Разработка векторного вольтметра

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Выпускная квалификационная работа

Разработка векторного вольтметра



Введение

векторный вольтметр амплитуда сигнал

Радиосигналы СВЧ-диапазона с фазовой модуляцией и детектированием широко применяются для навигации и наведения летательных аппаратов, т.е. при создании фазированных антенных решеток и в системах радиолокации, использующих эффект Доплера. В радиосистемах СВЧ, использующих фазовые методы управления и передачи информации, в подавляющем большинстве случаев применяют гетеродинное преобразование частоты. Главным элементом устройств для преобразования частоты является их нелинейный элемент - СВЧ-смеситель, который вносит амплитудно-фазовые искажения в преобразуемые с его помощью радиосигналы, несущие информацию. Такие искажения невозможно оценить и устранить без знания фазовых сдвигов, вносимых СВЧ-смесителем в преобразуемый по частоте входной СВЧ-сигнал. Однако этот сигнал и выходной сигнал промежуточной частоты СВЧ-смесителя лежат в разных диапазонах частот, следовательно, никакими традиционными способами измерить их фазовый сдвиг невозможно.

В последнее время широкое распространение получили способы и реализующие их приборы для измерений комплексных коэффициентов передачи таких СВЧ-устройств с гетеродинным преобразованием частоты. Из-за нелинейности вольтамперной характеристики смесительного элемента (полупроводникового диода) в нем возникают нелинейные сдвиги фаз, существенно искажающие преобразованный сигнал промежуточной частоты. Широкое применения для измерений и вычислений фазовых сдвигов СВЧ-смесителей получили способы, основанные на измерении суммы и разности сдвигов фаз двух смесителей, и суммы сдвигов фаз трех смесителей, один из которых испытуемый, с последующим вычислением истинного сдвига фаз этого смесителя. Однако в обоих способах для реализации рабочих режимов измерений требуется делать до восьми переключений в диапазоне СВЧ. При этом каждое такое переключение вносит погрешность в измерения, что приводит к существенным ошибкам. [1]

Поиски путей повышения точности измерений ККП СВЧ-смесителей привели к разработке нового метода, основанного на использовании анализатора СВЧ-цепей, разработанного в Кубанском государственном университете [2,3]. Принцип работы анализатора СВЧ-цепей известен и заключается в попарном сравнении в векторном вольтметре амплитуд и фаз сигналов, поступающих с выходов вторичных каналов направленных ответвителей [4]. Такое построение анализатора позволяет измерять коэффициенты передачи и отражения любого испытуемого СВЧ-четырехполюсника. Устройство, построенное на таком методе, позволяет измерять полный комплект S-параметров испытуемых четырехполюсников, таких как СВЧ-смесители. К тому же, по сравнению с аналогичными способами, данный метод имеет существенно меньшие погрешности и более высокую точность за счет исключения СВЧ переключений и пересоединений в процессе измерений. [5]

Целью данной работы является изучение принципов работы и разработка векторного вольтметра - устройства для измерения ККП по напряжению четырехполюсников - для использования в составе разрабатываемого в Кубанском государственном университете устройства для измерения ККП и отражения нелинейных СВЧ-устройств с преобразованием частоты.

При этом необходимо решить следующие задачи:

- Рассмотреть методы измерения разности фаз и отношения амплитуд;

- Разработать схему векторного вольтметра;

- Собрать и испытать макет векторного вольтметра.



1. Базовая теория векторного вольтметра

Векторным вольтметром называется устройство для измерения ККП по напряжению четырехполюсников. ККП по напряжению называется отношение выходного комплексного напряжения четырехполюсника ко входному комплексному напряжению. Известно [6], что комплексным напряжением называется представление амплитуды и мгновенной фазы гармонического сигнала с помощью комплексного числа.

Мгновенные значения комплексных напряжений входного и выходного сигналов с одинаковой круговой частотой в показательной форме имеют вид:

где - амплитуды входного и выходного сигналов,

- их начальные фазы.

