Расчет импульсного источника питания

5.2.1 Прямоходовый преобразователь с управлением по напряжению

К этой категорией относятся следующие топологии: понижающие, полупрямоходовые, пушпульные, полу- и полномостовые -- с традиционным методом управления по напряжению. Их условная схема показана на рисунке 58. На рисунке 58 видно, что в схеме присутствует трансформатор. Для понижающего преобразователя разработчик может принять коэффициент трансформации 1:1.

Рисунок 58 - Модель "схема управления - выход" для прямоходового

На первом шаге следует определить усиление в системе при постоянном токе. Это -- отправная точка для построения диаграммы усиления. Усиление для постоянного тока можно найти из соотношения:

, (99)

где: DC -- максимальный рабочий цикл (~ 95%); -- полный размах выходного напряжения усилителя ошибки.

Для преобразования усиления постоянного тока в децибелы используется формула:

(100)

Таким образом, GDC является отправной точкой для графика Боде для усиления при постоянном токе.

Первый главный полюс обусловлен выходным LC-фильтром. Он представляет полюс второго порядка, проявляющий эффект "Q", который обычно игнорируют, и спад -40 дБ/декаду выше его частоты излома характеристики. Фазовая диаграмма будет быстро отставать, начиная с 1/10 частоты излома, и достигнет полные 180° отставания при частоте, равной десяти частотам излома. Положение этого двойного полюса находим по формуле:

(101)

где LO и СO -- значения для индуктора и конденсатора выходного LC-фильтра (в Генри и Фарадах). Если импульсный источник питания имеет несколько выходов, то используйте указанные величины для фильтра опрашиваемого выхода наибольшей мощности.

Следующий элемент -- это "нуль", проявляемый последовательной комбинацией ESR конденсатора выходного фильтра и емкостью самого конденсатора. Частоту излома характеристики "нуля" находим по следующей формуле:

(102)

Это приводит к тому, что характеристика "схема управления - выход" добавляет усиление и фазу выше размещения этого "нуля". Это может оказаться проблемой с точки зрения стабильности источника питания. К сожалению, многие производители не предоставляют величины ESR для выпускаемых ими конденсаторов. Обычно "нуль", обусловленный конденсатором выходного фильтра, попадает в следующие два диапазона:

- оксидно-электролитические алюминиевые конденсаторы -- 1-5 кГц;

- танталовые конденсаторы -- 10-25 кГц.

Как видим, выбор типа конденсатора выходного фильтра может повлиять на характеристику "схема управления - выход", и иногда -- совершенно нежелательным образом.

Результирующие графики Боде для характеристики "схема управления - выход" прямоходового преобразователя с управлением по напряжению представлены на рисунке 59.

Рисунок 59 - Кривая "схема управления - выход" для прямоходового преобразователя с управлением по напряжению

5.2.2 Характеристики "схема управления - выход" обратноходового преобразователя с управлением по напряжению и прямоходового преобразователя с управлением по току

Работа обратноходового преобразователя, работающий в прерывистом режиме, совершенно отличается от работы прямоходового преобразователя и, естественно, их характеристики "схема управления - выход" очень различны. К этой категории характеристик "схема управления - выход" относятся повышающие, инвертирующие и обратноходовые топологии. Прямоходовые и обратноходовые преобразователи, работающие в режиме управления по току, тоже попадают в эту категорию -- только их значения для постоянного тока определяются иначе. Соответствующая условная схема представлена на рисунке 60.



Рисунок 60 - Модель "схема управления - выход" для обратноходового преобразователя с управлением по напряжению

Усиление постоянного тока, проявляемое секцией питания импульсного источника -- обратноходового преобразователя с управляемого по току или напряжению, определяется формулой:

(103)

В данном случае величина может иметь смысл двойной амплитуды напряжения пилообразного сигнала осциллятора, если используется метод управления по напряжению, или же максимального напряжения, соответствующего току через первичную обмотку, если осуществляется управление по току. Усиление можно преобразовать в децибелы по формуле (100).

