Расчет импульсного источника питания

Последний интервал процесса включения полевого транзистора характеризуется максимальным уменьшением сопротивления канала из-за дальнейшего увеличения управляющего напряжения. Напряжение на затворе увеличивается от VGS,Miller до своего максимального значения VRDV, и весь входной ток идет на дальнейший заряд CGS и перезаряд CGD. Выходной ток при этом остается неизменным, а напряжение сток-исток немного уменьшается, поскольку уменьшается сопротивление канала.

Процесс выключения полевого транзистора, представленный на рисунке 40, можно разбить на те же самые четыре шага, что и процесс включения, но только в обратном порядке. Перед началом процесса транзистор пропускает через себя весь ток нагрузки, в нашем примере IDC, и напряжение на нем определяется падением от тока нагрузки на сопротивлении открытого канала RDC(on).



Рисунок 40 - Процесс выключения транзистора

Первый интервал, известный как задержкой выключения, характеризуется разрядом входной емкости транзистора CISS с начального уровня до уровня плато Миллера. Ток драйвера протекает через паразитные конденсаторы CGS и CGD. Ток через транзистор остается неизменным, а напряжение сток-исток слегка увеличивается (из-за увеличения сопротивления открытого канала).

Во время второго интервала, относящемуся к плато Миллера на диаграмме, напряжение сток-исток транзистора увеличивается со значения ID·RDS(on) до максимального значения, в нашем случае до уровня выходного напряжения, после чего открывается демпфирующий диод. Весь ток драйвера идет на перезаряд конденсатора CGD, поскольку напряжение на затворе остается постоянным, а напряжение на стоке возрастает. Также, этот ток протекает через конденсатор фильтра на VDRV, и вычитается из тока стока. Общий ток стока равен току нагрузки, в нашем примере IDC на рисунке 38.

Третий интервал начинается с момента открывания диода и образования альтернативного пути для тока нагрузки. Напряжение на затворе падает от VGS,Miller до VTH, и основной ток драйвера идет на разряд емкости CGS, поскольку CGD оказался практически полностью перезаряженным в течении предыдущего периода. Транзистор находится в линейном режиме, и уменьшение напряжения исток-затвор приводит к уменьшению тока стока, который падает практически до нуля в конце интервала. Напряжение на стоке транзистора остается постоянным, "привязанным" через открытый диод к выходному напряжению.

Последний, четвертый, период характеризуется неизменными напряжением и током через транзистор. Входная емкость его (как и в предыдущем периоде в основном образованная конденсатором CGS) продолжает разряжаться до нуля.

Резюмируя, можно сказать, что процессы переключения полевого транзистора между полностью открытым и полностью закрытым состояниями можно разбить на четыре интервала, и их продолжительность зависит от величин паразитных элементов, тока драйвера и от напряжения на транзисторе. Все эти параметры чрезвычайно важны при разработке высокоскоростных переключающих устройств.

Времена задержек включения и выключения, времена спада и нарастания напряжения обычно приводятся в спецификациях на полевые транзисторы. К сожалению, эти величины даются для конкретных условий тестирования и при резистивной нагрузке, что весьма затрудняет сравнение полевых транзисторов различных производителей. К тому же на практике, особенно при реальной индуктивной нагрузке, ключевые свойства транзисторов значительно отличаются от заявленных в спецификациях.

4.2.3 Потери

Неизбежные потери при переключении полевого транзистора можно разделить на две категории.

Первый, более простой механизм потерь - это потери в управляющей цепи. Как описано выше, при переключении полевого транзистора происходит перезаряд его входной емкости CISS, и величина заряда, необходимая для изменения напряжения затвора от нуля до VDRV, приводится в спецификациях как зависимость от напряжения затвор-исток. Пример такой зависимости приведен на рисунке 41. График дает зависимость величины заряда затвора от напряжения затвор-исток при разных величинах напряжения сток-исток (из-за эффекта Миллера, часть графика выше горизонтальной его части), причем для наихудшего случая. Как только найдена величина необходимого для переключения заряда, можно легко найти потери в управляющей цепи:

(82)

где VDRV - амплитуда управляющего сигнала, а fDRV - его частота, в большинстве случаев равная частоте переключения. Здесь интересно заметить, что произведение QG на fDRV дает необходимый для управления полевым транзистором ток.

Рисунок 41 - Типовая диаграмма общего заряда затвора

Все тепло от потерь мощности рассеивается в схеме управления. Возвращаясь к рисункам 39 и 40, можно увидеть, что эти тепловыделяющие элементы представляют собой омические сопротивления на пути прохождения тока затвора - выходное сопротивление драйвера, внешний резистор между выходом драйвера и затвором транзистора и во внутреннем сопротивлении затвора. Видно, что рассеиваемая мощность зависит от времени прохождения заряда через эти омические сопротивления. Используя обозначения резисторов из рисунков 39 и 40, можно написать следующие зависимости для рассеиваемой мощности:

(83)

В этих формулах подразумевается, что выход драйвера имеет чисто омическое сопротивление, как это обычно бывает в драйверах с выходным каскадом на полевых транзисторах. Если же выходной каскад построен на биполярных транзисторах, его сопротивление нелинейно, и приведенные формулы не могут дать корректный результат. Если используется достаточно низкоомный затворный резистор, основная мощность будет рассеиваться в драйвере; если же его сопротивление достаточно велико что бы ограничить затворный ток ниже максимального тока драйвера с выходом на биполярных транзисторах, то основная мощность будет рассеиваться в этом затворном резисторе.

В дополнение к потерям в управляющей цепи, силовой ключ рассеивает значительную мощность в короткие периоды переключения, когда через него протекает значительный ток при существенном напряжении на устройстве (то есть в линейном режиме), и для минимизации этих потерь необходимо сокращать время переключения.

Рассматривая процессы включения и выключения полевых транзисторов, мы видели, что линейный режим работы транзистора ограничен периодами 2 и 3 и в том, и в другом случае, и ограничен изменением напряжения на затворе между VTH и VGS,Miller.

