Анализ и синтез измерительных преобразователей с частотным выходным сигналом для информационно-измерительных и управляющих систем

Размещено на http://www.allbest.ru/

Автореферат

диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

Специальность 05.11.16 - Информационно-измерительные и управляющие системы (приборостроение)

АНАЛИЗ И СИНТЕЗ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С ЧАСТОТНЫМ ВЫХОДНЫМ СИГНАЛОМ ДЛЯ ИНФОРМАЦИОННО-ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ И УПРАВЛЯЮЩИХ СИСТЕМ

Громков Николай Валентинович

ПЕНЗА 2010

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. Технический прогресс и развитие различных отраслей промышленности связаны с созданием и внедрением информационно-измерительных систем (ИИС) и автоматизированных систем управления. Развитие измерительных систем контроля и управления характеризуется широким использованием измерительных преобразователей различных физических величин в электрические сигналы, удобные для последующей обработки и передачи на значительные расстояния. Измерительные преобразователи (первичные и вторичные) являются важной частью любой ИИС и в значительной степени определяют ее метрологические характеристики. Среди большого многообразия выпускаемых первичных измерительных преобразователей датчики резистивного типа (тензорезисторные, терморезисторные, пьезорезисторные и т.п.) занимают особое место в силу своей многофункциональности при измерении давлений, температур, механических деформаций и перемещений, ускорений и др., а также простоты схемной реализации измерительной цепи (ИЦ), высокой технологичности, надежности и возможности адаптации к преобразователям аналоговых сигналов в частоту или код. В датчиках резистивного типа используются законы преобразования различных физических величин в изменение электрического сопротивления. Выходной сигнал ИЦ современных датчиков резистивного типа, как правило, пропорционален изменению сопротивления или относительному изменению сопротивлений для измерительных цепей, собранных по мостовой схеме, и может быть представлен в виде постоянного или переменного напряжения, тока.

Основные трудности при разработке ИИС с датчиками резистивного типа связаны с малыми приращениями информативного сигнала с выхода ИЦ первичных преобразователей (как правило, единицы милливольт, поскольку допустимая рассеиваемая мощность на резистивных элементах датчиков ограничена). При этом помехи, возникающие в тракте передачи сигнала к устройствам преобразования и обработки, могут во много раз превышать уровень полезного сигнала. Кроме того, сказываются погрешности от влияния неинформативных параметров. Например, при измерении давления неинформативным параметром является температура измеряемой и окружающей сред, а при измерении температуры - давление, влажность и т.п.

Для работы с датчиками резистивного типа широкое применение в ИИС получили вторичные измерительные преобразователи параметров датчиков в частоту. Интерес к данным измерительным преобразователям обусловлен рядом достоинств частотного представления информации: при использовании частотных преобразователей открывается возможность достижения более высокой точности измерения; частотный сигнал обладает значительно более высокой помехоустойчивостью и малой чувствительностью к изменению параметров линий связи; обработка частотных сигналов и их точное интегрирование по времени выполняются достаточно просто. Преобразование сигналов с выхода первичных измерительных преобразователей в частоту может осуществляться как на основе резонансных методов, так и с использованием современных микропроцессоров. Вместе с тем перспективным направлением создания частотных измерительных преобразователей параметров датчиков резистивного типа является построение их на основе метода интегрирующего развертывающего преобразования. Достоинствами таких преобразователей являются широкие функциональные возможности, относительная простота реализации и настройки схем, технологичность.

Результаты деятельности многих коллективов по разработке датчиков резистивного типа позволили значительно уменьшить погрешность преобразования первичных измерительных преобразователей (датчиков) физических величин путем использования конструктивно-технологических, схемотехнических и других методов. Однако многие задачи уменьшения погрешностей и устранения влияния дестабилизирующих факторов (широкого диапазона температур окружающей среды, изменения параметров линий связи, нестабильности источников питания и т.д.) остаются нерешенными и требуют дальнейших исследований.

Разработчики вторичных измерительных преобразователей сигналов с датчиков в унифицированные частотно-временные сигналы добились высоких результатов при разработке схем преобразователей сигналов с датчиков резистивного типа, но при этом не всегда учитываются изменения параметров выходных сигналов с первичных датчиков от воздействия дестабилизирующих факторов. Требуется комплексное исследование проблемы уменьшения погрешностей как первичных, так и вторичных измерительных преобразователей.

Теоретические основы проведенных исследований базируются на анализе и обобщении научных результатов в области создания измерительных преобразователей ИИС, структурных методов повышения точности измерения физических величин, обеспечивающих коррекцию погрешности за счет введения аппаратурной или временной избыточности измерения электрических величин. Значительный вклад в теорию и практику измерения пассивных электрических величин внесли научные коллективы, руководимые Л. И. Волгиным, Ф. Б. Гриневичем, К. Б. Карандеевым, В. Ю. Кнеллером, Л. Ф. Куликовским, Е. А. Ломтевым, А. И. Мартяшиным, П. В. Новицким, П. П. Орнатским, Е. П. Осадчим, Ю. А. Скрипником, Ю. М. Тузом, Э. К. Шаховым, В. М. Шляндиным, Г. А. Штамбергером и др.

В области разработки и производства измерительных преобразователей лидируют фирмы США, Японии, Германии, Швейцарии, Великобритании, Франции: «OMEGA», «Nagano Keiki», «ADZ Nagano», «Trafag AG», «Bell & Howell», «Setra Sistem», «METALLUX», «Gefran», «Wika», «GFS», «Datametrics», «Siemens AG», «Endress & Hauser», «Rosemount», «Boeinq Co», «Meclec Co», «Fischer & Porter» и др.