Прямоходовый преобразователь, управляемый по току, показывает то же усиление при постоянном токе, что и прямоходовый преобразователь с управлением по напряжению, как это следует из соотношений (99).

Полюс выходного фильтра как в обратноходовом преобразователе с управлением по напряжению, так и прямоходовом и обратноходовом преобразователях с управлением по току в значительной мере зависит от эквивалентного сопротивления нагрузки. Это означает, что при увеличении или уменьшении силы тока нагрузки смещается положение полюса выходного фильтра. Положение этого полюса можно найти по формуле:

, (104)

где RL = Vout / Iout.

Таким образом, когда сила тока нагрузки уменьшается, положение полюса тоже уменьшается. Вопросы, связанные с этим фактом и касающиеся компенсации усилителя ошибки, мы обсудим позже.

"Нуль", приписываемый конденсатору выходного фильтра, все так же присутствует в характеристиках "схема управления - выход". Его положение можно найти с помощью раздела 5.2.1 и формулы (102). Результирующие характеристики "схема управления - выход" показаны на рисунке 61.



Рисунок 61 - Характеристики "схема управления - выход" для обратноходового преобразователя с управляем по напряжению

Как видим, и входное напряжение, и сопротивление эквивалентной нагрузки влияют на функции усиления и фазы.

Прямоходовый преобразователь с управлением по току выдвигает на рассмотрение еще один аспект: двойной полюс при половине рабочей частоты переключений. Ширина полосы компенсации обычно не поднимается до этой частоты, но она может привести к проблемам, если усиление в замкнутом контуре недостаточно низкое для гашения ее влияния. Влияние частоты двойного полюса на характеристику "схема управления - выход" можно увидеть на рисунке 62.



Рисунок 62 - Характеристики "схема управления - выход" для прямоходового преобразователя с управлением по току

5.3 Критерий устойчивости применительно к импульсным источникам питания

Прежде чем перейти к проектированию компенсации усилителя ошибки, желательно знать, что собой представляет устойчивая система с замкнутым контуром. Правило, имеющее отношение к устойчивости, звучит элементарно:

Запаздывание фазы замкнутого контура никогда не должно превышать --330 градусов всякий раз, когда усиление в системе с замкнутым контуром больше единицы (или 0 дБ).

Фактически, проектировщиками обычно используется предел запаздывания общей фазы, равный 315°. При величинах запаздывания, более близких к 360°, система становится метаустойчивой. Это может привести к разбиению питания на периоды колебаний в случае возникновения больших нагрузок или одиночных всплесков в линии.

Перечислим некоторые термины, связанные с анализом устойчивости системы (рисунок 63):

- запас по фазе -- значение фазы системы с замкнутым контуром при частоте перехода на усилении (G(s) = 0 дБ);

- запас по усилению -- значение усиления, когда фаза переходит -360°;

- фаза превышения -- точка самого близкого приближения фазовой характеристики к значению -360° всякий раз, когда усиление больше 1 (0 дБ).

Рисунок 63 - Определение терминов устойчивости

Из этих трех понятий наиболее важным является фаза превышения, поскольку частота перехода на усилении обычно значительно выше, чем точка максимального запаздывания фазы, обусловленная полюсом фильтра.



5.4 Типичные схемы компенсации усилителя ошибки

Существует четыре руководящих правила, которые следует иметь в виду при проектировании компенсации усилителя ошибки:

1. Фаза замкнутого контура должна поддерживаться на уровне ниже -300° всякий раз, когда усиление больше 0 дБ;

2. Частота перехода на усилении в замкнутом контуре должна быть настолько высокой, насколько это практически возможно. Это уменьшает продолжительность переходных процессов в источнике питания.

3. Усиление в замкнутом контуре при постоянном токе должно быть как можно более высоким. Это имеет прямое отношение к стабилизации выхода источника по нагрузке.

4. Результирующий средний наклон кривой усиления в замкнутом контуре должен быть в среднем равен -20 дБ/декаду.

Кроме того, следует учитывать спецификацию произведения коэффициента усиления на ширину полосы пропускания для операционного усилителя, используемого в качестве усилителя ошибки. Если характеристики Боде операционного усилителя слишком низки по частоте, схема компенсации может не работать полностью как требуется.