Этот факт приводит нас к очень важному для правильного проектирования драйверов выводу: наиболее важен выходной (как втекающий, так и вытекающий) ток при выходном напряжении в районе плато Миллера. При максимальном же значении выходного напряжения (обычно равным VDRV) величина выходного тока, вообще говоря, малосущественна. Для обычных полевых транзисторов типовая величина плато Миллера находится в районе 5В, для Logic Level транзисторов - в районе 2,5В, и именно при этих значениях выходного напряжения мы должны обеспечить максимальный выходной ток для минимизации времени нахождения устройства в линейном режиме и, соответственно, потери.

Предварительную оценку потерь на переключение в силовом полевом транзисторе можно произвести, основываясь на простой линейной аппроксимации тока затвора, тока стока и напряжения на стоке в периодах 2 и 3.

Сначала определим ток затвора в эти периоды:

(84)

(85)

Если допустить, что IG2 заряжает входную емкость транзистора от VTH до VGS,Miller, а IG3 разряжает конденсатор CRSS от VDS(off) до нуля, то можно найти времена периодов 2 и 3:

(86)

(87)

В течении t2 напряжение на стоке равно VDS(off), и ток нарастает от нуля до номинального IL, а в течении t3 напряжение на транзисторе падает от VDS(off) почти до нуля. Снова используя линейную аппроксимацию токов и напряжений, можно найти рассеиваемую мощность за эти интервалы (период переключения обозначим как Т):

(88)

(89)

Общие потери на переключение можно найти как сумму этих двух компонентов:

(90)

Несмотря на то, что процессы переключения полевого транзистора хорошо известны, практически невозможно рассчитать точное значение потерь в них при переключении. Причина этого кроется в наличии паразитных индуктивных компонентов, которые будут значительно изменять формы токов и напряжений, и попытка учета их на практике приведет к необходимости использования дифференциальных уравнений второго порядка. А поскольку параметры, которые необходимо учитывать - такие как пороговое напряжение транзистора, величины паразитных емкостей, выходное сопротивление драйвера и пр. - имеют очень большой разброс, то вышеприведенные линейные аппроксимации выглядят более подходящими для оценки уровня потерь при переключении полевого транзистора.

4.2.4 Эффекты от паразитных компонентов

Наиболее существенное влияние на ключевые свойства полевых транзисторов оказывает индуктивность истока. Можно выделить две составляющих этой индуктивности - индуктивность внутрикорпусного подвода к кристаллу и индуктивность между выводом истока и общей землей. Обычно минусы фильтрующего конденсатора силовой части и конденсатора на питании драйвера затвора стараются расположить как можно ближе к выводу истока. Также, в случае использования резистивного датчика тока, его индуктивность тоже может добавляться к двум упомянутым составляющим.

Существуют два эффекта от наличия паразитной индуктивности в цепи стока. В начале процесса переключения скоростью, как показано на рисунках 39 и 40, но наличие на пути этого тока паразитной индуктивности замедляет этот процесс. Соответственно, увеличивается и время, необходимое для перезаряда входной емкости, т.е. увеличиваются задержки на включение/выключение транзистора. Более того, индуктивность истока и конденсатор CISS образуют резонансный контур, показанный на рисунке 42.

Рисунок 42 - Паразитные элементы цепи затвора

Этот контур возбуждается крутым фронтом управляющего сигнала, и именно это является причиной возникновения высокочастотного дребезга, иногда наблюдающегося в схемах управления. К счастью, очень высокая добротность контура, образованного LS и CISS, демпфируется (или может быть задемпфирована) небольшими сопротивлениями в цепи затвора, такими как выходное сопротивление драйвера и резисторы в цепи затвора - внешним и внутренним. Мы же можем повлиять на этот контур только изменением внешнего сопротивления RGATE, поэтому можно попробовать рассчитать его оптимальную величину:



(91)

Использование слишком маленького резистора приведет к наличию выброса на фронтах управляющего сигнала, но скорость переключения транзистора будет высокой. Если резистор будет слишком большой, выброса не будет, но скорость переключения упадет без всякого улучшения качества работы схемы управления.

Вторым эффектом от наличия паразитной индуктивности истока будет возникновение отрицательной обратной связи при быстром изменении тока стока. Этот эффект проявляется на интервале 2 при включении транзистора и на интервале 3 при его выключении. В течении этих периодов напряжение на затворе находится в диапазоне между VTH и VGS,Miller, а ток затвора определяется напряжения на полном сопротивлении затвора, VDRV-VGS. Резко изменяющийся ток протекает через индуктивность цепи стока, генерирую на ней напряжение. Это напряжение вычитается из напряжения на затворе, уменьшая ток затвора и, соответственно, скорость переключения транзистора.

Скорость изменения тока через транзистор уменьшается, и устанавливается некий баланс - работает отрицательная обратная связь.

Следующая паразитная индуктивность - индуктивность цепи стока - тоже образуется из нескольких компонентов. Сюда входит внутренняя индуктивность вывода стока и индуктивность внешних элементов -

подводящих проводников и индуктивность рассеяния трансформатора (в том случае, если он используется). Все они могут рассматриваться совместно, поскольку включены последовательно, и работают как демпфер при включении транзистора. При открывании транзистора они ограничивают скорость нарастания тока и понижают напряжение на ключе на LD·di/dt. Фактически, паразитная индуктивность стока значительно понижает динамические потери при включении транзистора. Высокое значение LD, столь привлекательно выглядящее при включении транзистора, при

его выключении приводит к большим проблемам. Быстро спадающий ток генерирует на этой индуктивности огромное напряжение, которое, значительно превышая VDS(off), приводит к выбросу напряжения на стоке и

существенно увеличивает динамические потери в ключе.

4.3 Диоды и конденсаторы

4.3.1 Полупроводниковые диоды для импульсных источников питания

Диоды производятся с использованием разнообразных технологий и материалов. Далее мы рассмотрим сильные и слабые стороны различных технологий диодов, обращая внимание на их применение в импульсных источниках питания.