В России измерительные преобразователи разрабатывают и серийно изготавливают ОАО «НИИ физических измерений», ОАО «Энгельское ОКБ "Сигнал" им. А. И. Глухарева», ОАО «НПП "Темп" им. Ф. Короткова», ООО «Сенсор», НПП «Элемер» и др.

Однако на сегодняшний день в измерительных преобразователях, выпускаемых отечественной и зарубежной промышленностью, метод интегрирующего развертывающего преобразования не нашел широкого применения из-за недостаточных исследований его возможностей и путей практической реализации существующих частотных интегрирующих развертывающих преобразователей (ЧИРП), основанных на данном методе. Известные ранее ЧИРП не позволяют обеспечить необходимую точность преобразования сигналов при работе с датчиками резистивного типа при воздействии на них дестабилизирующих факторов, таких как нестационарная температура (термоудар), температура в широком диапазоне и т.п. Недостаточно исследованы методы и средства компенсации температурной погрешности и влияние шумов на результирующую погрешность измерительных преобразователей. Не изучены возможности совмещения функций элементов датчиков и ЧИРП для улучшения характеристик измерительных преобразователей в целом как частей информационно-измерительных и управляющих систем.

Исследование теоретических и практических проблем создания измерительных преобразователей с частотным выходным сигналом для ИИС является актуальным, так как частотное преобразование позволяет уменьшить погрешность преобразования, снизить энергопотребление, унифицировать аппаратуру обработки информации и повысить надежность информационно-измерительных и управляющих систем.

Цель диссертационной работы заключается в исследовании возможностей и путей совершенствования существующих и создания новых измерительных преобразователей с частотным выходным сигналом для информационно-измерительных и управляющих систем, обладающих улучшенными техническими и эксплуатационными характеристиками.

Задачи исследования:

1. Анализ систематических погрешностей измерительных преобразователей физических величин для ИИС с целью установления закономерностей влияния собственных шумов элементов схем на аддитивную погрешность ЧИРП.

2. Исследование влияния дестабилизирующих факторов (широкого диапазона температур окружающей среды, параметров линий связи, нестабильности источников питания и т.д.) на результирующую погрешность измерительных преобразователей.

3. Определение предельных точностных характеристик ЧИРП с целью выявления наиболее перспективных структур преобразователей сигналов датчиков резистивного типа.

4. Исследование методов уменьшения влияния собственных шумов элементов схем на порог чувствительности и разработка рекомендаций по рациональному использованию методов и средств коррекции случайной погрешности с целью минимизации порога чувствительности ЧИРП при сохранении всех положительных свойств интегрирующих развертывающих преобразователей и уменьшения результирующей погрешности измерительной системы.

5. Разработка моделей и структур частотных интегрирующих развертывающих преобразователей параметров датчиков резистивного типа, устойчивых к воздействию дестабилизирующих факторов, для информационно-измерительных и управляющих систем.

6. Исследование возможностей совмещения функций элементов первичных и вторичных измерительных преобразователей и разработка новых технических решений измерительных преобразователей на основе датчиков резистивного типа и ЧИРП для информационно-измерительных и управляющих систем, устойчивых к воздействию широкого диапазона стационарных и нестационарных температур и нестабильности источников питания.

Объект исследования - измерительные преобразователи с частотным выходным сигналом на основе датчиков резистивного типа и ЧИРП для информационно-измерительных и управляющих систем.

Основные методы научных исследований.

Исследования базируются на дифференциальном и интегральном исчислениях, на классической теории электрических цепей, теории графов, теории чувствительности, теории погрешностей, теории функций комплексного переменного, на структурных методах повышения точности измерения активных величин и системном анализе.

В процессе исследований использовались методы математического анализа, натурных испытаний, компьютерного имитационного моделирования и численного анализа.

Достоверность научных положений, выводов и рекомендаций диссертации подтверждена непротиворечивостью и сходимостью теоретических выводов с общепринятыми основами теории построения измерительных преобразователей и результатами экспериментальных исследований, полученными в рамках выполнения договорных и госбюджетных работ.

Научная новизна результатов, полученных в диссертационной работе, заключается в следующем.

1. Установлена закономерность влияния собственных шумов элементов схемы на аддитивную погрешность ЧИРП при различных методах ее коррекции с учетом распределения мощности шумов по спектру частот.

2. Выведены выражения для оценки случайной погрешности, обусловленной собственными шумами элементов схемы, с использованием предложенной математической модели усилителя постоянного тока с периодической коррекцией.

3. Получены передаточные функции частотных измерительных преобразователей и выработаны рекомендации для проектирования частотных преобразователей сигналов датчиков давления резистив-ного типа, собранных по мостовой схеме, учитывающие влияние дестабилизирующих факторов: воздействия широкого диапазона температур окружающей среды, нестабильности источников питания и параметров линии связи.

4. Определены предельные точностные характеристики и полу-чены условия минимизации порога чувствительности усилителей по-стоянного тока с периодической коррекцией погрешности нуля, реализация которых позволяет уменьшить порог чувствительности ЧИРП на два десятичных порядка.

5. Предложена математическая модель, учитывающая воздействие «фликкер-шумов», позволяющая аналитическим путем исследовать их влияние на случайную погрешность преобразования ЧИРП.

6. Предложен алгоритм эффективной коррекции случайной по-грешности усилителей постоянного тока от воздействия «фликкер-шумов», предусматривающий определение конечных разностей вы-соких порядков от интегральных значений шумового сигнала.

7. Установлено оптимальное соотношение между постоянной вре-мени корректирующего канала и параметрами схемы ЧИРП при заданной динамической погрешности для преобразователей с модуляцией выходного сигнала измерительной цепи датчиков резистивного типа, собранных по мостовой схеме, которые содержат каналы коррекции в виде звена обратной связи, состоящего из последовательно включенных амплитудного ограничителя и интегратора.