Компенсационные схемы, показанные в этой книге, демонстрируют наиболее типичные методы компенсации. Несколько из них будут работать в любом приложении, но только одну можно рассматривать как оптимальную с учетом усиления на постоянном токе и ширины полосы замкнутого контура. Подобрать метод компенсации для того или иного приложения помогут таблицы 2 и 3.



Таблица 2 - Выбор схем компенсации для различных случаев

Тип источника питания	Один полюс	Один полюс с ограничением усиления	Один полюс, один "нуль"	Два полюса, два "нуля"
Прямоходовый с управлением по напряжению	X			X
Повышающий с управлением по напряжению или по току		X	X
Прямоходовый с управлением по току		X	X

Таблица 2 - Относительное качество различных типичных методов компенсации

Тип компенсации	Стабилизация выхода по нагрузке	Продолжительность переходных процессов
Один полюс	Хорошо	Плохо
Один полюс с ограничением усиления	Отлично	Хорошо
Один полюс, один "нуль"	Хорошо	Хорошо
Два полюса, два "нуля"	Хорошо	Хорошо

5.4.1 Компенсация с одним полюсом

Этот тип компенсации используется для тех топологий преобразователей, которые показывают минимальный сдвиг по фазе до предполагаемой точки перехода на усилении в замкнутом контуре. Эта топология соответствует прямоходовым преобразователям с управлением по напряжению. Рассматриваемый метод компенсации, хотя и требует минимального количества компонентов и превосходной стабилизации выхода по нагрузке, дает очень узкую полосу пропускания замкнутого контура, что приводит к увеличению продолжительности переходных процессов.

Электрическая схема и графики Боде для метода компенсации с одним полюсом представлены на рисунке 64.



Рисунок 64 - Метод компенсации с одним полюсом

При постоянном токе этот метод демонстрирует полное усиление разомкнутого контура усилителя ошибки, а снижение усиления составляет -20 дБ/декаду. Он также имеет постоянный сдвиг фазы -270°. Таким образом, любой сдвиг фазы, внесенный характеристикой "схема управления - выход", не может добавлять больше желаемой фазы превышения (-315 ... -330°) или дополнительных 30°-45°.

Первый шаг на пути вычисления величин для компонентов этого компенсационного метода заключается в определении неотъемлемого усиления на постоянном токе силовых каскадов. Расчет следует выполнять с использованием максимальной величины входного напряжения, поскольку именно при этом напряжении система имеет наиболее широкую полосу пропускания.

Вычисляем усиление:

(105)

Эту величину пока не нужно преобразовывать в децибелы.

Далее находим частоту перехода на усилении в замкнутом контуре, приняв решение о том, какой запас по фазе мы хотим обеспечить в нашей системе. Подходящим значением является 45°. Если проигнорировать любой Q-эффект LC-фильтра, то точку перехода на усилении можно найти по формуле:

(106)

Частоту перехода усилителя ошибки вычислим по формуле (107):

(107)

Теперь можно вычислить емкость конденсатора обратной связи. Проектировщику известно сопротивление входного резистора -- резистора верхнего плеча в делителе напряжения, ответственном за обратную связь по напряжению для усилителя ошибки. Тогда искомая емкость равна:

(108)

Несмотря на свою простоту, этот метод компенсации дает очень медленную реакцию на переходные процессы в нагрузке. Это обусловлено тем, что точка перехода на усилении всегда намного ниже, чем точка полюса выходного фильтра. Обычно это приводит к получению полосы пропускания контура 50-500 Гц, что может привести к проблеме для цепи нагрузки, если напряжения питания кратковременно отклоняются за пределы своих рабочих характеристик. Реализация данного метода компенсации показана на рисунке 65.

Рисунок 65 - Компенсация с одним полюсом для прямоходового стабилизатора с управлением по напряжению

Как видим, высокая Q-характеристика LC-фильтра на частоте резонанса выходного фильтра может привести к колебаниям. Во избежание этой проблемы, проектировщику следует далее снижать частоту перехода на усилении в замкнутом контуре, что может уже больше ухудшить характеристики переходных процессов.