Нас всегда учили, что диод начинает проводить при прямом смещении его p-n-перехода (с падением напряжения около 0.7 В) и перестаёт проводить, как только напряжение на диоде падает ниже этого значения. Однако это утверждение верно лишь для схем с низким быстродействием и теряет актуальность, когда речь идёт о быстрых временах нарастания и спада импульсов и высоких частотах в импульсных источниках питания.

4.3.1.1 Плоскостные диоды

Плоскостные диоды состоят из области p-материала (в котором носителями электрического тока являются дырки) у одного вывода и области n-материала (ток переносится электронами) у другого вывода. Зона, расположенная между двумя легированными областями, называется обеднённым слоем, в котором очень мало свободных дырок и электронов. Обеднённый слой можно рассматривать как полупроводник с собственной проводимостью. Когда p-n-переход смещается в прямом направлении, дырки и электроны инжектируются в обеднённый слой, где они рекомбинируют, что вызывает протекание тока. При прямом смещении толщина обеднённого слоя существенно уменьшается. Когда р-n-переход смещается в обратном направлении, прикладываемое напряжение «оттягивает» дырки с одной стороны и электроны -- с другой стороны перехода. При этом толщина обеднённого слоя увеличивается. Обеднённый слой выступает в качестве диэлектрика, а р- и n- области -- в качестве обкладок конденсатора. p-n-переход обладает ёмкостью при прямом и при обратном смещении. Ёмкость уменьшается с увеличением обратного смещения.

Существует некоторое конечное время, требуемое для инжекции достаточного заряда в обеднённый слой, чтобы ток мог течь через диод при его отпирании. Оно называется временем установления прямого напряжения и представляет собой очень короткий интервал времени, в течение которого прямое напряжение на диоде превышает величину нормального прямого напряжения на диоде в открытом состоянии. Это превышение не слишком значительно, а время установления прямого напряжения не является критическим параметром при выборе диода. Оно тем меньше, чем меньше время обратного восстановления. Как правило, в справочных данных значение времени установления прямого напряжения не указывается.

Дырки являются неосновными носителями заряда и движутся очень медленно по сравнению с электронами. Как только дырки пересекают обеднённый слой, они рекомбинируют с электронами. Когда прикладываемое к диоду напряжение снижается до нуля и становится отрицательным, инжекция дырок и электронов прекращается. Однако существует конечное время, необходимое для рекомбинации всех дырок с электронами в обеднённом слое. Этот интервал времени, требуемый для полного прекращения тока, называется временем обратного восстановления. Таким образом, рекомбинация дырок и электронов порождает обратный ток в течение некоторого времени после того, как прикладываемое напряжение снизилось до нуля.

Время обратного восстановления -- первый критерий выбора диода. Оно, как и время установления прямого напряжения, должно быть гораздо меньше длительности рабочего цикла при самом малом коэффициенте заполнения, чтобы диод работал преимущественно в режиме проводимости. Плоскостные диоды подразделяются на диоды со стандартным восстановлением, быстрым восстановлением и ультрабыстрым восстановлением.

Диоды со стандартным восстановлением подходят только для устройств промышленной частоты, так как время их обратного восстановления составляет обычно 1...10 мкс. Во многих справочных данных по диодам со стандартным восстановлением время обратного восстановления даже не указывается. Диоды с быстрым восстановлением обычно имеют время обратного восстановления в диапазоне 100...250 не, а диоды с ультрабыстрым восстановлением -- в диапазоне 25...50 не.

Силовые диоды большой мощности производятся на основе не классического диффузионного p-n-перехода, а так называемой p-i-n-структуры. Между р- и n-слоями расположен дополнительный слой кремния, обладающего собственной проводимостью, что повышает максимально допустимое обратное напряжение диода. Рабочее напряжение p-i-n-диода может превышать 1000 В. Слой кремния с «собственной» проводимостью на самом деле является слаболегированным n-материалом. Чем толще этот слой, тем выше обратное напряжение, но при этом также повышается и прямое падение напряжения на диоде, поскольку удельное сопротивление кремния довольно велико. Слой с собственной проводимостью может легироваться золотом для повышения скорости рекомбинации неосновных носителей заряда, тем самым уменьшается время обратного восстановления. Однако приходится искать компромисс между снижением времени обратного восстановления и величиной падения напряжения на смещённом в прямом направлении p-i-n-диоде (обычно оно составляет около 0.8 В). P-i-n-диоды имеют приемлемый обратный ток утечки, на который не очень сильно влияет повышение температуры. Большинство ультрабыстрых p-i-n-диодов представляют собой эпитаксиальные диоды с быстрым восстановлением (FRED). Процесс их производства похож на эпитаксиальную технологию производства биполярных транзисторов. На рисунке 43 изображён диод FRED в разрезе. Данная технология позволяет значительно снизить время и ток обратного восстановления. Хорошие подробные описания диодов, производимых по технологии FRED, можно найти на сайтах фирм Philips и International Rectifier.

Рисунок 43 - Поперечное сечение эпитаксиального диода с быстрым восстановлением (FRED)

Ток обратного восстановления «ответствен» за ряд нежелательных эффектов, возникающих при работе импульсных источников питания. Большая величина этого тока может стать проблемой при выборе ключа, так как этот большой обратный ток будет суммироваться с током заряда дросселя. Форма тока обратного восстановления является причиной дополнительных радиочастотных помех, производимых источником питания. Формы сигналов при обратном восстановлении показаны на рисунке 44.



Рисунок 44 - Формы сигналов при обратном восстановлении

Ток через диод в рассматриваемом примере постоянен, пока диод смещён в прямом направлении. Когда ключ открывается, ток через диод начинает уменьшаться, но прямое падение напряжения остаётся прежним, потому что диод всё ещё находится в проводящем состоянии. Ток постепенно становится отрицательным вследствие того, что с электронами начинают рекомбинировать избыточные неосновные носители заряда. Напряжение всё ещё положительно, но уже ниже прямого напряжения. Это время по стандарту EIA обозначается как tА. По мере того как приложенное напряжение блокируется растущим сопротивлением обеднённой области, отрицательный ток восстановления уменьшается до нуля в течение времени tB. Если время tB очень мало (так называемое «резкое восстановление»), то возникают большие радиочастотные помехи. Диоды FRED отличаются пониженным током обратного восстановления (за счёт ограничения количества неосновных носителей заряда) и плавностью характеристики восстановления. По стандарту EIA коэффициент плавности определяется как tB/tA. При значении коэффициента более 1 восстановление считается плавным, а при значении менее 1 -- резким. Рисунок 45 иллюстрирует проблему, связанную с использованием этого коэффициента плавности.