Тогда, согласно определению, ККП можно вычислить по формуле:

Таким образом, для нахождения ККП при заданной круговой частоте достаточно измерить отношение амплитуд сигналов и разность фаз между ними. Модулем ККП является отношение действительных амплитуд сигналов, а аргументом ККП - разность их фаз. При измерении ККП в диапазоне частот модуль называется амплитудно-частотной характеристикой, аргумент - фазочастотной характеристикой. [7]

Для удобства вычислений, амплитуды сигналов представляют в логарифмическом масштабе (в децибелах), что, как известно, позволяет упростить арифметические операции, заменяя операции умножения и деления на операции сложения и вычитания. Тогда формула (2) примет вид

ККП, как и комплексные амплитуды сигналов, может быть представлен на векторной диаграмме (см. рисунок 1).

- вектор ККП по напряжению, и - вектора входного и выходного комплексного напряжения четырехполюсника с круговой частотой в произвольный момент времени, - разница фаз между ними.

Рисунок 1.1 – Векторная диаграмма ККП в логарифмическом масштабе

2. Методы измерения разности фаз и отношения амплитуд двух сигналов

Методы измерения разности фаз

Значение разности фаз используется для количественной оценки времени запаздывания при прохождении сигнала через электрическую цепь, т.к. фаза и время линейно зависимы. Точность измерений разности фаз, в зависимости от поставленной задачи, может быть весьма различной: от грубых измерений с погрешностью в несколько градусов, до весьма точных измерений с погрешностью около сотой части градуса.

Обычно измерение разности фаз проводят для двух гармонических сигналов с одинаковыми частотами. Сигналы называются синфазными если разница фаз между ними равна нулю, противофазными, если равна и находящимися в квадратуре, если равна . Для измерения разности фаз используются приборы, называемые фазометрами.

Для измерения разности фаз используют методы измерений следующих типов: цифровые, с преобразованием частоты, осциллографические, компенсационные, преобразующие разницу фаз во временной интервал, по геометрический сумме и разности напряжений. [8] Измерения разности фаз с использованием различных методов могут проводиться в диапазоне от инфразвуковых до высоких частот.

Метод линейной развертки используется при наблюдении на экране одновременно двух сигналов. Сигналы подаются на оба канала осциллографа, а затем с экрана снимаются осциллографа период и сдвиг сигналов во времени и вычисляют разницу фаз по отношению сдвига сигналов к их периоду.

Погрешность при данном времени составляет и вызвана нелинейностью развертки, неточностью замера интервалов, а также ошибками определения положения оси времени.

Метод синусоидальной развертки или эллипса реализуется с помощью однолучевого осциллографа при подаче одного сигнала на вход Y, а второго - на вход X отклонения луча. При этом генератор развертки осциллографа должен быть выключен. На экране осциллографа будет наблюдаться прямая линия, если разность фаз равна нулю, и эллипс, если разность фаз отличная от нуля. Для указанного эллипса находят значение в точке пересечения с осью и амплитуду (максимальное отклонение луча по оси , обозначаемую как . Искомая разница фаз в радианах будет равна арксинусу отношения и .

Погрешность измерения разности фаз данным методом составляет и зависит от точности измерения длин отрезков, размера осциллограммы и точности фокусировки луча на экране осциллографа. Чем ближе измеряемый сдвиг фаз к нулю или к , тем больше их влияние.

Метод круговой развертки позволяет измерять разницу фаз практически в пределах . Генератор развертки осциллографа предварительно выключается, и на входы Y и X подаются первый исследуемый сигнал и сигнал, сдвинутый относительно первого на 90° с помощью ФВ. При одинаковом отклонении электронного луча на экране осциллографа будет наблюдаться осциллограмма в виде окружности. Исследуемые сигналы подаются на входы идентичных формирователей, выдающих короткие импульсы при прохождении напряжения колебания через нулевое значение при его возрастании, которые затем объединяются друг с другом с помощью логического элемента ИЛИ. Объединенный импульсный сигнал подается на вход Z управления яркостью луча осциллографа. В результате на окружности осциллографа появляются две точки повышенной яркости. Затем, используя, например, транспортир, измеряют угол между этими двумя точками относительно центра окружности, что и будет искомой разностью фаз.

