна (а) і в області НЧ (б)

В області НЧ еквівалентна схема ВП має вигляд (рис. 7.15, б), для якої

(7.27)

, (7.28)

, (7.29)

, (7.30)

де -- стала часу ВП в області НЧ;

-- стала часу каскаду за схемою спільний витік.



Рисунок 7.16 - Еквівалентна схема витокового повторювача в області ВЧ

Еквівалентна схема повторювача в області ВЧ зображена на рис. 7.16, за такої схеми , тому

,(7.31)

, (7.32)

, (7.33)

, (7.34)

де -- стала часу ВП в області ВЧ.

З цих виразів можна бачити, що ВП відрізняється від резисторного каскаду спільний витік значенням та .

Аналіз виразів для та ВП показує, що забезпечивши , досить легко отримати смугу пропускання в 5-10 разів ширшу, ніж у каскаду спільний витік, але через те, що підсилення ВП зменшується в разів, площа підсилення лишається без змін, тобто

.

Особливістю ВП є зміна при зміні опору навантаження від до

У зв'язку з тим що -- мала величина (50...200 Ом), то, навіть якщо , стала лишається досить малою, а частота -- дуже великою. Це визначає гарні частотні властивості ВП, навіть тоді, коли та дуже великі.

Послідовний ВЗЗ зумовлює відповідно зростання вхідного опору та зменшення вхідної ємності каскаду

,

,

де і -- параметри каскаду спільний витік.

В області частот можна вважати, що вхідний опір ВП носить чисто ємнісний характер, за цього абсолютне значення значно менше за вхідну ємність звичайного резисторного каскаду. ВП практично не збільшує ємність попереднього каскаду. ВП є певним перетворювачем опору. Мала вхідна ємність та великий активний вхідний опір, малий вихідний опір та широка смуга пропускання дозволяють, не навантажуючи попереднє коло, передати практично без спотворень сигнал на навантаження, безпосереднє увімкнення якого без ВП спричиняє значні спотворення.

Рисунок 7.17 - Електрична схема емітерного повторювача

У схемі емітерного повторювана напруги (рис. 7.17) на підставі великої крутості БТ усі його властивості, аналогічні властивостям ВП, виконуються, якщо опір навантаження значно менший за останній.

Базовий подільник напруги ЕП на відміну від підсилювального каскаду вибирають досить високоомним, для того щоб уникнути шунтування високого вхідного опору ЕП.

Глибокий ВЗЗ забезпечує високу стабільність параметрів такого каскаду і значно меншу залежність їх від зміни температури середовища та напруги живлення.

7.5 Повторювачі струму

Каскад із спільною базою (рис. 7.18, а) можна розглядати як каскад спільний емітер (СЕ), охоплений 100%-вим паралельним від'ємним зв'язком за струмом (рис. 7.18, б).



Рисунок 7.18 - Електрична (а) і еквівалетна (б) схеми підсилювального каскаду зі спільною базою

Коефіцієнт підсилення напруги такого каскаду

, (7.35)

де -- коефіцієнт підсилення каскаду спільний емітер.

Тобто, можна вважати, що коефіцієнт підсилення напруги практично не відрізняється від каскаду зі СЕ.

Особливістю каскаду СБ є синфазність вхідного та вихідного сигналів.

Коефіцієнт підсилення струму

, (7.36)

де -- коефіцієнт підсилення струму у схемі СЕ.

На підставі того, що за значних приблизно дорівнює одиниці, такий каскад інколи називають повторювачем струму.

Наявність ВЗЗ зменшує вхідний опір каскаду

, (7.37)

де -- вхідна провідність каскаду СЕ, але він істотно залежить від опору навантаження.

Аналіз властивостей каскадів СЕ та СБ показує, що вони мають практично однакові коефіцієнти підсилення напруги, однакові форми АЧХ, але значно відрізняються значеннями вихідної ємності. Для схеми СЕ , де , а для схеми СБ .

Оскільки вхідний опір каскаду СБ малий, у разі роботи каскаду СБ на аналогічний каскад, підсилення напруги виявляється менше за одиницю, тому багатокаскадні підсилювачі напруги на каскадах СБ не використовуються.

Коефіцієнт підсилення потужності в каскаді СБ значно менший, ніж у каскаді СБ.

Глибокий ВЗЗ за струмом збільшує вихідний опір каскаду та стабілізує вихідний струм, роблячи його вихідні характеристики більш лінійними, ніж у каскаді СЕ. Тому схема СБ знаходить своє використання в потужних лінійних вихідних каскадах або для побудови підсилювачів ВЧ, оскільки транзистор у такому включенні має кращі частотні властивості.