Рисунок 45 - Три сигнала с одинаковыми коэффициентами плавности, но с разной крутизной

Каждый из сигналов имеет один и тот же коэффициент плавности, но максимальная крутизна левого сигнала меньше, и он будет иметь меньшее число гармоник, чем остальные. Если проектируемая схема чувствительна к высокочастотным помехам, следует выбирать современные диоды FRED с хорошим коэффициентом плавности. Производители диодов FRED в условиях жёсткой конкуренции постоянно работают над снижением тока обратного восстановления и обеспечением как можно более плавного восстановления. Диоды с технологией FRED имеют ряд преимуществ перед стандартными диодами с ультрабыстрым восстановлением (производимых обычно с использованием двойного диффузионного процесса):

- Время обратного восстановления значительно ниже, чем у стандартных диодов, благодаря меньшему количеству накапливаемого заряда в обеднённом слое или в слое с собственной проводимостью.

- FRED обладают значительно более плавным восстановлением, чем стандартные диоды. Коэффициент плавности в 2...10 раз выше, чем у стандартных диодов.

- Время обратного восстановления меньше зависит от температуры, чем у стандартных диодов.

- Прямое напряжение VF обычно ниже, чем у стандартных диодов, так как эпитаксиальная технология позволяет лучше управлять легированием n- и р-слоёв. Технология диодов FRED предполагает, что накопление ими заряда должно быть минимальным (как правило, не более 100 нКл). Однако даже столь малая величина заряда инициирует протекание большого, многоамперного тока, если время протекания составляет всего лишь 20 не. Вполне можно ожидать значений обратного тока 2...8 А.

Резкое восстановление диода возбуждает контур, состоящий из ёмкости перехода и паразитных индуктивностей схемы. Применение диодов с плавным восстановлением может исключить потребность в демпферах, так как в этом случае энергия сигнала будет недостаточной для возбуждения резонансного контура.

Эффект обратного восстановления в диодах сетевого выпрямителя может вносить существенный вклад в величину радиочастотных помех. Обратное восстановление в стандартных р-n- ил и p-i-n -диодах происходит за десятки микросекунд и задействует тысячи нанокулон заряда. Применяя вместо диодов со стандартным восстановлением диоды с ультрабыстрым плавным восстановлением, можно снизить энергию, которая должна быть отфильтрована входным фильтром электромагнитных помех. Эффект обратного восстановления стандартных диодов является причиной появления в источниках питания гармоник промышленной частоты вплоть до 10 МГц и выше.

4.3.1.2 Диоды Шотки

Эффект Шотки возникает при контакте металла с полупроводниковым материалом. В самых старых диодах (точечных) использовалось металлическое остриё. В металле при его соприкосновении с полупроводником образуется область пространственного заряда, что позволяет току течь в одном направлении, но не пропускает его в другом. Диоды Шотки являются развитием этой технологии. Современные диоды Шотки имеют структуру, изображённую на рисунке 46.



Рисунок 46 - Структура современного диода Шотки

Выпрямительный переход создаётся слоем металла (обычно золота, платины, алюминия или палладия), нанесённого на поверхность слаболегированного полупроводника. Применяемый металл и уровень легирования влияют на характеристики выпрямления. Свойство выпрямления возникает вследствие разности энергетических уровней материалов. Тыльная сторона полупроводника легируется сильнее, а контакт с обратной стороны называется омическим, так как энергетические уровни материалов очень близки, и область контакта по своим свойствам напоминает резистор. Ток течёт через диод Шотки вследствие того, что под воздействием прямого напряжения смещения p-n-перехода электроны в металле преодолевают потенциальный барьер. Поэтому диоды Шотки называются также диодами с «горячими» носителями заряда.

Ток в полупроводниковом материале представляет собой поток электронов. Электроны -- основные носители заряда, и скорость протекания тока выше, чем в p-материале плоскостного диода. Поэтому диоды Шотки -- самые быстродействующие из всех диодов. Поскольку в области перехода отсутствуют неосновные носители заряда, диод запирается сразу же, как только прикладываемое напряжение снижается до нуля. Однако процесс заряда ёмкости перехода вызывает протекание обратного тока. Эта ёмкость весьма мала, поэтому и обратный ток имеет чрезвычайно низкую величину. Диоды Шотки характеризуются практически нулевым временем прямого и обратного восстановления, потому что их проводимость не зависит от неосновных носителей заряда.

Прямое падение напряжения у кремниевого диода Шотки очень мало, обычно порядка 0.2...0.45 В. Падение напряжения пропорционально максимальному обратному напряжению. Например, падение напряжения на диоде с обратным напряжением 10 В может составлять всего лишь 0.3 В. Чем выше максимальное обратное напряжение и номинальный ток, тем больше прямое падение напряжения вследствие увеличения толщины n-слоя. Диод с повышенной предельно допустимой температурой имеет большее прямое падение напряжения, которое уменьшается с понижением температуры перехода. Этот отрицательный температурный коэффициент по току позволяет снизить рассеивание мощности, но усложняет параллельное включение диодов.

Главный недостаток диодов Шотки -- большой обратный ток утечки. Он имеет экспоненциальную зависимость от температуры и возрастает при повышении температуры и обратного напряжения. Максимальный ток утечки определяется технологией производства диодов. Чем выше декларируемые номинальное обратное напряжение диода и максимальная температура перехода, тем меньше утечка.