8. Разработаны модели и структуры ЧИРП параметров датчиков давления резистивного типа для ИИС, инвариантных к нестабильности источников питания и изменениям параметров линий связи.

9. Предложены новые технические решения измерительных преобразователей с частотным выходным сигналом, реализующие совмещение функций элементов первичных и вторичных измерительных преобразователей на основе нано- и микроэлектромеханической системы и ЧИРП, обеспечивающие устойчивость к воздействию стационарных и нестационарных температур и инвариантность к нестабильности источников питания.

Практическая ценность работы.

1. Предложена классификация методов построения ЧИРП, обобщающая известные технические решения, разграничивающая области их предпочтительного применения и позволяющая определять пути дальнейшего совершенствования измерительных преобразователей.

2. Разработана математическая модель для описания свойств «фликкер-шумов», которая удобна для аналитического исследования, позволяет учитывать влияние собственных шумов элементов схем на точность преобразования и может быть использована при разработке измерительных преобразователей.

3. Дана дисперсионная оценка порога чувствительности ЧИРП с периодической коррекцией и показано, что при использовании периодической коррекции инфранизкочастотных шумов порог чувствительности измерительных преобразователей уменьшается более чем в 100 раз.

4. Предложен метод конечных разностей высоких порядков от интегральных значений сигнала шума для коррекции аддитивных погрешностей ЧИРП, позволяющий на порядок уменьшить порог чувствительности в условиях флуктуации температуры.

5. Выявлены условия, при выполнении которых постоянная вре-мени корректируемого канала не влияет на статические и динами-ческие характеристики ЧИРП, что позволяет определить оптимальные параметры элементов измерительных преобразователей.

6. Определены условия минимизации порога чувствительности усилителя постоянного тока с периодической коррекцией погреш-ности нуля и даны оценки случайных погрешностей, которые позволяют повысить точность измерительных преобразователей, выполненных на операционных усилителях.

7. Разработана математическая модель ЧИРП с корректирующим каналом, учитывающая погрешности, обусловленные несимметрией напряжения питания измерительной цепи, дрейфом нуля операционного усилителя интегратора по току и по напряжению, т.е. факторами, ограничивающими порог чувствительности. Модель позволяет оценивать эффективность коррекции погрешности преобразования при разработке ЧИРП.

8. Разработаны новые структуры ЧИРП, совмещенные со структурами резистивных датчиков давления на основе нано- и микроэлект-ромеханических систем, обеспечивающие минимизацию температурных погрешностей в широком диапазоне стационарных и нестационарных температур и устойчивые к нестабильности источников питания, которые могут быть использованы при создании измерительных преобразователей с частотным выходным сигналом для информационно-измерительных и управляющих систем.

Реализация и внедрение результатов работы.

Диссертационная работа выполнялась в рамках аналитической ведомственной целевой программы Министерства образования и науки РФ «Развитие научного потенциала высшей школы (2009-2010)».

Мероприятие 1. Проведение фундаментальных исследований в рамках тематических планов. Регистрационный номер: 1.11.09.

Мероприятие 2. Проведение фундаментальных исследований в области естественных, технических и гуманитарных наук. Научно-методическое обеспечение развития инфраструктуры вузовской науки. Наименование проекта: Проведение фундаментальных научных исследований свойств тонкопленочных нано- и микроэлектромеханических систем при воздействии стационарных и нестационарных температур. Регистрационный номер: 2.1.2/4431.

Теоретические и практические результаты диссертационной работы использованы ОАО «НИИ физических измерений», г. Пенза; ФГУП ФНПЦ «ПО "Старт" им. М. В. Проценко», ЗАТО, г. Заречный; ФГУП «НИИАА», г. Москва.

Математические модели ЧИРП и другие результаты диссертационной работы используются ГОУ ВПО «Московский государственный институт электроники и автоматики (технический университет)» на факультете радиотехнических систем, ГОУ ВПО «Пензенский государственный университет» на кафедре «Нано- и микроэлектроника» в учебном процессе студентами старших курсов при выполнении курсового и дипломного проектирования.

На защиту выносятся:

1) принципы построения измерительных преобразователей параметров резистивных датчиков с частотным выходным сигналом, устойчивых к воздействию температур, нестабильности питающих напряжений, изменению параметров линий связи;

2) совокупность математических моделей, учитывающих собственные шумы элементов схем ЧИРП и позволяющих аналитическим путем исследовать влияние шумов на случайную погрешность преобразования;

3) алгоритм коррекции случайной погрешности от воздействия фликкер-шумов, предусматривающий определение конечных раз-ностей высоких порядков от интегральных значений шумового сиг-нала, обеспечивающий повышение точности преобразования ЧИРП;

4) методики исследований точностных характеристик ЧИРП, основанные на получении передаточных функций и дисперсионных оценок шумов, позволяющие определять предельные точностные характеристики ЧИРП и выявлять наиболее перспективные структуры преобразователей сигналов датчиков резистивного типа;

5) метод оценки случайной погрешности, обусловленной собственными шумами элементов схемы, основанный на предложенной математической модели усилителя постоянного тока с периодической коррекцией, позволяющий минимизировать порог чувствительности ЧИРП и уменьшать результирующую погрешность измерительных преобразователей с частотным выходным сигналом;

6) структуры ЧИРП, совмещенные со структурами резистивных датчиков давления на основе нано- и микроэлектромеханических систем, обеспечивающих минимизацию температурных погрешностей в широком диапазоне стационарных и нестационарных температур и устойчивых к нестабильности источников питания.