На погрешность измерения разности фаз таким методом влияет точность формирования окружности, точность определения ее центра, степень идентичности порога срабатывания формирователей и точность измерения угла с помощью транспортира.

Компенсационный метод также называется нулевым методом измерений и является разновидностью метода сравнения. Измеряемая разность фаз сравнивается с известным фазовым сдвигом, создаваемым мерой - образцовым ФВ. ФВ соединяется последовательно с индикатором равенства фаз (например, с осциллографом с отключенным генератором развертки). С помощью образцового ФВ вносится дополнительный сдвиг до тех пор, пока фазы сигналов не окажутся равны. Затем искомая разность фаз считывается со шкалы образцового ФВ.

Компенсационный метод имеет высокую точность измерений. Погрешность измерений зависит в основном от погрешности шкалы образцового ФВ и составляет (0,1…0,2)°.

Метод преобразования разности фаз во временной интервал использует преобразователь, состоящий из двух одинаковых формирователей и триггера. Формирователи выдают короткий импульс при прохождении напряжения колебания через нулевое значение при его возрастании. Первый импульс запускает триггер, а второй - сбрасывает в исходное состояние. В результате на выходе триггера формируется периодическая последовательность импульсов напряжения, период повторения и длительность которых равны периоду и сдвигу во времени исследуемых сигналов. Данные импульсы поступают на резистор, соединенный с измерительным прибором. В качестве измерительного прибора применяют микроамперметр, реагирующий на среднее значение тока за период. Это среднее значение и будет пропорционально разности фаз между сигналами.

Такое устройство является аналоговым фазометром с равномерной шкалой. Погрешность измерения таким методом зависит от погрешности преобразователя и класса точности микроамперметра. Аналоговые фазометры измеряют фазовый сдвиг сигналов в диапазоне частот Гц с погрешностью .

Цифровые методы измерения разности фаз близки по принципу действия к цифровым измерителям интервалов времени и работают по методу дискретного счета. Метод дискретного счета включает в себя две операции: преобразование разности фаз в интервал времени и измерение интервала времени методом дискретного счета.

Цифровой фазометр работает следующим образом: преобразователь, принимая на вход измеряемые сигналы, формирует последовательность прямоугольных импульсов аналогично преобразователю из предыдущего метода. Импульсы с преобразователя вместе со счетными импульсами, вырабатываемыми формирователем счетных импульсов, подаются на входы временного селектора. Селектор на время длительности импульса с преобразователя пропускает счетные импульсы на вход счетчика. Кодовый сигнал со счетчика, пропорциональный разнице фаз, подается на цифровое отсчетное устройство.

Погрешность цифрового фазометра определяется погрешностью аппаратуры и погрешностью дискретности.

Также можно значительно расширить функциональные возможности, повысить надежность и точность, вкупе с прочими другими характеристиками фазометров, если построить фазометр на основе микроконтроллера. Такие фазометры имеют возможность измерять разницу фаз между двумя гармоническими сигналами за любой промежуток времени, оценивать их статистические характеристики, наблюдать флуктуации сдвигов фаз и т.д.

Методы измерения разности фаз с преобразованием частоты используются для расширения диапазона частот фазометров. Основным является гетеродинное преобразование частоты, что позволяет свести измерение разности фаз сигналов практически любых частот к измерению разности фаз на фиксированной промежуточной частоте. При измерении малых фазовых сдвигов используют умножение частоты, что увеличивает разность фаз пропорционально увеличению частоты. Таким образом, умножение частоты повышает точность измерений.