Производители диодов Шотки постоянно повышают максимально допустимое обратное напряжение этих приборов. Десять лет назад диоды Шотки можно было использовать только в преобразователях с выходным напряжением 5 или 12 В. В настоящее время их производят по арсенид-галлиевой и карбид-кремниевой технологиям с более высоким номинальным напряжением. Максимальное обратное напряжение кремниевых диодов Шотки -- порядка 150 В, что делает их пригодными для универсальных первичных источников питания с напряжением 48 В в телекоммуникационных системах. Пиковое обратное напряжение арсенид-галлиевых диодов достигает 300 В, что позволяет использовать их при выходном напряжении 100 В. Прямое падение напряжения для арсенид-галлиевых диодов Шотки составляет обычно 0.8 В. Как правило, с этим не возникает проблем, так как ток в высоковольтных источниках питания обычно намного меньше, чем в низковольтных.

До недавнего времени в повышающих преобразователях применялись только высоковольтные ультрабыстрые или FRED-диоды. Значительное время прямого и обратного восстановления этих диодов ограничивало их применение частотами 100...300 кГц. Максимальное обратное напряжение карбид-кремниевых диодов Шотки, производимых фирмами Advanced Power Technologies, Infineon и Сгее, достигает 1200В. Производители предполагают, что следующие поколения карбид-кремниевых диодов будут выдерживать напряжения до 2000 В. Типовое прямое падение напряжения у карбид-кремниевых диодов составляет: 1.5 В -- для 600-вольтовых диодов и 3.0 В -- для 1200-вольтовых диодов, поэтому рассеивание мощности на них выше, чем на диодах FRED, при одном и том же уровне тока. Значительная доля потерь FRED является следствием эффекта обратного восстановления, тогда как в карбид-кремниевых диодах Шотки на первом месте стоят потери из-за снижения проводимости при высоких температурах. Тем не менее карбид-кремниевые диоды способны выдерживать значительно более высокие температуры, чем кремниевые диоды, при одном и том же размере кристалла. Прямое напряжение имеет положительный температурный коэффициент, поэтому можно запараллеливать карбид-кремниевые диоды с целью повышения предельно допустимого тока. Ещё одно преимущество карбид-кремниевых диодов заключается в том, что обратный ток утечки имеет гораздо меньшую зависимость от температуры, чем у кремниевых или арсенид-галлиевых диодов.

Поскольку в диодах Шотки практически отсутствует эффект прямого или обратного восстановления применение карбид-кремниевых диодов позволяет цепям коррекции коэффициента мощности работать на частотах свыше 500 кГц. Это позволяет намного уменьшить габариты дросселей и повысить производительность. Упрощается также фильтрация электромагнитных помех, так как компоненты фильтра могут быть гораздо меньше при одинаковой степени ослабления помех.

4.3.2 Конденсаторы для импульсных источников питания

Конденсатор представляет собой просто ёмкость, только если речь идёт о низкочастотной или маломощной аналоговой схеме. Для импульсных источников питания это не так. Высокие токи и высокие частоты оказывают значительное влияние на выбранные нами конденсаторы.

4.3.2.1 Характеристики конденсатора

Конденсатор характеризуется главным образом тем, что он накапливает заряд под воздействием приложенного к нему напряжения. Реальный конденсатор можно представить как комбинацию сопротивления, ёмкости и индуктивности. Эквивалентные схемы реальных полярного и неполярного конденсаторов изображены на рисунке 47.

Обратите внимание, что в полярных конденсаторах имеется также паразитный диод, который позволяет течь току, если конденсатор смещён в обратном направлении. Этот диод является настоящим физическим диодом, образованным металлами и оксидами, применяемыми для пластин и диэлектрика.

Рисунок 47 - Эквивалентные схемы реальных полярного и неполярного конденсаторов

Полярные конденсаторы изготавливаются из металлов, называемых «вентильными» из-за характеристик металла и оксидного диэлектрика. Вентильные металлы, применяемые в производстве конденсаторов, -- это алюминий, тантал и ниобий.

Первостепенное влияние на характеристики реального конденсатора оказывают его ёмкость, эквивалентная последовательная индуктивность (ЭПИ) и эквивалентное последовательное сопротивление (ЭПС). Следует также принимать во внимание возможные неисправности (отказы) для каждого типа конденсатора, чтобы при проектировании источника питания обеспечить его надёжность. Каждый тип конденсаторов имеет свои отличительные особенности с точки зрения возможных отказов.

Характеристики потерь энергии в конденсаторах описываются в каталогах и справочных данных тремя параметрами: коэффициентом рассеяния, тангенсом угла потерь и импедансом.

На рисунке 48 показаны взаимозависимости величин, определяющих характеристики потерь в конденсаторе. Заметьте, что все три параметра зависят от XC и XL (ЭПИ). Так как XC и XL частотно-зависимы, то и характеристики потерь также зависят от частоты.

Рисунок 48 - Взаимозависимость величин, определяющих характеристики потерь в конденсаторе

Отметим также, что любой внешний фактор, влияющий на величину ёмкости, например приложенное напряжение или изменение температуры, воздействует также и на характеристики потерь. Коэффициент рассеяния выражается в процентах:

(92)

На практике для обеспечения требуемого напряжения пульсаций DF должен быть не менее 67%.

Тангенс угла потерь и коэффициент мощности тесно взаимосвязаны. Коэффициент мощности -- это косинус угла, образованного векторами полного сопротивления и ЭПС. Тангенс угла потерь -- это тангенс смежного угла.

(93)

Полное сопротивление равно модулю вектора, образованного векторами ЭПС и ХC (в комбинации с XL).

Предельно допустимый ток пульсаций зависит от величины ЭПС. Если через конденсатор течёт переменный ток, то активная мощность рассеивается именно в ЭПС. Рассеивание мощности обусловливает повышение температуры конденсатора. Для каждой из технологий производства конденсаторов существуют свои предельно допустимые значения рассеиваемой мощности и рабочей температуры.

4.3.2.2 Алюминиевые электролитические конденсаторы

Алюминиевые электролитические конденсаторы производятся по самой «старой» и наиболее широко распространённой технологии. Они лучше всего подходят для использования в первичном источнике автономного сетевого источника питания. Электролитические конденсаторы имеют высокую ёмкость, большое номинальное напряжение, малые габариты и применяются в цепях питания и на звуковых частотах. Такие характеристики относятся к несомненным достоинствам алюминиевых электролитов.