5.4.2 Однополюсная компенсация с внутриполосным ограничением усиления

Этот метод компенсации рекомендуется только для тех топологий, которым свойственна характеристика однополюсного фильтра: прямоходовые преобразователи с управлением по току и обратноходовые преобразователи с управлением по напряжению или по току. Ширина полосы для этого метода может смещаться за пределы частоты одного полюса выходного фильтра, и единственный недостаток этого метода заключается в более слабом усилении на постоянном токе, чем у других методов компенсации, что может привести к худшей стабилизации выхода по нагрузке в импульсном источнике питания. Схема и графики Боде для этого метода показаны на рисунке 66.

Рисунок 66 - Метод однополюсной компенсации с внутриполосным ограничением усиления

Рассматриваемый метод компенсации вначале показывает задержку фазы -180° при низких частотах, затем, начиная с частоты в 1/10 полюса фильтра усилителя ошибки (fEP), отставание фазы увеличивается до верхнего предела частоты, равного -270°.

Чтобы начать процесс проектирования, конечно же, потребуется знать максимальное усиление на постоянном токе, которое показывает характеристика "схема управления - выход" схемы питания (ADC). Самым худшим случаем считается наивысшее входное напряжение. Частота перехода на усилении в замкнутом контуре ограничена до 1/5 частоты переключений. Если бы частота перехода была выше, то слишком большая часть частоты переключений усиливалась бы усилителем ошибки, что крайне нежелательно.

Итак, частота перехода на усилении замкнутого контура:

(109)

где -- частота переключений импульсного источника питания.

Положение полюса усилителя ошибки используется для противодействия влиянию "нуля" конденсатора выходного фильтра, обусловленного ESR. Полюс усилителя ошибки должен располагаться на частоте:

(110)

Далее необходимо определить значение усиления, требуемого усилителем ошибки для приведения функции "схема управления - выход" к 0 дБ на частоте перехода в замкнутом контуре:

, дБ (111)



Усиление, необходимое ниже полюса усилителя ошибки:

(112)

Емкость конденсатора обратной связи:

(113)

(114)

Сопротивление резистора обратной связи:

(115)

(116)

На этом проектирование цепи однополюсной компенсации с внутриполосным ограничением усиления завершено. Соответствующие графики Боде для замкнутого контура показаны на рисунке 67.

Следует отметить, что у этого метода есть один недостаток. Из-за характерного большого усиления и широкополосной природы этого метода легко столкнуться с максимальными характеристиками "усиление - полоса пропускания" самого операционного усилителя, то есть, операционный усилитель может не иметь достаточного усиления на требуемых частотах. На этот случай есть две альтернативы: либо снизить точку перехода, либо использовать внешний операционный усилитель с более высоким значением GBW.



Рисунок 67 - Пример однополюсной компенсации с внутриполосным ограничением усиления для обратноходового преобразователя с управлением по току или напряжению

5.4.3 Компенсация с одним полюсом и одним "нулем"

Этот метод компенсации предназначен для тех топологий, которые имеют характеристику одного полюса фильтра: обратноходовые дискретные преобразователи с управлением по напряжению, а также прямоходовые и обратноходовые преобразователи с управляемые по току. Метод обладает большим усилением на постоянном токе и характеристикой опережения по фазе. Это дает проектировщику возможность приспособить компенсацию под источник питания. Схема и графики Боде для компенсации с одним полюсом и одним "нулем" показаны на рисунке 68.

Рассматриваемый метод компенсации имеет полюс при постоянном токе, который для хорошей стабилизации выхода обеспечивает усиление в разомкнутом контуре с помощью операционного усилителя. "Нуль" появляется на частоте самого нижнего проявления полюса выходного фильтра или ниже, чтобы компенсировать отставание по фазе этого полюса. Запаздывание по фазе усилителя ошибки фактически снижается между полюсом усилителя ошибки и "нулем". Его теоретический предел составляет -180° (или "бросок фазы" +90°). Этот бросок фазы должен располагаться там, где существует самое большое отставание по фазе от полюса выходного фильтра. Таким образом можно поддерживать хороший контроль над фазой превышения. Последний полюс помещается в компенсацию для ослабления усиления на высоких частотах и противодействия "нулю" конденсатора, обусловленному ESR. Соответствующие графики Боде для замкнутого контура показаны на рисунке 69.