Апробация работы. Основные положения диссертации, результаты проведенных исследований, опыт практического применения разработок докладывались и обсуждались на международных, всероссийских, всесоюзных, региональных и отраслевых научно-технических симпозиумах, конференциях и семинарах: «Надежность и качество» (Пенза, 2010, 2009, 2008 гг.), «Инновация в условиях развития информационно-коммуникационных технологий» Инфо-2009, 2008 (Сочи, 2009, 2008 гг.), «Информационные технологии в науке, образовании, телекоммуникации и бизнесе» (Украина, Крым, Ялта-Гурзуф, 2009, 2008 гг.), «Современные информационные и электронные технологии» СИЭТ-2010, 2009, 2008 (Украина, Одесса, 2010, 2009, 2008 гг.), «Измерение, контроль, информатизация» ИКИ-2010, 2009, 2008 (Барнаул, 2010, 2009, 2008 гг.), «Методы создания, исследования микро-, наносистем и экономические аспекты микро-, наноэлектроники» (Пенза, 2009 г.), «Университетское образование» (Пенза, 2010, 2009, 2008 гг.), «Системы проектирования, моделирования, подготовки производства и управление проектами CAD/CAM/CAE/PDM» (Пенза, 2009 г.), «Проблемы автоматизации и управления в технических системах» (Пенза, 2009, 2008, 2007 гг.), «Формообразование и обеспечение качества техногенных систем» (Пенза, 2009 г.), «Методы, средства и технологии получения и обработки измерительной информации» (Пенза, 2008 г.), «Инноватика-2008» (Ульяновск, 2008 г.), «Опто-, наноэлектроника, нанотехнологии и микросхемы» (Ульяновск, 2010, 2008 гг.), CIT-CONFERENCE «Современные информационные технологии-2008» (Пенза, 2008 г.), «Информационные технологии в науке, проектировании и производстве» (ИТ) (Н. Новгород, 2008 г.), «Аналитические и численные методы моделирования естественно-научных и социальных проблем» (Пенза, 2008, 2007 гг.), «Математическое и компьютерное моделирование естественно-научных и социальных проблем» (Пенза, 2008 г.), «Материалы, изделия и технологии пассивной электроники-материалы» (Пенза, 2007 г.), «Теория и практика разработки и внедрения средств автоматизации и роботизации технологических и производственных процессов» (Уфа, 1989 г.), «Интегрирующие частотные времяимпульсные преобразователи и цифровые средства измерения на их основе» (Пенза, 1987 г.), «Методы и средства измерения механических параметров в системах контроля и управления» (Пенза, 1986 г.), «Методы и средства аналого-цифрового преобразования параметров неэлектрических сигналов и цепей» (Москва, 1981 г.), «Методы и средства тензометрии и их применение в народном хозяйстве» (Кишинев, 1979 г.), «Методы и средства преобразования электрических величин в частотно-временные сигналы и их применение в цифровых средствах измерений» (Пенза, 1980 г.), «Коммутация и преобразование малых сигналов» (Ленинград, 1980 г.).

Публикации. По материалам диссертации опубликовано 73 научных труда, в том числе монография, учебное пособие, получены 2 патента РФ, 5 положительных решений о выдаче патента РФ, 8 авторских свидетельств СССР на изобретения. Отдельные результаты отражены в отчетах по НИР. Основные положения диссертации полностью представлены в опубликованных работах.

Личный вклад. Диссертационная работа является обобщением исследований автора по проблемам создания измерительных преобразователей параметров тензорезисторных датчиков давления с частотным выходным сигналом, устойчивых к воздействию дестабилизирующих факторов, для информационно-измерительных и управляющих систем с 80-х гг. прошлого столетия по 2010 г. Эти работы автором выполнены лично, по инициативе его научного консультанта и по собственной инициативе, или совместно с сотрудниками, работающими с ним и под его руководством.

Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, шести глав, заключения, списка литературы. Она содержит 447 страниц основного текста, 183 иллюстрации, список литературы из 180 наименований.

СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИИ

Во введении проведен краткий анализ предмета исследования, обоснованы актуальность работы, цель и задачи диссертационного исследования, указаны научная новизна и практическая ценность полученных результатов и сформулированы основные положения, выносимые на защиту.

В первой главе рассмотрены основные концепции развития первичных и вторичных измерительных преобразователей ИИС, проведен анализ ИИС, приведены их классификация, анализ измерительных преобразователей и схемы их включения в ИИС. Определены место и роль датчиков резистивного типа, используемых для преобразования физических и механических величин, отмечены их достоинства и недостатки. Рассмотрены способы преобразования выходных сигналов малого уровня с резистивных датчиков в электрические сигналы, удобные для дальнейшей передачи, хранения и обработки в информационно-измерительных и управляющих системах. Отмечены достоинства частотных преобразователей для резистивных датчиков.

Применение системного подхода и системного анализа при исследовании и разработке ИИС с частотными преобразователями сигналов датчиков резистивного типа позволило рассмотреть ИИС как систему, состоящую из подсистем, провести анализ основных их элементов и узлов, выявить связи между подсистемами и отдельными элементами системы. На основании системного анализа определены основные факторы, влияющие на погрешность преобразования, как отдельных подсистем, так и системы в целом.

В соответствии с целью диссертационной работы сформулированы научные и практические задачи, решение которых позволило реализовать основную идею работы.

Во второй главе проведен аналитический обзор существующих методов и средств построения ЧИРП параметров резистивных датчиков. Показано, что одним из наиболее перспективных направлений создания частотных преобразователей параметров резистивных датчиков является построение их на основе метода интегрирующего развертывающего преобразования. Достоинствами преобразователей подобного типа являются широкие функциональные возможности, помехоустойчивость, простота реализации и настройки схем, технологичность. Рассматриваются свойства и особенности интегрирующего развертывающего преобразования, методические и инструментальные погрешности интегрирующих развертывающих преобразователей и способы их уменьшения.