7.6 Каскади з динамічним навантаженням

За побудови каскадів попереднього підсилення знаходить застосування принцип динамічного навантаження, який дозволяє дістати великий коефіцієнт підсилення. Очевидно, що підвищення коефіцієнта підсилення може бути здобуто зростанням навантаження , але це зумовлює зміну режиму підсилювального елемента за постійний струмом. Принцип динамічного навантаження полягає в забезпеченні великого опору навантаження змінному струму і оптимального -- постійному струму.

Схема підсилювача з динамічним навантаженням зображена на рис. 7.19, а. Навантаженням транзистора -- це вхідний опір витокового повторювача , тобто ця схема є каскадом спільний витік - спільний стік (рис. 7.19, б).

Рисунок 7.19 - Електрична (а) і еквівалетна (б) схеми підсилювального каскаду з динамічним навантаженням

Еквівалентне навантаження змінному струму становить

, (7.38)

а коефіцієнт підсилення

. (7.39)

Аналіз виразів (7.38) та (7.39) показує, що при опір виявляється значно більшим, ніж , на підставі чого також зростає . За цієї умови забезпечується достатньо широка смуга пропускання

,

де .

7.7 Диференціальні каскади

Ефективним засобом зменшення впливу зовнішніх факторів (зміни температури, напруги живлення, розкиду параметрів на роботу підсилювача) є використання диференціальних каскадів (ДК), в яких застосовується принцип балансу електричного мосту (рис. 7.20, а, б).



Рисунок 7.20 - Електричні схеми диференціальних каскадів на БТ (а) і ПТ (б)

У такій схемі два однакових підсилювальних елементи та утворюють два плеча мосту, іншими плечами якого є два однакових резистори навантаження та . Напруга живлення, яка прикладається до вертикальної діагоналі мосту, збалансована на горизонтальній діагоналі, що є виходом. Тому зміна напруги живлення та однакові зміни параметрів елементів схеми від коливань температури чи старіння елементів теоретично не спричиняють зміни напруги у вихідному колі такого каскаду, що в свою чергу дозволяє підсилювати сигнали малого рівня, згідно з чим ця схема нечутлива і до синфазних вхідних сигналів (рис. 7.21). Для утворення корисної вихідної напруги потрібно прикласти до його входів сигнали з протилежними фазами, тобто парафазний чи диференціальний сигнал.



Рисунок 7.21 - Схема подання синфазних вхідних сигналів

У цьому разі визначиться тільки диференціальним вхідним сигналом і не буде залежати від синфазного сигналу. Але в реальних умовах повної ідентичності плеч досягти неможливо і тому синфазний сигнал буде спричиняти деяку зміну вихідної напруги.

Розрізняють кілька типів схем ДК: несиметричний вхід - симетричний вихід; симетричний вхід - несиметричний вихід; симетричний вхід - симетричний вихід.

Оцінки властивостей ДК здійснюються такими параметрами:

- плечовий коефіцієнт підсилення

, (7.40)

характеризує схему виду симетричний вхід - несиметричний вихід, тобто, коли сигнал знімається з одного плеча;

- диференціальний коефіцієнт підсилення

. (7.41)

З виразу (7.41) видно, що диференціальний коефіцієнт підсилення дорівнює сумі плечових.

Як вже зазначалося, теоретично ДК не підсилює загальну синфазну складову вхідного сигналу, але внаслідок асиметрії реальної схеми ДК вихідна напруга

,

де -- напруги між кожним із входів ДК та загальним виводом схеми, амплітуди та фази яких збігаються; -- коефіцієнт підсилення синфазного вхідного сигналу.

Одним з показників якості є коефіцієнт послаблення синфазного сигналу

, (7.42)

Як відомо, поліпшити показники підсилювального каскаду можливо тільки охопленням його ВЗЗ. У ДК ці функції виконує резистор , який служить для симетрування схеми. Ефективність дії ВЗЗ зростає із зростанням , але спад напруги постійного струму на цьому резисторі не дозволяє використовувати значні опори. Виходом з цього протиріччя є використання ДК з генератором стабільного струму ГСС, який має великий опір змінному струму і малий - сталому (диференціальний та статичний опір транзистора).

Зразком ДК з ГСС, виконаного за інтегральною технологією, є ІМС К118УД1 (рис. 7.22). Він складається з диференціальної пари , з навантаженням , та ГСС з колом зміщення , , , .