Рисунок 68 - Метод компенсации с одним полюсом и одним "нулем"

Чтобы начать проектирование, следует найти внутреннее усиление по постоянному току характеристики "схема управления - выход". Для обратноходовых преобразователей с управлением по току можно использовать формулу (Б. 10). Для прямоходовых преобразователей с управлением по току используется формула (99). Расчеты ведутся при наивысшем входном напряжении, поскольку это дает самое высокое усиление по постоянному току (наихудший случай).

Далее определим максимальную частоту перехода на усилении в замкнутом контуре. Для этой частоты лучше всего взять значение 1/5 рабочей частоты импульсного источника питания:

(117)

Рисунок 69 - Пример компенсации с одним полюсом и одним "нулем" для обратноходового преобразователя с управлением по напряжению или по току

Теперь выясним, какое требуется усиление для поднятия кривой усиления "схема управления - выход" до 0 дБ на частоте перехода:

(118)

Следующая задача заключается в определении позиции компенсационного "нуля" и полюса в усилителе ошибки. "Нуль" расположен на проявлении самой низкой частоты полюса фильтра, поскольку для обратноходового преобразователя с управлением по напряжению, а также прямоходового и обратноходового преобразователя с управлением по току частота этого полюса изменяется в ответ на эквивалентное сопротивление нагрузки. Наименьшая ожидаемая нагрузка определяет самую низкую частоту полюса выходного фильтра. Высокочастотный полюс компенсации усилителя ошибки располагается ниже предполагаемой частоты "нуля" на кривой "схема управления - выход" по причине ESR конденсатора.

Короче говоря,

(119)

(120)

Теперь можем вычислить необходимые величины для компонентов цепи. Сопротивление входного резистора (R1) известно, поскольку это -- резистор верхнего плеча делителя напряжения обратной связи. Значения для компонентов обратной связи:

(121)

(122)

где -- абсолютное значение усиления, необходимое на частоте перехода (не в дБ).

(123)

Увеличение фазы, обусловленное усилителем ошибки, вычисляем по следующей формуле:



(124)

Увеличение фазы пропорционально разделению пары "полюс-нуль" в усилителе ошибки, но оно имеет вторичную природу, поскольку полюс и "нуль" усилителя отклонений были размещены так, чтобы скомпенсировать худший случай положения "нуля" и полюса на характеристиках "схема управления - выход". Фактическое размещение "нуля" обусловлено ESR, величина которой, в зависимости от выбора поставщика и номера детали, повлияет на фазу превышения источника питания. Таким образом, проектировщику, возможно, придется переместить компенсационный полюс, если существует вероятность того, что фаза превышения упадет ниже 30° (-330° отставания).

5.4.4 Компенсация с двумя полюсами и двумя нулями

Такая компенсация предназначена для прямоходовых преобразователей с управлением по напряжению, проявляющих характеристику полюса выходного фильтра второго порядка. К таким преобразователям относится также квазирезонансный прямоходовый преобразователь, в котором используется схема управления по напряжению с переменной частотой. LC-фильтр имеет большое отставание по фазе 180° и быстрый спад усиления -40 дБ/декаду, поэтому для получения достаточно широкой полосы пропускания, в таком источнике следует применить рассматриваемый метод компенсации.

Данный метод имеет пару "нулей", которые противодействуют усилению и особенно фазе двойного полюса фильтра (рисунок 70). В результате получаем наклон замкнутого контура -20 дБ/декаду выше полюса фильтра. Имеется также высокочастотный полюс для противодействия "нулю", обусловленному ESR. Наконец, метод имеет очень высокочастотный полюс, гарантирующий, что запасы по усилению и по фазе на частотах перехода на усилении и фазе в замкнутом контуре будут достаточными.