Основные трудности при построении ЧИРП параметров резистивных датчиков связаны с решением задачи обеспечения минимальной аддитивной погрешности ввиду малых уровней выходного сигнала ИЦ, поскольку на точность преобразования сильное влияние оказывают дрейф нуля усилителей выходного сигнала ИЦ, собственные шумы элементов схемы и паразитные наводки во входных цепях.

Известные схемотехнические решения ЧИРП с переменным напряжением питания ИЦ отличаются наиболее простым схемным исполнением и относительно высокой точностью, но имеют ограниченную на практике область применения (только при коротких соединительных линиях с датчиком).

ЧИРП с постоянным напряжением (током) питания и модуляцией выходного сигнала ИЦ характеризуются ограниченным сверху диапазоном изменения выходной частоты и, как следствие, низким быстродействием, а также значительным числом источников погрешности (неидеальность коммутационных элементов, влияние изменений активных сопротивлений соединительных линий). Кроме того, обеспечение инвариантности относительно напряжения питания ИЦ сопровождается резким усложнением схемы с появлением дополнительных источников погрешности, что в ряде случаев сводит на нет получаемые преимущества.

Построение ЧИРП, удовлетворяющих необходимым требованиям в большинстве практических случаев, возможно в рамках подкласса преобразователей с постоянным напряжением (током) питания и без модуляции выходного сигнала ИЦ. Однако исследования и разработки в этом направлении встречают наибольшие трудности, преодоление которых определило необходимость разработки принципиально новых технических решений и идей.

В данной главе систематизированы методы построения ЧИРП, представленные в виде классификации (рис. 1).



Рис.1. Классификация частотных интегрирующих развертывающих преобразователей (ЧИРП)

измерительный преобразователь частотный сигнал

В третьей главе исследованы методы снижения порога чувствительности ЧИРП без модуляции выходного сигнала ИЦ с периодической коррекцией. При исследовании условий минимизации порога чувствительности преобразователей прежде всего приходится решать вопрос выбора корректной модели шумов элементов схемы, поскольку от вида модели существенно зависит не только адекватность описания исследуемых явлений, но и удобство ее использования, имеется в виду получение аналитического решения поставленной задачи. Описывается влияние «белого шума», обусловленного тепловым шумом за счет наличия в полупроводниках свободных электронов и дробовым шумом, вызываемым диффузией неосновных носителей и «фликкер-шума», обусловленного поверхностными явлениями в полупроводниках. Зависимость спектральной плотности «белого шума» от частоты щ предлагается рассматривать в ограниченной полосе:

, (1)

где - спектральная плотность реального «белого шума»; - полоса пропускания полупроводникового прибора, например, операционного усилителя.

Влияние «фликкер-шума» целесообразно исследовать в полосе частот от до (щ_L - либо наименьшая частотная составляющая шума, которую мы можем заметить за время наблюдения Т_н, т.е. щ_L = 1/Т_н, либо верхняя граничная частота полосы скорректированного шума; щ_с - частота среза «фликкер-шума»). Учитывая, что реально гиперболическая зависимость спектральной плотности «фликкер-шума» простирается от единиц килогерц до инфранизких частот порядка 10-⁵-10-⁶ Гц, т.е. охватывает диапазон в 9-10 декад, автор предлагает следующее приближенное описание спектральной плотности «фликкер-шума»:

, (2)

где ; L - коэффициент, полученный графоаналитическим методом из графика функции (L = 0, 15); - сумма функционального ряда. Пределы суммирования выбираются из условия, что реально «фликкер-шум» имеет смысл учитывать в частотном диапазоне, перекрывающем 10 декад. Соответственно выражение для корреляционной функции имеет вид

, (3)

где - аргумент корреляционной функции.

Предложенная формула (2) для описания свойств «фликкер-шу-мов» удобна для аналитического исследования влияния собственных шумов элементов схемы на точность преобразования.

Физический смысл модели (2) заключается в том, что «фликкер-шум» формируется как результат суммирования выходных величин ряда параллельно включенных полосовых фильтров, на входы которых подается «белый шум» (рис. 2). При этом полосовые фильтры имеют примыкающие полосы пропускания. Гиперболический характер изменения «фликкер-шума» обеспечивается выполнением условия равенства дисперсий шумов на выходах полосовых фильтров. В данном случае при уменьшении полосы пропускания i-го полосового фильтра на декаду соответственно увеличивается в 10 раз размер спектральной плотности «белого шума», поступающего на вход данного фильтра. С использованием принятой модели (см. рис. 2) проведено исследование влияния «фликкер-шумов» на точность преобразования ЧИРП с периодической коррекцией. Дана дисперсионная оценка порога чувствительности и показано, что для инфранизкочастотных шумов периодическая коррекция позволяет на порядок уменьшить порог чувствительности ЧИРП.

Рис. 2. Модель описания спектральной плотности «фликкер-шума»

Предложено использовать для коррекции аддитивных погрешностей ЧИРП метод, предусматривающий определение конечных разностей высоких порядков от интегральных значений сигнала шума. Сущность метода можно пояснить на примере определения второй конечной разности.

В процессе периодической коррекции в первом цикле преобразования измеряется значение выходной частоты частотного преобразователя при отключенной ИЦ. Зафиксированный код будет равен

, (4)

где S - чувствительность преобразователя; Т - длительность частного цикла преобразования; E_см и - соответственно систематическая и случайная составляющие сигнала шума.

Во втором цикле частотный преобразователь подключается к выходу ИЦ и выходной код берется с двойным весом:

, (5)

где U_x - выходное напряжение ИЦ.