Коефіцієнт підсилення ДК прямо пропорційний струму ГСС, який у свою чергу залежить від струму кола зміщення (способу вмикання виводів 8 та 11). Максимальний коефіцієнт підсилення досягається, коли ввімкнуті виводи 8 до джерела . Характеристики та зображені на рис. 7.23 та 7.24.

Рисунок 7.22 - Електрична схема ІМС К118УД1

Рисунок 7.23 - Наватажуваьна характеристика підсилювача К118УД1



Рисунок 7.24 - АЧХ підсилювача К118УД1

7.8 Каскади на складених транзисторах

Складений транзистор використовується у каскадах, де необхідно забезпечити великий коефіцієнт підсилення струму. Найбільш поширений складений транзистор за схемою Дарлінгтона (рис. 7.25, а). У цій схемі

,

де

,

,

.



Рисунок 7.25 - Електричні схеми складених транзисторів: Дарлінгтона (а), зі струмовідним , колом (б), на комплементарній парі БТ (в)

Враховуючи, що , дістаємо

та відповідно

.

Слід зазначити, що транзистори та за таких умов працюють у суттєво різних режимах: якщо другий транзистор працює за нормального струму колектора , то в першому буде струм у разів менший за нормальний, що знижує коефіцієнт підсилення всього каскаду. Для узгодження режимів за постійним струмом потрібно використовувати або різні транзистори або однотипні транзистори за різних зміщень на емітерних переходах.

Другий спосіб узгодження режимів застосовується у схемі, зображеній на рис. 7.25, б. Для зменшення постійної складової струму бази транзистора ввімкнено струмовідне , коло. Транзистор виключає шунтування змінних струмів вхідного сигналу через і одночасно виконує функції діоду термостабілізації.

В ІМС використовуються також складені транзистори на комплементарній парі (рис. 7.25, в). Таке ввімкнення дозволяє збільшити коефіцієнт підсилення каскадів, у яких застосовуються торцеві транзистори p-n-p структури з малим значенням .

Складений транзистор дає зростання ефекту підсилення струму тільки в схемах СЕ та СК; в решті схем

.

У схемі СБ підсилення мало відрізняється від підсилення окремого транзистора. Складений транзистор не покращує частотні властивості, але застосовується для підвищення вхідного опору каскадів.

7.9 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Як зміниться коефіцієнт підсилання каскаду на середніх частотах, якщо замість одного резистора навантаження ввімкнути два однакових у паралель? а) ; б) .

2. Визначити та ємність розділового конденсатора каскаду на польовому транзисторі КП103В, якщо; , , .

3. Визначити спад плоскої вершини у кінці імпульсу тривалістю 0,01 с, якщо коло, що створює спотворення, складається з , .

8. КОРЕКЦІЯ ЧАСТОТНИХ ТА ПЕРЕХІДНИХ ХАРАКТЕРИСТИК

8.1 Необхідність корекції та її принципи

На практиці виникає необхідність забезпечити широку смугу пропускання пристрою (1, 10, 100 МГц). Прості схеми підсилювачів не можуть забезпечити рівномірне підсилення сигналу у широкому частотному діапазоні.

Зменшення підсилення зі зростанням частоти у каскадах на польових транзисторах викликається шунтуванням навантаження міжелектродними ємностями самого прибору, а також паразитними ємностями монтажу. У каскаді на біполярному транзисторі до цього приєднується зменшення крутості наскрізної характеристики.

У зв'язку з цим приймають ряд заходів, які дозволяють розширити смугу пропускання. У таких випадках застосовують високочастотні транзистори з великою площею підсилення (доступною). Їх велика крутість та мала ємність дозволяє при невеликому опорі навантаження одержати необхідне підсилення в широкому діапазоні частот. Якщо цього недостатньо, частотну залежність зменшують шляхом ускладнення навантаження. В наслідок цього вдається отримати широкосмугові каскади, що придатні як для підсилення гармонічних сигналів у широкому діапазоні частот, так і для підсилення короткочасних імпульсів, що мають значну ширину спектра.

У будь-якому випадку граничну частоту каскаду можна збільшити, якщо навантажити каскад не звичайним резистором, а елементом, опір якого зростає зі зростанням частоти (двополюсна чи чотириполюсна схеми корекції). Ефективним засобом зменшення частотних спотворень є також введення від'ємного зворотного зв'язку.