Все алюминиевые электролитические конденсаторы представляют собой «сэндвич», состоящий из слоя алюминиевой фольги (анод конденсатора), бумажной прокладки, ещё одного слоя алюминиевой фольги (катод конденсатора) и ещё одного слоя бумаги. Этот «сэндвич» сворачивается в рулон и помещается в герметичный контейнер. Для подключения к внешней цепи к анодному и катодному фольгированным слоям привариваются проводники. Кроме того, катодный и анодный слои алюминиевой фольги химически протравливаются с целью увеличения площади их поверхности и соответственно ёмкости конденсатора. При этом ёмкость высоковольтных конденсаторов возрастает примерно в 20 раз, а низковольтных конденсаторов -- даже в 100 раз. Диэлектрик в алюминиевом электролитическом конденсаторе представляет собой слой оксида алюминия, образованный на поверхности «анодной» фольги. От глубины оксидирования зависят номинальное напряжение и ёмкость конденсатора. Оксидный слой формируется следующим методом: алюминиевая фольга помещается в раствор находящегося под электрическим напряжением электролита и протягивается через него. Катодный слой протравливается, чтобы улучшить электрический контакт с жидким электролитом. Жидкий электролит обычно служит отрицательным выводом конденсатора.

Сэндвич сворачивается в рулон, который затем погружается в электролит, состоящий из растворителя и солей. Растворителем обычно служат этиленгликоль, диметилформальдегид или гаммабутиролацетон, а в качестве соли используются борат аммония или другие соли аммония. Тип применяемого растворителя определяет температурные характеристики конденсатора. После того как рулон впитает в себя жидкий электролит, он помещается в алюминиевую банку. Небольшие конденсаторы производятся с резиновой пробкой внизу банки, чтобы закупорить электролит и обеспечить защитный отвод. Большие конденсаторы имеют фено-пластовый или нейлоновый колпачок с уплотнительным кольцом для герметизации. Пластиковый уплотнитель обычно имеет защитный дренаж. Защитный дренаж может быть также создан рифлением алюминиевой банки, чтобы в банке образовывались трещины по линиям насечки. Электрические контакты выводятся через нижний уплотнитель конденсатора. Присутствие в электролите небольшого количества воды позволяет конденсатору самовосстанавливаться после электрического пробоя. При пробое внутри конденсатора протекает большой ток, который разлагает воду на водород и кислород. Кислород реагирует с алюминием, заново создавая оксидный слой и восстанавливая конденсатор, а водород выходит в атмосферу через защитный дренаж.

Главной причиной выхода из строя алюминиевого электролитического конденсатора является его перегрев. Когда температура конденсатора достигает точки кипения электролита, внутреннее давление возрастает и некоторое количество электролита уходит наружу через дренаж. Вследствие потери электролита увеличивается ЭПС, что становится причиной ещё большего разогрева. Эта положительная обратная связь приводит к быстрому выходу конденсатора из строя. Вследствие потери электролита в электролитических конденсаторах происходит обрыв цепи.

Диод в эквивалентной схеме фактически работает как стабилитрон. Когда напряжение превышает номинальное значение, конденсатор постепенно начинает проводить ток и напряжение остаётся относительно постоянным. Протекание тока вызывает повышение температуры, что в свою очередь приводит к выходу конденсатора из строя. Обратное напряжение пробоя эквивалентного диода составляет около 1.5 В, и если сместить конденсатор в обратном направлении на эту или большую величину, то это приведёт к выходу его из строя по причине перегрева.

Диэлектрическая проницаемость оксидного слоя падает с ростом частоты, поэтому ёмкость также снижается. ЭПС конденсатора в основном зависит от свойств электролита. ЭПС снижается с ростом частоты и температуры.

Большое влияние на ЭПС и ёмкость конденсатора оказывают низкие температуры. ЭПС при температуре --40°С обычно возрастает в 100 раз. Снижение ёмкости при температуре --40°С может составлять до 40% в зависимости от характеристик конденсатора. Увеличение ЭПС в свою очередь снижает предельно допустимый ток пульсаций конденсатора.

Надёжность импульсных и входных сетевых фильтрующих конденсаторов в первую очередь зависит от их предельно допустимого тока пульсаций. Ток пульсаций, текущий в ЭПС, разогревает конденсатор. Конденсатор, работающий на пределе своих температурных возможностей, может продержаться неделю-две и выйти из строя. Важно при выборе алюминиевого электролита уметь пользоваться взятыми из справочных данных производителя графиками расчёта срока службы, чтобы быть уверенными в том, что источник питания удовлетворит требованиям надёжности. Обычно конденсатор с номинальной температурой 85°С имеет при такой температуре срок службы 2000 часов. Для того чтобы получить срок непрерывной службы несколько лет, максимальную рабочую температуру для этого конденсатора необходимо значительно снизить. Многие производители выпускают серии конденсаторов, предназначенных для работы при повышенной температуре. Обычно там, где максимальная температура составляет 80°С, используют конденсатор с номинальной температурой 105°С. Работа конденсатора при температуре на 25°С ниже номинальной повышает срок его службы в 1000 раз.

Алюминиевые электролитические конденсаторы обычно не выпускаются для поверхностного монтажа. При пайке электролит может закипеть, и образующиеся вследствие этого химически активные вещества будут разъедать корпус. Некоторые производители всё же выпускают электролитические конденсаторы для поверхностного монтажа, но с очень строгими требованиями к процессу автоматической пайки.

Индуктивность алюминиевых электролитов в первую очередь обусловливается индуктивностью выводов. Самую низкую ЭПИ (порядка 20нГн) имеют конденсаторы с монтажом на поверхность, а самые большие значения ЭПИ -- у компонентов с аксиальными выводами (порядка 200 нГн). ЭПИ обычно не принимается во внимание, так как преобладающее влияние на полное сопротивление конденсатора оказывает его ЭПС.