В третьем цикле преобразования ИЦ отключается от входа преобразователя и выходной код будет равен

. (6)

Результат преобразования получается следующим образом:

. (7)

Как видно из выражения (7), порог чувствительности определяется второй конечной разностью интегральных значений собственных шумов элементов схемы, поскольку примыкающие интегральные значения сигнала шума берутся с весами +1, -2, +1.

Для оценки порога чувствительности и эффективности коррекции шумов ЧИРП предложена модель, представленная на рис. 3, а, которая отображает процесс интегрирования и процесс получения второй конечной разности, т.е. реализации весовой функции, представленной на рис. 3, б. Передаточная функция рассматриваемой системы имеет вид

. (8)

Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ), соответствующая данной передаточной функции, определяется выражением

(9)

(на рис. 3, в пунктиром показан график АЧХ для первой конечной разности).

Рис. 3. Модель коррекции шумов:а - модель; б - весовая функция; в - АЧХ

Применение данного метода коррекции позволяет существенно (на порядок) уменьшить порог чувствительности по сравнению с обычным методом периодической коррекции, особенно в условиях флуктуаций температуры.

Полученные аналитические выражения показывают, что для эффективного уменьшения порога чувствительности первую конечную разность наиболее рационально использовать в том случае, когда ЧИРП находятся в условиях постоянной температуры окружающей среды и порог чувствительности ограничивается только влиянием собственных шумов элементов схемы. Применение конечных разностей более высоких порядков для данного случая не дает ощутимого эффекта. При коррекции шумов ЧИРП, обусловленных флуктуациями температуры, применение конечных разностей более высокого порядка оказывается более эффективным для снижения порога чувствительности по сравнению с использованием конечной разности первого порядка.

Следует отметить, что результаты проведенного исследования применимы не только к анализу соответствующих характеристик ЧИРП параметров пассивных электрических величин, но и к анализу таких средств измерений, как преобразователи напряжения в частоту, преобразователи напряжения в интервал времени и другие преобразователи, в которых используется метод периодической коррекции аддитивной погрешности. Это связано с тем, что механизм влияния собственных шумов элементов схемы на точность преобразования указанных средств измерения носит аналогичный характер.

В четвертой главе исследованы методы снижения порога чувствительности ЧИРП без модуляции выходного сигнала ИЦ с непрерывной коррекцией. Рассматриваются вопросы оптимального выбора параметров корректирующего канала, влияние их на точность операции интегрирования в ЧИРП. Основным фактором, ограничивающим точность, является наличие собственных шумов операционного усилителя (ОУ) интегратора, а также температурный дрейф нуля интегратора. Введение корректирующего канала позволяет уменьшить порог чувствительности ЧИРП, однако для достижения предельных точностных характеристик необходимо специальным образом организовывать связь между ИЦ и интегратором.

Рис. 4. Схема включения корректирующего канала (КК)

На рис. 4 изображено соединение интегратора, содержащего корректирующий канал, с измерительной цепью, где U₀ - источник питания ИЦ, содержащей резистивный датчик; R и С - сопротивление и емкость времязадающей цепи интегратора. Корректирующий канал КК выполнен в виде последовательно соединенных усилителя постоянного тока с коэффициентом передачи К_к и фильтра нижних частот (интегрирующей RС-цепочки с постоянной времени R_фС_ф). Напряжения смещения нуля ОУ интегратора и корректирующего канала обозначены в виде источников напряжения соответственно Е_см и Е_к. Выходные потенциалы измерительной цепи обозначены U₁ и U₂. Исследование данной схемы проводилось топологическим методом расчета с использованием обобщенных сигнальных графов.

Для оценки эффективности коррекции низкочастотных шумов получены передаточные функции трактов преобразования от точки приложения эквивалентных шумовых напряжений E_см ОУ интегратора и E_к корректирующего канала до выхода интегратора:

, (10)

, (11)

где - постоянная времени интегратора; - постоянная времени корректирующего канала; - коэффициент передачи корректирующего канала.

Анализ выражений (10) и (11) и соответствующих логарифмических АЧХ показывает, что для эффективной коррекции шумов ОУ следует выполнять неравенство

, (12)

т.е. минимального порога чувствительности можно добиться путем увеличения коэффициента передачи корректирующего канала и минимизации собственных шумов корректирующего канала.

Показано, что для устранения влияния постоянной времени корректирующего канала на статические и динамические характеристики ЧИРП следует уменьшать до нуля синфазную составляющую выходного сигнала ИЦ и по возможности увеличивать коэффициент передачи К_к корректирующего канала. Альтернативным решением может служить стабилизация коэффициента К_к и входного синфазного напряжения интегратора. Последнее может быть достигнуто стабилизацией напряжения питания ИЦ.

Как показали исследования, наиболее перспективным является использование в качестве корректирующего канала усилителей с коррекцией напряжения смещения нуля.

Разработаны математическая модель и методика анализа влияния собственных шумов корректирующего канала, выполненного в виде усилителя постоянного тока (УПТ) с периодической коррекцией погрешности нуля.

Исследованы схемы коррекции собственных шумов элементов схемы на базе одного и двух ОУ. При анализе условий достижения минимума порога чувствительности было учтено, что дрейф ОУ - изменяющаяся во времени величина, которая обусловлена как дрейфом по напряжению, так и дрейфом входных токов с учетом динамики происходящих процессов.