8.2 Методи визначення параметрів, що забезпечують рівномірність АЧХ та лінійність ФЧХ у найбільшій області частот

Метод визначення параметрів схеми корекції, що забезпечує рівномірність АЧХ у найбільшій області частот, запропонований Г.В. Брауде. Згідно з цим методом, частотна характеристика може бути подана у вигляді ряду Маклорена

Перший член ряду характеризує ідеальну АЧХ, а решта - відхилення реальної характеристики від ідеальної. Якщо підібрати параметри кола таким чином, щоб

тоді реальна характеристика буде тим ближче до ідеальної, чим більше число похідних буде перетворюватися у нуль. Кількість обернутих у нуль членів ряду визначається кількістю незалежних параметрів кола, що підлягає регулюванню.

Звичайно, на практиці простіше оперувати не , а з виразом для виконуючи розвинення по та подаючи частотну характеристику коефіцієнта передачі чотириполюсника відношенням двох поліномів

(8.1)

Якщo зрівняти члени однакових степенів з лівого та правого боків виразу (8.1), то враховуючи, що дістанемо

За умов корекції необхідно мати Для цього необхідно, щоб Для того, щоб похідні вищих степенів дорівнювали нулю, необхідне виконання умови

(8.2)

Умови фазової корекції знаходяться аналогічно, якщо розглядати час запізнювання (ГЧЗ) та забезпечити його найменшу залежність від частоти. Лінійній ділянці фазової характеристики відповідає незалежне від частоти запізнювання. Чим ширша область частот, у який тим у більш широкій області частот забезпечується лінійна фазова характеристика.

Якщо

Тоді умова фазової корекції має вигляд

(8.3)

Співвідношення (8.2) та (8.3) дозволяють обрати параметри елементів, що забезпечать корекцію АЧХ та ФЧХ. Чим більше похідних можна обернути у нуль, при відповідному виборі параметрів, тим у більшому діапазоні частот АЧХ та ФЧХ буде менше відрізнятися від ідеальної.

Коефіцієнти та по-різному залежать від елементів L, C, R коректованого каскаду, тому умови корекції частотної та фазової характеристик не збігаються.

Досить часто

чисельник функції є виродженим поліномом у якого всі Тоді умова частотної корекції приймає вигляд

(8.4)

Окремий випадок корекції за (8.4), коли всі коефіцієнти полінома крім останнього вдається перетворити у нуль, зветься корекцією за Баттервортом. Йому відповідає характеристика

(8.5)

Частотні характеристики для різних n, що побудовані на підставі (8.5), зображені на рис. 8.1.

Чим вище степінь n поліному, що відображує частотну характеристику, тим ефективніше результат корекції за Баттервортом. 3і зростанням n у межах смуги пропускання підсилення все менше змінюється з частотою, а за її межами різче спадає до нуля.

Вираз (8.5) використовується для математичного опису реальних частотних характеристик. Таку операцію називають апроксимацією характеристик за Баттервортом. Квадрат модуля комплексної функції можна подати у вигляді

Рисунок 8.1 - Частотні характеристики для різних n

Тоді переходячи від до комплексної змінної р, отримаємо для (8.5)

Введемо для спрощення нові змінні

Тоді

Легко перевірити, що всі перші похідні від при дорівнюють нулю, тобто відповідно з (8.2) функція, коректована за Баттервортом максимально плоска.

Знайдемо положення полюсів функції, коректованої за Баттервортом. Для цього необхідно розв'язати рівняння Як комплексне число, S можна подати у вигляді модуля та аргумента. У даному випадку модуль дорівнює одиниці, тоді

де k - будь-яке ціле число. Отже, розв'язок рішення для полюсів залежно від знака рівняння має вигляд:

- якщо n - непарне,

- якщо n - парне,

(8.6)

Таким чином, усі полюси функції коректованої за Баттевортом, знаходяться на колі одиничного радіуса поділеного однаковими кутовими відстанями, рис. 8.2 (а).

Рисунок 8.2 - Карти полюсів

Вони знаходяться як у лівій, так і у правій напівплощині комплексної змінної. Але необхідно мати на увазі, що аналізована функція є не функцією коефіцієнта передачі , а квадратом її "модуля"

Отже, необхідну карту полюсів функції можна дістати з рис. 8.2, а, якщо виключити з неї полюси, що належать до і лежать у правій напівплощині.

Здобуті таким чином карти полюсів для зображені на рис. 8.2, б, в, г. Щоб перейти від нормованої частоти до звичайної необхідно масштаб на рис. 8.2 поділити на нормувальний множник Отже, всі корені лежать на колі з радіусом Цей радіус визначає значення граничної частоти , якщо її знаходити за рівнем послаблення -3дБ.