В фазометрах с гетеродинным преобразованием частоты исследуемые сигналы поступают каждый на свой канал через входные цепи на смесители преобразователя частоты. Также на смесители подается сигнал с гетеродина. Усилители промежуточной частоты (УПЧ) на выходе каждого из смесителей выделяют сигналы с разностной (промежуточной) частотой каждого канала. Выделенные сигналы поступают на низкочастотный фазометр. В случае идентичности входных цепей, смесителей и УПЧ обоих каналов разность фаз сигналов на выходе УПЧ будет равна разности фаз исследуемых сигналов.

В фазометрах с умножением частоты используются два одинаковых умножителя, на которые подаются исследуемые сигналы. После умножения частоты сигналов в раз разность фаз между сигналами также увеличится в раз. Такую разность фаз можно измерить с меньшей погрешностью. Искомая разность фаз находится делением полученной после умножения сигналов разности фаз в раз. Такие фазометры могут иметь дополнительную погрешность, вызванную усилением сторонних шумов. Такие шумы, поступая на входы умножителей вместе с сигналами, вызывают случайные отклонения фазы каждого из сигналов. Таким образом, чем больше коэффициент умножения , тем больше флюктуация фаз сигналов и тем больше погрешность измерений. Также имеет место систематическая погрешность измерений, вызванная различиями фазовых характеристик умножителей. Такую погрешность можно устранить использованием поправки, вычисленной при подаче на фазометр одного и того же сигнала.

Фазовый детектор на основе умножителя

В аналоговых схемах наилучшими характеристиками обладают ФД на основе умножителя. Простейший ФД такого типа состоит из логического элемента «Исключающее ИЛИ» и ФНЧ на выходе (см. рисунок 2.1).

Рис. 2.1. Простейшая схема ФД на основе умножителя

Исследуемые гармонические сигналы и одинаковой частоты преобразуются в цифровые сигналы и . Положительная полуволна исследуемых сигналов преобразуется в логическую единицу, отрицательная полуволна - в логический ноль. Логический элемент «Исключающее ИЛИ» выдает на выходе единицу тогда и только тогда, когда входные логические сигналы не равны друг другу. На рисунке 2.2 представлены временные диаграммы ФД такого типа.

Рис. 2.2. Временные диаграммы ФД на основе умножителя

Выходной логический сигнал имеет период, равный половине периода исследуемых сигналов и скважность, равную отношению фазового сдвига сигналов к периоду выходного логического сигнала. ФНЧ сглаживает импульсное напряжение, преобразуя скважность в постоянное напряжение . пропорционально разности фаз между сигналами. Очевидно, что такой ФД имеет диапазон измерений разности фаз и не может определять знак разности фаз. Такой недостаток может быть исправлен добавлением второго ФД, на один из входов которого поступает сдвинутый на 90° сигнал. По изменению разности фаз на втором ФД судят о знаке разности фаз между исследуемыми сигналами.

Методы измерения отношения амплитуд

Основными характеристиками измерителей отношения амплитуд являются динамический диапазон, быстродействие и погрешность деления. Зачастую измерение отношения амплитуд проводится сразу в широком частотном диапазоне. [9]

Мостовой метод в простейшем случае представляет собой перестраиваемое сопротивление, с помощью которого устанавливается баланс моста. В цепь между последовательно соединенными потенциометром и резистором включается измерительный прибор. Контур первого исследуемого напряжения проходит через потенциометр и резистор, контур второго исследуемого напряжения - через измерительный прибор и резистор. Когда схема сбалансирована, измерительный прибор будет показывать нуль. Отношение амплитуд в таком случае будет равно обратному отношению сопротивлений их контуров. Таким образом, отградуировав потенциометр, можно определять отношение исследуемых амплитуд путем балансировки схемы.

Недостатками такого метода являются крайне низкая производительность (требуется постоянная балансировка схемы) и вносимая погрешность, зависящая от точности градуировки шкалы потенциометра, его усталости, неточности вследствие человеческого фактора и т.п.