На рис. 5 приведена функциональная схема усилителя постоянного тока с коррекцией собственных шумов элементов схемы на базе одного операционного усилителя. Найдены условия минимизации порога чувствительности усилителя постоянного тока данного типа. Показано, что возможно снижение порога чувствительности примерно в 100 раз (по сравнению со схемой без коррекции) при выполнении полученных оптимальных соотношений между параметрами схемы:

, (13)

где T₁ и T₂ - соответственно длительности циклов запоминания и коррекции сигнал-шума; - коэффициент, равный 10⁴ Гц; R - токозадающее сопротивление заряда запоминающей емкости; - спектральная плотность шумовой составляющей от входного тока усилителя постоянного тока.



А б

Рис. 5. УПТ с коррекцией собственных шумов на одном ОУ:а - функциональная схема; б - временные диаграммы

Показано, что наиболее перспективным с точки зрения достижения минимума порога чувствительности является корректирующий канал в виде поочередно корректируемых усилителей постоянного тока (рис. 6), для которых определено условие минимизации влияния собственных шумов элементов схемы в виде следующего соотношения:

, (14)

где F_ги - частота задающего генератора управляющих импульсов; С - запоминающая емкость; U_к - амплитуда управляющих импульсов; - постоянная времени цепи управляющих импульсов, которая в основном зависит от размеров проходных и переходных емкостей электронных ключей. Практически диапазон оптимальных значений F_ги лежит между частотами от 0, 1 до 10 Гц, что следует из подстановки численных значений параметров реальных схем в выражение (14).



Рис. 6. Функциональная схема УПТ с коррекцией собственных шумов элементов схемы на базе двух операционных усилителей

На основании схем замещения УПТ с коррекцией собственных шумов в режиме запоминания дрейфа и в режиме его компенсации с использованием потенциально-токовых и обобщенных сигнальных графов были получены передаточные функции, разработаны структурная схема УПТ (рис. 7) и математическая модель, учитывающая коррекцию шумов в рассматриваемом УПТ. На рис. 7 условно изображено формирование выходного напряжения с учетом входного напряжения U_вх, усиленного в (1 + R₂/R₁) раз, и влияния соответствующих источников шума. На основании исследований математической модели получены формулы дисперсий составляющих шума (для белого и фликкер-шума).

Показано, что для минимизации случайной погрешности, обусловленной шумовым напряжением операционного усилителя, достаточно ограничить его полосу пропускания на уровне 1 кГц, т.е. выполнить условие ф > 10-⁴ с. Кроме того, указанную погрешность можно уменьшать выбором параметров Т₁ и Т₂ генератора импульсов. Как показали расчеты, оптимальный размер скважности лежит в диапазоне от 100 до 1000, порог чувствительности УПТ с периодической коррекцией мало зависит от частоты управляющих импульсов ГИ. При выполнении всех приведенных выше рекомендаций удается снизить порог чувствительности УПТ с коррекцией собственных шумов на одном ОУ в 100 раз.



Рис. 7. Структурная схема УПТ, учитывающая коррекцию шумов

Как показал анализ, для уменьшения влияния собственных шумов на порог чувствительности требуется, по возможности, увеличивать частоту генератора импульсов. Однако практически существует некоторый оптимум (14) частоты F_ги, наличие которого объясняется тем, что с увеличением частоты все большее влияние начинают оказывать выбросы напряжения, поступающие на вход усилителя по цепям управления ключами.

Экспериментальные исследования разработанных структур ЧИРП без модуляции выходного сигнала ИЦ показали, что преобразователи с постоянным напряжением питания ИЦ и периодической коррекцией упрощают схемную реализацию.

Преобразователи с постоянным напряжением питания ИЦ и непрерывной коррекцией обладают достоинствами, позволяющими работать с длинной кабельной линией в условиях значительных изменений ее параметров, температуры окружающей среды, а также обладают возможностью расширения диапазона выходных частот в сторону высоких значений.

При испытании макетного образца рассмотренного преобразователя разбаланса тензометрического моста в частоту с параллельным МДМ-каналом выборки дрейфа нуля (рис. 8) были получены следующие технические характеристики: диапазон изменения выходной частоты преобразователя от 10 до 20 кГц при изменении относительного разбаланса тензомоста е от 0 до 2, 8·10-³; относительная приведенная погрешность от нестабильности функции преобразования во времени не превышает 0, 02 % за 3 ч работы преобразователя; относительная приведенная погрешность от изменения температуры окружающей среды от 20 до 70 °С не превышает 0, 02 % на 10 °С по аддитивной составляющей и 0, 01 % на 10 °С по мультипликативной составляющей; относительная приведенная погрешность нелинейности не превышает 0, 08 %.

Рис. 8. Схема частотного преобразователя с параллельным МДМ-каналом выборки дрейфа нуля

В пятой главе проводятся исследования методов снижения порога чувствительности ЧИРП с модуляцией выходного сигнала ИЦ. Им свойствен общий недостаток: они принципиально не могут функционировать, если выходное напряжение ИЦ меньше приведенного ко входу интегратора напряжения смещения нуля , определяемого свойствами ОУ и имеющего величину в некоторых случаях единицы милливольт. Устранить этот недостаток можно с помощью двух методов: путем включения разделительной емкости на входе интегратора и путем применения в структуре ЧИРП специального корректирующего канала. Первый метод в реальных схемах предполагает необходимость охвата интегратора отрицательной обратной связью по постоянному току и применение синхронизирующего мультивибратора, предотвращающего эффект «засыпания» схемы в момент включения питания. Данное обстоятельство приводит к усложнению схемотехнического решения. Bтopой метод предложен автором и предполагает введение в структуру ЧИРП специального корректирующего канала, включенного между выходом преобразователя и входом интегратора и представляющего собой последовательно соединенные преобразователь скважности импульсов в напряжение и фильтр нижних частот.

В реальных схемах при построении интегратора на операционном усилителе всегда присутствует погрешность, обусловленная наличием напряжения смещения и входных токов операционного усилителя. Напряжение смещения U_см в процессе преобразования не изменяет своего знака, поэтому в одном полуцикле Т₁ оно складывается с U_x, а в другом полуцикле Т₂ - вычитается из U_x.