Використовуючи (8.6) та враховуючи полюси, що знаходяться тільки у лівій напівплощині, можна дістати аналітичний запис функції коректованої за Баттервортом

Коефіцієнти знаходяться, розкриваючи дужки та об'єднуючи члени однакових степенів S. Їх також можна здобути аналітично, якщо скористуватися рівняннями

де

У випадку корекції частотних чи фазових характеристик за Брауде нуль-полюсна карта показує оптимальне положення не тільки полюсів, а й нулів.

Щоб з'ясувати це оптимальне положення, розглянемо коефіцієнт передачі, використовуючи його нулі та полюси

(8.7)

де - нулі функції а - її полюси.

Припустимо, що всі полюси знаходяться на дійсній осі. Модуль коефіцієнта передачі можна подати у вигляді добутку частотних характеристик, що відповідають кожному полюсу. Якщо не враховувати нулі , тоді маємо

На рис. 8.3, а пунктирною прямою показані складові логарифмічної характеристики, що обумовлені кожним з полюсів, суцільною прямою - результувальна частотна характеристика.



Рисунок 8.3 - Логарифмічні амплітудно-частотні характеристики

З рис. 8.3, а можна бачити, що смуга пропускання практично визначається положенням найближчого до уявної осі полюса Отже, якщо в системі можна здійснити корекцію, яка створить окремий нуль то для ефективної корекції його необхідно розмістити там же де, і полюс тобто сумістити полюс з нулем , рис. 8.3, б. Суміщення його, наприклад, з полюсом практично не розширить смуги, а тільки зменшить падіння частотної характеристики у межах від до . Якщо застосовуючи корекцію можна одержати два нулі - та - то ними, як можна бачити з рис. 8.3, б, необхідно компенсувати два найближчих до уявної осі полюси та Компенсація елементами корекції всіх полюсів неможлива, оскільки призводить до системи з фізично недосяжною необмеженою смугою пропускання.

На рис. 8.4, а показано випадок положення полюсів для оптимальної корекції.

Рисунок 8.4 - Положення полюсів на комплексній площині для випадку оптимальної корекції

У цьому випадку необхідно, у першу чергу, сумістити нулі з полюсами, найближчими до уявної осі, і, якщо полюси комплексні, тоді і компенсувальні нулі виявляються також комплексними. При компенсації полюсів нулями відповідні пари нулів та полюсів у виразі (8.7) скорочуються, і вираз для частотної характеристики спрощується.

Оптимальне положення нулів та полюсів на рис. 8.4, а відповідає системі мінімально-фазового типу, бо всі особливі точки розміщені в лівій напівплощині.

Здійснюючи корекцію iз залученням немінімально-фазових ланок, одержимо положення нулів та полюсів, що показані на рис. 8.4, б. У цьому випадку нулі, що корегують характеристику, як і раніше мають однакові з полюсами дійсні та уявні частини, але знак останніх для нулів додатний. Використовуючи такі ланки, можна здобути ідеальну частотну характеристику у широкому діапазоні частот. Фазовий зсув у такій ідеально-коригованій системі лишається залежним від частоти, тому включення подібних ланок у тракт підсилення, не змінюючи його частотних властивостей, дозволяє змінити його фазову характеристику. Такі ланки називають фазовими коректорами.

Розглянемо випадок, коли система має два комлексно-поєднаних полюси, а корекція можлива тільки з використанням одного нуля. У цьому випадку

де

Для спрощення подальших записів пропонується зміна р та введення замість неї змінної тоді

де , a та - полюси

Розв'язуючи рівняння знаходимо полюси

При полюси комплексно-поєднані. Тоді

де Модуль коренів тобто при будь-яких значеннях полюси лежать на колі з одиничним радіусом, рис. 8.5, а.

Модуль частотної характеристики знаходиться після заміни S на

Рисунок 8.5 - Зображення полюсів

Згідно з умовою Брауде кореція має місце при або У цьому випадку може бути отримана частотна характеристика без підіймання з максимальною шириною смуги

Якщо прирівняти цей вираз до можна знайти максимальну граничну частоту



Вона однозначно визначається можливою величиною при такому положенні нуля Зв'язок між та що відповідає умовам корекції Брауде, має вигляд

Числові значення та наведені у табл. 8.1.