Цифровой метод заключается в использовании МК для измерения соотношения. Для этого применяются АЦП, преобразующие аналоговое напряжение сигналов в цифровой код. Исследуемые сигналы могут подаваться как на один АЦП в порядке очереди, так и на два различных АЦП с одновременной обработкой результатов, что приводит к большей точности измерения. Отношение амплитуд находится путем программного деления полученных напряжений. Требуемый результат может быть представлен в любой удобной форме.

Точность измерений цифровым методом зависит от многих факторов и имеет как преимущества, так и недостатки. К преимуществам относится простота определения отношений амплитуд, не требующая сложных аналоговых преобразований сигналов для выполнения операции деления. Из недостатков: зависимость погрешности от ширины диапазона измеряемых напряжений и разрядности АЦП.

Разностный метод применяется для измерения отношения амплитуд, близких по величине. В измерениях с использованием данного метода на одной из входных цепей выделяется разность амплитуд, а затем делится на одно из напряжений. Из арифметической формулы данного процесса выражается требуемое соотношение, и шкала градуируется соответствующим образом.

Данный метод обеспечивает довольно высокую точность. Погрешности обусловлены в основном шумом напряжения питания и колебанием температурных условий, которые могут быть сведены к минимуму. Из недостатков данного метода - крайне ограниченный диапазон измеряемых напряжений.

Логарифмический метод

Рассматриваемый метод основан на использовании двух ЛУ и вычитающего сумматора для нахождения отношения амплитуд. Как известно, приведя числа к их логарифмическому представлению, можно существенно упростить арифметические операции над ними. Операции умножения и деления над числами в логарифмическом представлении заменяются на операции сложения и вычитания. К тому же становится возможным представить широкий диапазон входных напряжений малыми электрическими величинами напряжения.

ЛУ представляет собой усилитель, выходное напряжение которого пропорционально логарифму входного напряжения. [10] Таким образом, ЛУ позволяет представить широкий диапазон входных сигналов в децибелах. Общее уравнение функции ЛУ имеет вид:



где - входное напряжение, В;

- напряжение пересечения, В;

- логарифмический наклон, В.

Т.к. вторая часть уравнения (4) представляет десятичный логарифм, фактически имеет размерность В/декада. В случае напряжения декада равна 20 дБ, значит величина имеет размерность В/дБ. Напряжение пересечения показывает при каком напряжении входного сигнала выходное напряжение ЛУ будет равно нулю. Напряжение пересечения не обязательно соответствует физически осуществимой части диапазона сигналов логарифмического усилителя. Подача на ЛУ напряжения смещения вызывает уменьшение напряжения пересечения. Такой же эффект можно достичь повышением уровня сигнала.

Отношение амплитуд удобно измерять, используя пару демодулирующих ЛУ. Демодулирующие ЛУ построены на основе типа усиления, называемого «ячейка А/0». Его особенность заключается в том, что усиление выше порогового напряжения падает до нуля (см. рисунок 2.3). Такая функция также известна как ограниченная функция, и каскад из ячеек часто используется для генерации жестко ограниченного выхода для восстановления ЧМ- и ФМ-сигналов.

Рис. 2.3. Передаточная характеристика ЛУ типа «ячейка А/0»



Усилитель, состоящий из каскада таких ячеек, по своей структуре является полностью дифференциальным, и поэтому меньше подвержен влиянию шумов и, при хорошем исполнении, колебаниям температуры. Выходное напряжение каждого каскада логарифмического усилителя подключено к выпрямляющему детектору, преобразующему переменное напряжение в постоянный ток. Суммарный постоянный ток со всех детекторов на выходе пропорционален логарифму входного напряжения. Структурная схема такого ЛУ представлена на рисунке 2.4.

Для определения отношения двух исследуемых напряжений, выходные токи с обоих ЛУ поступают на вычитающий сумматор, после которого стоит детектор, преобразующий ток обратно в напряжение. По уровню выходного напряжения и логарифмическому наклону ЛУ вычисляется отношение амплитуд в дБ.