4.3.2.3 Твердотельные танталовые и ниобиевые конденсаторы

Главным достоинством твердотельных танталовых конденсаторов является их высокая удельная ёмкость. Они имеют значительно более низкое максимальное напряжение, чем алюминиевые электролиты. Максимальное рабочее напряжение колеблется в пределах 30...50 В, в зависимости от технологии производства. Ниобиевые конденсаторы изготавливаются похожим образом и имеют сходные характеристики. Главным преимуществом танталовых и ниобиевых конденсаторов с монтажом на поверхность является их способность выдерживать температуру пайки.

В твердотельных танталовых конденсаторах в качестве диэлектрика используется оксид металла, так же как и в алюминиевых электролитах. Анод танталового конденсатора сначала формируется из смеси связующего вещества и маленьких крупиц тантала. Смесь прессуется в заготовку со вставленной в неё танталовой проволокой. Затем заготовка нагревается, чтобы удалить связующее вещество и получить пористую металлическую структуру с очень большой площадью поверхности. Заготовка спекается при высокой температуре, сплавляя крупицы тантала в пористую твердотельную структуру. Диэлектрик -- пентоксид тантала -- формируется погружением заготовки в раствор кислоты и пропусканием тока через заготовку и раствор при высокой температуре. Изменяя силу тока и время его протекания, можно контролировать толщину оксидного слоя и создаваемую ёмкость. В процессе использования конденсатора возможно появление тока утечки, причиной которого является наличие примесей в поверхностном слое диэлектрика. При формировании диэлектрика между металлическим танталом и пентоксидным слоем создаётся дополнительный слой оксида тантала. При этом образуется диодная структура металл-диэлектрик-полупроводник, похожая на структуру диода Шотки. Эта структура при подаче обратного напряжения смещения на конденсатор работает как настоящий физический диод. Заготовка окунается в раствор нитрата марганца, а затем сушится при температуре примерно 250°С. При этом создаётся слой диоксида марганца, который используется в качестве катода конденсатора. Механический контакт со слоем диоксида марганца создаётся следующим образом: слой диоксида марганца покрывается графитом, графит в свою очередь покрывается слоем серебра, а катодный вывод корпуса для поверхностного монтажа выполняется из посеребрённой эпоксидной смолы. Катодный вывод танталовых конденсаторов, предназначенных для монтажа в отверстия в плате, припаивается непосредственно к слою серебра.

Танталовые конденсаторы обычно выходят из строя с замыканием, возможным последствием чего является возгорание. Возгоранию способствует высвобождение кислорода из диоксида марганца. Выброс напряжения (даже в пределах рабочего напряжения) может быстро пробить диэлектрик. Конденсатор начнёт потреблять ток и вырабатывать тепло, что вызовет стремительный разогрев.

Танталовые конденсаторы имеют высокую отказоустойчивость, которая ещё и увеличивается со временем. В номинальных условиях они обладают длительным сроком службы без изнашивания, в отличие от алюминиевых электролитов. ЭПС танталовых конденсаторов снижается с ростом частоты. На низких частотах ЭПС складывается из сопротивления контактирующего материала (в первую очередь графита) и диоксида марганца. ЭПИ можно не учитывать, потому что её вклад в общее сопротивление очень мал по сравнению с ЭПС. Ёмкость и ЭПС конденсатора имеют некоторую зависимость от температуры, но она значительно меньше, чем в алюминиевых конденсаторах.

Танталовые конденсаторы обычно используются при напряжении 50% от номинального, чтобы снизить вероятность выхода из строя из-за выбросов. Алюминиевые конденсаторы в отличие от них способны выдерживать выбросы тока и напряжения выше номинального рабочего напряжения. Неудивительно, что танталовый конденсатор номиналом 35В используется в цепи 12В. Фирма AVX предлагает неплохую документацию (файл surgtant.pdf), в которой описано, как снизить вероятность отказа танталовых конденсаторов из-за выбросов.

Фирма AVX производит серию конденсаторов на основе оксида ниобия вместо металлического ниобия. Оксид ниобия проводит ток, но пентоксид ниобия является изолятором. Конденсатор на основе оксида ниобия обладает лучшей надёжностью и устойчивостью к возгоранию по сравнению с танталовыми или ниобиевыми конденсаторами. Металлический ниобий имеет схожие с металлическим танталом характеристики и не может рассматриваться в качестве альтернативы танталу. Тем не менее эти конденсаторы могут стать более привлекательными благодаря дешевизне и большей доступности ниобия по сравнению с танталом.



5. Импульсный источник питания с точки зрения теории автоматического управления

"Сердцем" каждого линейного и импульсного источника питания является контур отрицательной обратной связи, который поддерживает постоянный уровень выходного напряжения. Для этого используется усилитель ошибки, который пытается минимизировать рассогласование между выходным и идеальным опорным напряжениями. Если бы мир вел себя правильно, то можно было бы использовать только инвертирующий усилитель с большим усилением, и не было бы никаких проблем. Однако реальность заключается в том, что нагрузки изменяются, и входное напряжение внезапно то подскакивает, то падает. Усилитель ошибки должен реагировать на эти изменения быстро и без каких-либо колебаний, а это сделать сложно, поскольку реакция схемы питания всегда "вялая". Если усилитель ошибки реагирует на изменения нагрузки слишком медленно, то источник питания становится инертным. Если же скорость реакции повышается, то сигнал достигает точки, где в нем могут появиться ненужные колебания. Таким образом, проблема заключается в том, насколько быстро и в какой степени реакция усилителя ошибки должна быть подогнана под схему питания.

Далее предложен пошаговый метод, которые всегда действует и позволяет выполнить расчеты меньше, чем за 20 минут.

5.1 Характеристика Боде типичных цепей, используемых в импульсных источниках питания

График Боде -- это хороший метод работы с системами обратной связи в разных диапазонах частот. В нем применяются логарифмы, поэтому потребуется инженерный калькулятор. Цель этого раздела не в том, чтобы научить читателя всему, что нужно знать о графиках Боде, а лишь дать достаточное понимание поведения элементов реальных цепей и того, как они влияют на скорость реагирования источника питания.