Таблиця 8.1 - Числові оптимальні значення коефіцієнтів та

	0,707	0,900	1	1,19	1,55	2,0	5,0	0,707
	1,0	0,900	0,865	0,82	0,775	0,75	0,715	0,707
	0	0,440	0,500	0,575	0,631	0,663	0,700	1,00
	1,55	1,34	1,27	1,19	1,11	1,07	1,01

Якщо нуль знаходиться у нескінченності, корекція за Брауде збігається з корекцією за Баттервортом. Обидва полюси при цьому розміщені на колі під кутом і знаходяться один від одного на кутовій відстані (рис. 8.2, б та рис. 8.5, а).

Якщо їх розташувати праворуч (відносно рис. 8.5, а), то частотна характеристика виявиться вже не максимально плоскою і на ній з'явиться нерівномірність у вигляді підйому. Якщо їх розташувати ліворуч (у межах заштрихованого сектора), то характеристики, не будучи максимально плоскими, лишаться монотонними. Поява кінцевого нуля на дійсній осі зменшує кут розташування полюсів, у межах якого зберігається монотонність частотних характеристик (заштрихований сектор на рис. 8.5, б). Конкретні співвідношення між можливими положеннями полюсів і нулів подані у табл. 8.1.

Останній рядок таблиці дозволяє будувати логарифмічні частотні характеристики, використовуючи значення як точки на осі частот, після якої вони одержують нахил - 12 дБ/окт.

Усе розглянуте стосується так званої високочастотної корекції, коли внаслідок її дії смуга пропускання збільшується у бік високих частот. Часто виникає необхідність покращити частотну характеристику у області нижніх частот, тобто розширити смугу пропускання у такий спосіб, щоб пристрій ефективно підсилював низькі частоти.

Корекція, що розширює смугу пропускання в область більш низьких частот чи покращувальна характеристика у цій області, зветься низькочастотною. Частотна характеристика для області нижніх частот

має такі особливості: отже поліноми та повинні мати однакові коефіцієнти при найвищих степенях і ці степені повинні бути однаковими: отже, поліном не повинен містити постійного члена. Тоді



Проведемо інверсію частоти та введемо нову частоту Потім поділивши чисельник та знаменник на дістанемо

Ця форма запису характеристики тотожна тій, що розглянута вище. Отже, до неї застосовується все те, що раніше було запропоновано до ВЧ корекції. Розширення смуги пропускання, тобто збільшення у цьому випадку буде в дійсності означати розширення смуги пропускання у бік нижніх частот (зниження ). У такий спосіб "інверсією частоти" користуються не тільки при аналізі схем НЧ корекції, але і при їх синтезі.

8.3 Каскади з індуктивною ВЧ корекцією

Каскад з індуктивною корекцією показано на рис. 8.6, а.

Корекція здійснюється за допомогою L, що включається послідовно з навантаженням. Така корекція зветься двополюсною або паралельною ВЧ корекцією. Розширення смуги частот у цьому випадку пояснюється тим, що коригуюча індуктивність L, навантаження та повна ємність каскаду утворюють резонансний контур. На низьких та середніх частотах навантаження транзистора практично дорівнює На ВЧ при відповідному виборі резонансної частоти та резонансного опору можна дістати підсилення тоді як у звичайних каскадах на цих частотах воно вже суттєво менше за

Рисунок 8.6 - Паралельно-індуктивна корекція

Індуктивність L впливає на властивості каскаду тільки в області верхніх частот, тому розрахункові формули для області НЧ та СЧ лишаються без змін. Еквівалентна схема каскаду для верхніх частот показана на рис. 8.6, б. Щоб здобути широку смугу, опір навантаження транзистора вибирається невеликим. Це дозволяє не враховувати в еквівалентній схемі великі опори та При цьому підсилення каскаду на середніх частотах



На ВЧ навантаження каскаду являє собою резонансний контур, що має провідність

Підсилення на ВЧ відповідно становить

Для спрощення запису позначимо: - стала часу некоректованого каскаду; - коефіцієнт корекції, що дорівнює квадрату добротності резонансного контуру.

Тоді

Комплексна частотна характеристика каскаду

Модуль її дає АЧХ каскаду

(8.8)

Аргумент визначає ФЧХ

(8.9)

У випадку, коли та вирази (8.8) та (8.9) визначають АЧХ та ФЧХ звичайного резисторного каскаду.

Знайдемо коефіцієнт корекції, що забезпечить найбільше розширення смуги без підйому частотної характеристики (оптимальна частотна характеристика).

Згідно з Брауде запишемо у вигляді відношення двох поліномів зі зростаючими ступенями частоти