Результаты исследований показали следующее:

1. Погрешность от наличия напряжения смещения E_см имеет нелинейный характер.

2. Предельное минимальное значение входной величины U_x, при котором преобразователь прекращает функционировать, равно E_см.

3. Наличие E_см приводит к изменению скважности выходных импульсов.

Это подтверждается формулами (15)-(17), в которых относительная погрешность преобразования схемы без коррекции, обусловленная наличием E_см, определяется выражением

, (15)

скважность выходных импульсов -

, (16)

а погрешность преобразования от неравенства входных токов ОУ интегратора описывается следующим выражением:

, (17)

где I_вх1 и I_вх2 - размеры входных токов по инвертирующему и неинвертирующему входам соответственно; R₁ и R₂ - сопротивления для соответствующих входных токов ОУ.

Кроме того, преобразователям пассивных величин в частоту свойственна погрешность, обусловленная неравенством опорных напряжений на выходе сравнивающего устройства (|+U₀| ? |-U₀|), которая также проявляется в изменении частоты и скважности выходных импульсов.

Поскольку все три источника погрешности проявляются в виде изменения скважности выходного сигнала преобразователя, данный признак может быть использован для получения информации о размере эквивалентного напряжения смещения, вызывающего изменение скваж-ности, и введения соответствующей коррекции на вход интегратора.

Рис. 9. Структурная схема ЧИРП с непрерывной коррекцией

Предложенная структурная схема коррекции показана на рис. 9, где звено обратной связи представляет собой преобразователь скважности выходных импульсов и в напряжение U. Эффективность работы подобной коррекции может быть оценена с помощью модели, составленной из типовых динамических звеньев (рис. 10), где - эквивалентное напряжение смещения нуля интегратора, учитывающее влияние перечисленных выше факторов.

Скорректированный размер скважности и_к на выходе преобразователя в операторной форме описывается выражением

(18)

и в статике (при = const)

. (19)

Как показывает выражение (19), уменьшение влияния эквивалентного напряжения достигается увеличением величины K.

Формула погрешности преобразования при введении корректирующего канала имеет вид

, (20)

Рис. 10. Модель ЧИРП с непрерывной коррекцией, составленная из типовых динамических звеньев

где K - коэффициент передачи усилителя, используемого в звене обратной связи, увеличение которого является эффективным средством уменьшения погрешности, обусловленной наличием напряжения смещения и входных токов ОУ интегратора, а также неравенством модулей опорных напряжений сравнивающего устройства.

Для низкочастотных шумов относительную погрешность ЧИРП логично представить в виде

, (21)

где - дисперсия нескомпенсированной составляющей дрейфа нуля интегратора, обусловленной собственными шумами элементов схемы. С учетом выражение (21) приобретает следующий вид:

, (22)

где U₀ - опорное напряжение; - постоянная времени звена обратной связи, . Из выражения (22) следует, что увеличение коэффициента K оказывается эффективным не только для коррекции дрейфа нуля, но и для уменьшения влияния собственных шумов элементов схемы.

Таким образом, для указанной схемы коррекции с целью уменьшения порога чувствительности следует увеличивать коэффициент K передачи корректирующего канала.

Приведенные выше рассуждения и рекомендации справедливы лишь в статике при постоянном U_x. Но, поскольку рассматриваемая система является с точки зрения динамики системой с переменным параметром, в качестве которого выступает входная величина U_x, исследовано влияние изменения ее нa работу корректирующего канала и влияние корректирующего канала на динамику тракта преобразования напряжения U_x в частоту. В целях исследования динамики ЧИРП с корректирующим каналом разработана компьютерная имитационная модель, анализ которой проводился при различных исходных данных. Учитывалось влияние напряжения смещения ОУ интегратора на погрешность преобразования ЧИРП при различных значениях входной величины U_x, при ее скачкообразном изменении, при различных соотношениях постоянной времени корректирующего канала и параметров схемы ЧИРП. Указанная схема коррекции погрешности ЧИРП, как показали исследования, является весьма эффективным средством уменьшения влияния напряжения смещения и дрейфа нуля ОУ интегратора особенно в тех случаях, когда частотный преобразователь имеет функцию преобразования, исходящую из нуля.

Изменение относительной погрешности преобразования в зависимости от номера периода преобразования [n] иллюстрирует рис. 11. Для n = 0 напряжение на выходе корректирующего канала равно нулю, а погрешность, независимо от отношения постоянных времени корректирующего канала и интегратора, принимает максимальное значение. По мере компенсации выходным напряжением корректирующего канала напряжения смещения Е_см ОУ интегратора погрешность убывает практически до нуля, причем, чем меньше постоянная времени корректирующего канала ф_к, тем быстрее осуществляется компенсация напряжения смещения Е_см.

Показано, что при заданной динамической погрешности существует оптимальное соотношение между постоянной времени корректирующего канала и параметрами схемы ЧИРП, например, при динамической погрешности менее 0, 02 % имеет место соотношение

, (23)

где - постоянная времени интегратора;- напряжение порога срабатывания сравнивающего устройства; - минимальное значение периода выходных колебаний.

Рис. 11. Относительная погрешность преобразования в зависимости от номера периода преобразования n

Проведенные исследования позволили создать новые структуры ЧИРП, отличающиеся простотой схемной реализации и технологичностью, способные работать с различными линиями связи, с различной чувствительностью, регулировкой начальной частоты, с исключением аддитивной погрешности от дрейфа нуля усилителя постоянного тока интегратора для работы в широком диапазоне температур при нестабильности источников питания.