График Боде, фактически, состоит из двух диаграмм: зависимости усиления и фазы от частоты (в Гц). Это -- представление относительного сдвига усиления и фазы сигнала выходного напряжения, ориентируясь на сигнал входного напряжения, вносимый любым четырехполюсным каскадом. Когда более, чем один каскадов объединены вместе, соответствующие характеристики Боде можно просто сложить и получить объединенную характеристику Боде.

Простые комбинации компонентов дают характеристики, называемые полюсами и "нулями". Один полюс (см. рисунок 49) дает плоскую характеристику от постоянного тока до его частоты излома (corner frequency). Выше частоты излома возникает наклон усиления -20 дБ/декаду. Частота излома -- это частота, при которой импедансы (полные сопротивления) двух компонентов идентичны. По крайней мере, один компонент является реактивным; то есть, значение его импеданса изменяется с изменением частоты.

Рисунок 49 - Однополюсный RC-фильтр нижних частот



Импеданс индуктора (ZL = j * 2р *f *L) возрастает с частотой, а ток его ветви всегда опережает напряжение ветви на 90 градусов. Импеданс конденсатора (ZC = 1/j * 2р * f * С), начинается в бесконечности при постоянном токе и понижается с увеличением частоты, а его ток всегда отстает от напряжения на 90 градусов.

На рисунке 49, изображающем простой фильтр нижних частот, импеданс конденсатора начинается в бесконечности при постоянном токе, затем, когда она сравнивается с импедансом резистора, формируется делитель переменного напряжения, в котором выходная амплитуда составляет половину входной. Это состояние называется точкой 6 дБ. Фаза выхода по сравнению с фазой входного напряжения равна -45 градусов (то есть, отстает от входного сигнала). В конце концов, его фаза достигает 90 градусов, когда импеданс конденсатора становится намного больше импеданса резистора.

Эмпирическое правило для фазы заключается в том, что все воздействия на фазу от полюса или "нуля" происходят внутри диапазона ± 1 декада вокруг ее частоты излома характеристики. "Нуль" (см. рисунок 50) -- это просто противоположность полюсу. Он имеет плоскую характеристику усиления от постоянного тока до частоты излома, затем эта характеристики повышается со скоростью +20 дБ/декаду и максимальным опережением фазы +90 градусов.

Внутри импульсных источников питания есть цепи с характеристикой двойного полюса, когда оба элемента в каскаде реактивные (например, LC-фильтр в выходном каскаде прямоходового преобразователя) -- рисунок 51. Здесь характеристика плоская от постоянного тока до частоты резонанса, а затем, при высоких частотах, показывает характеристику усиления -40 дБ/декаду и отставание по фазе на -180°. Отставание по фазе напрямую соответствует времени задержки на выходном фильтре прямоходового импульсного источника питания.

В импульсных источниках питания для изменения функций Боде используются операционные усилители. Вначале операционный усилитель вносит дополнительные -180° отставания (инвертирующий усилитель), а любой полюс или "нуль" добавляют или вычитают усиление и фазу от этой начальной точки -180°. Обобщенная схема усилителя ошибки показана на рисунке 52.

Рисунок 50 - Простой дифференциатор "нуля" или фильтр верхних частот

Рисунок 51 - Двухполюсный фильтр: входной заградительный фильтр

Рисунок 52 - Обобщенная схема усилителя ошибки



Для операционного усилителя частота излома характеристики простого полюса или "нуля" определяется как:

Zin = Zfb (94)

Некоторые реализации схем рассматриваемых усилителей ошибки представлены на рисунках 53 - 55.

Рисунок 53 - Активный однополюсный фильтр

Рисунок 54 - Активный однополюсный фильтр с плоскими характеристиками на высоких и низких частотах



Рисунок 55 - Активный фильтр верхних частот (один "нуль") с плоскими характеристиками на высоких и низких частотах

Рассмотрим некоторые полезные математические формулы для работы с графиками Боде.

1. Определение усиления и фазы на различных частотах при наклоне кривой усиления -20 дБ/декаду:

(95)

(96)

2. Определение величины усиления и фазы на различных частотах при наклоне кривой усиления -40 дБ/декаду:

(97)

(98)

Рассмотренные формулы и схемы формируют базис для проектирования цепей компенсации контура обратной связи в источниках питания. Пример -- на рисунке 56.



Рисунок 56 - Иллюстрация использования математических инструментов

5.2 Определение характеристики разомкнутого контура импульсного источника питания

Прежде чем проектировщик сможет приступить к разработке устойчивой цепи отрицательной обратной связи, следует определить поведение управляемой системы. Для этого необходимо иметь общее понимание о вкладе всех основных секций схемы импульсного источника питания в общую характеристику Боде разомкнутого контура. К счастью, общепринятые топологии, описанные в этой книге, уже разбиты на две категории в соответствии с основными типами характеристик. Выбор одной из характеристик зависит от ранее выбранного хода проектирования. Итак, типы характеристик бывают следующими:

- прямоходовые преобразователи с управлением по напряжению;

- обратноходовые преобразователи с управлением по напряжению, а также прямоходовые и обратноходовые преобразователи с управлением по току.

Используется ли в топологии изолирующий трансформатор или нет, влияет только на характеристики постоянного тока. Упомянутые выше обратноходовые преобразователи работают исключительно в прерывистом режиме.

Характеристика "схема управления - выход" -- это просто поведение источника питания, когда из системы удален усилитель ошибки. Точка, в которой напряжение рассогласования поступает в преобразователь с ШИМ, рассматривается как входная пара полюсов системы. Точка, в которой обратная связь по выходному напряжению поступает на отрицательный вход усилителя ошибки, является выходной парой полюсов системы (рисунок 57).

Рисунок 57 - Смысл характеристики "схема управления - выход"

Когда "вход" развернут с помощью генератора развертки, результирующий график Боде -- это характеристика "схема управления - выход". Эта диаграмма наиболее значима для целей стабилизации. Приближенный график "схема управления - выход" можно также построить с помощью описанной далее процедуры, причем с весьма удовлетворительными результатами.