Более сложные методы компенсации, такие как этот, дают проектировщику значительно больше контроля над характеристикой Боде замкнутого контура системы. Полюсы и "нули" можно располагать независимо друг от друга. Как только их частоты выбраны, соответствующие величины компонентов можно легко определить с помощью представленной ниже процедуры. Пары "нулей" и полюсов можно объединить в пары или же разделить. Высокочастотная пара полюсов дает лучшие результаты, если они разъединены и размещены, как описано ниже. Пара нулей обычно объединяется, но может быть и разъединена и размещена по обеим сторонам от частоты излома характеристики полюса выходного фильтра с тем, чтобы поспособствовать минимизации эффекта Q-усиления LC-фильтра (рисунок 72).

Рисунок 70 - Компенсация с двумя полюсами и двумя "нулями"

Для начала проектирования определим внутреннее усиления по постоянному току функции "схема управления - выход" (GDC и ADC) по формулам (99) и (100). Максимальная частота перехода на усилении в замкнутом контуре fxo по-прежнему не может превышать 1/5 минимальной частоты переключений импульсного источника питания:

(125)

По формуле (126) определим также усиление, необходимое для приведения кривой усиления "схема управления - выход" к 0 дБ на частоте перехода:

(126)

Теперь позиции компенсационных "нулей" (fez1 и fez2). Если "нули" располагаются на одной и той же частоте, то:

(127)

Рисунок 72 - Пример компенсации с двумя полюсами и двумя "нулями" для прямоходового преобразователя с управлением по напряжению

Если же "нули" располагаются по обе стороны полюсов фильтра, то:

5 (128)

(129)

Далее, поместим полюс самой низкой частоты усилителя ошибки (fep1) на самой низкой предполагаемой частоте "нуля" ESR конденсатора:

(130)

Самая высокая частота компенсационного полюса (fep2) немного выше частоты перехода на усилении:

(131)

Теперь у нас есть все данные для расчета необходимых величин для компонентов цепи. Вначале вычислим усиление в позиции двух компенсационных "нулей" (А1):

(абсолютное усиление) (132)

Тогда получим:

(133)

(134)

(135)

(136)

(137)

где А1 и A2 -- абсолютные значения усиления (не в дБ).

Рассмотренный метод с размещением полюсов и "нулей" будет давать минимальное значение фазы превышения 45°, что нас вполне устраивает. Если попытаться иначе расположить полюсы и "нули", то положение точки максимума запаздывания по фазе LC-фильтра окажется на частоте среднего геометрического между fez2 и fep. Это будет гарантировать наилучшие характеристики фазы. Значение увеличения фазы в данном варианте компенсационном будет:

(138)



6. Пример расчёта обратноходового источника питания

6.1 Расчёт обратноходовго трансформатора

Исходные данные:

- Минимальное входное напряжение Uпит = 20 В;

- Количество вторичных обмоток, включая обмотку питания ШИМ-контроллера n = 4;

- Параметры выходных каналов источника питания приведены в таблице 3.

Таблица 3 - Параметры выходных каналов источника питания

Номер канала	Напряжение на нагрузке Uн, В	Ток в нагрузке Iн, В
2	14	0,05
3	6	0,5
4	13	0,05
5	13	0,05

Нумерация выходных каналов начинается с 2, цифрой 1 обозначаются параметры первичной обмотки. Расчётные значения напряжений увеличены на 1 В по сравнению с требуемыми из-за падения напряжения на выпрямительных диодах.

- Суммарная мощность нагрузок равна:

- Выберем частоту переключения: f = 30 кГц.

- Выберем максимальный коэффициент заполнения: DC = 0,4.

- Период следования импульсов:

- Время импульса:

Выберем материал: молибденовый пермаллой МП140-1 с параметрами:

- Эффективная магнитная проницаемость: µэф = 140 Гн/м;

- Индукция насыщения: Bs = 0,8 Тл.

Выберем параметры петли гистерезиса:

- Среднее значение индукции: B0 = 0,16 Тл;

- Размах индукции: ДB = 0,11 Тл;

- Найдём требуемый объём сердечника:

Выберем кольцевой сердечник К24x13x5,2, его объём Vс = 1,6710-6 м3, длина магнитной линии: lср = 5,8110-2 м.

- Найдём число витков первичной обмотки:

Округлим полученное значение до 85 витков и уточним параметры петли гистерезиса:

- Амплитуда переменной составляющей индукции составляет:

- Найдём среднее значение H0 и размах ДH напряжённости магнитного поля:

;

.

- Найдём минимальное i1min и максимальное i1max значение тока первичной обмотки:

;

.

- Действующее значение тока I1:

- Задавшись плотностью тока в обмотках j = 3 А/мм2, найдём сечение провода первичной обмотки:

.

- Определим диаметр провода первичной обмотки:

.

- Определим число витков вторичных обмоток трансформатора:

.

- Коэффициенты пропорциональности между токами нагрузок:

;

;

.

- Число витков эквивалентной вторичной обмотки:

.

- Минимальное и максимальное значение тока вторичной обмотки:

.

- Действующее значение тока I2:

.

- Действующие значения токов вторичных обмоток:

;

;

.

- Определим сечение и диаметр жилы вторичных обмоток:

;

.

;

.

;

.

;

.

Полученные результаты сведены в таблице 4.



Таблица 4 - Расчётные параметры обратноходового трансформатора

Материал сердечника	Молибденовый пермаллой МП140-1
Размеры сердечника К24x13x5,2
Внешний диаметр D, мм	24
Внутренний диаметр d, мм	13
Высота h, мм	5,2
Параметры обмоток
Номер обмотки	Число витков w	Диаметр жилы провода, мм
1 (первичная)	85	0,46
2 (обмотка питания контроллера)	90	0,17
3 (канал +5В)	38	0,53
4 (канал +12В)	83	0,17
5 (канал -12В)	83	0,17

6.2 Выбор активных и пассивных компонентов

В идеальном обратноходовом источнике питания без паразитных элементов напряжение на стоке силового ключа вычисляется по формуле:

(139)

Однако из-за наличия паразитных элементов схемы при закрытии транзистора на его стоке наблюдается кратковременный бросок напряжения. Поэтому теоретическое значение нужно увеличить приблизительно на 50% (для низковольтных маломощных преобразователей без применения демпферов). В качестве Uп теперь надо взять максимальное входное напряжение, т.к. это наиболее неблагоприятный случай для силового ключа.

Итого, получаем:

.

По расчётам предыдущего раздела максимальный импульсный ток первичной обмотки равен .

По полученному напряжению и току выбираем транзистор фирмы International Rectifier IRFD110. Его параметры приведены в таблице 5.

Таблица 5 - Параметры транзистора IRFD110

Максимальное напряжение сток-исток, В	100
Максимальный ток через открытый канал, А	1
Сопротивление открытого канала, Ом	0,54
Управляющее напряжение на затворе, В	8 - 16
Скорость нарастания напряжения на стоке, В/нс.	5,5

Максимальное обратное напряжение на выпрямительном диоде для наиболее нагруженного по напряжению канала составляет:

.

По этим данным выбираем КД212А. Его параметры приведены в таблице 6.

Таблица 6 - Параметры диода КД212А

Максимальное обратное напряжение, В	200
Максимальный прямой ток, А	1
Прямое напряжение, В	1
Максимальная частота переключения, кГц	100
Время обратного восстановления, нс	300

Исходя из требуемой величины пульсаций (считаем по двойной амплитуде) Uпульс 2А = 100 мВ = 0,1 В на выходе +5 В, рассчитаем ёмкость выходного фильтра по формуле:

.

Поставим на каждый канал по 4 конденсатора Jamicon 47 мкФ x 100 В для снижения эквивалентного последовательного сопротивления (по сравнению с одним большим конденсатором). Общая ёмкость получиться равной . Запас по напряжению вполне достаточен для всех каналов.

Размещено на Allbest.ru