Преимуществами логарифмического метода являются широкий диапазон входных напряжений, относительная простота проектирования каскадов усилителей, высокое быстродействие, низкая погрешность.

Рис. 2.4. Структурная схема усилителя типа «ячейка А/0»



3. Обзор основных используемых в разработке компонентов

Основными компонентами разрабатываемого вольтметра являются микросхема для измерения отношения амплитуд и разности фаз AD8302, МК STM32F407VGT6 с поддержкой Ethernet, ВФИ на основе DP83848C.

Измеритель усиления и разности фаз радиочастот AD8302

AD8302 является полностью интегрированной системой для измерения КП и разности фаз в различных измерительных приборах, системах приема и передачи сигналов. Микросхеме требуется небольшое количество внешних компонентов и однополярный источник питания в диапазоне 2,7-5,5 В. Амплитуда входных сигналов может варьироваться в пределах от -60 дБм до 0 дБм при нагрузке в 50 Ом и частоте от низких частот до 2,7 ГГц. Выходные сигналы микросхемы обеспечивают точное измерение усиления или ослабления сигнала в пределах ±30 дБ с шагом в 30 мВ/дБ, а также измерение фазы в пределах от 0° до 180° с шагом в 10 мВ/°. Обе подсистемы имеют пропускную способность 30 МГц, которая может быть опционально снижена добавлением внешних фильтрующих конденсаторов. Также AD8302 может использоваться в режиме непосредственного контроля амплитуды и фазы сигнала в определенной точке.

AD8302 включает в себя пару идентичных демодулирующих ЛУ, каждый из которых имеет диапазон измерения в 60 дБ. Разность токов на выходах демодулирующих ЛУ позволяет находить отношение амплитуд между сигналами в дБ. Входные сигналы также могут иметь различные частоты, что позволяет проводить измерения коэффициентов усиления или ослабления преобразователя частоты. AD8302 может быть использован для определения абсолютного уровня сигнала, принимая неизвестный сигнал на один вход и опорный сигнал на другой. Сигнальные входы микросхемы несимметричные, что позволяет согласовать и подсоединить их непосредственно к направленным ответвителям. Их входной импеданс на низких частотах составляет 3 кОм.

AD8302 включает в себя ФД, представляющий собой сбалансированный умножитель, входными сигналами которого является ограниченный по амплитуде выходной сигнал логарифмических усилителей. Таким образом, точность измерения фазы в широком диапазоне не зависит от уровня входных сигналов.

Выходные напряжения измерителей разности фаз и отношения амплитуд имеют диапазон возможных значений от 0 В до 1,8 В. Входной/выходной ток на этих выводах не может превышать 8 мА. Встроенный нагружаемый стабильный источник опорного напряжения 1,8 В позволяет точно настраивать выходной диапазон.

Функциональная схема микросхемы приведена на рисунке 3.1. Основные технические характеристики AD8302 указаны в таблице 1. Более подробная таблица предоставлена в техническом описании микросхемы [11].

Рис. 3.1. Функциональная схема AD8302



Технические характеристики AD8302

Параметр	Условия	Мин.	Сред.	Макс.	Ед. изм.
Входной диапазон		>0		2700	МГц
Диапазон измерения отношения амплитуд	INPA=, INPB= дБм.		±30		дБ
Диапазон измерения разности фаз	INPA=>INPB		±90		°
Выходное опорное напряжение	VREF,	1,72	1,80	1,88	В
Эквивалентная входная цепь	Относительно земли, МГц				кОмпФ
Диапазон входного напряжения	0 дБВ 50 Ом	-73		-13	дБВ
		-60		0	дБм
Выходной ток	Сток/исток		8		мА
Пропускная способность				30	МГц
Минимальное напряжение на выходе			30		мВ
Максимальное напряжение на выходе			1,8		В

Примечание. Условия измерений: температура T=25°C, напряжение питания V=5 В, шунт 52,3 Ом соединен с INPA и INPB.

Главный блок состоит из двух демодулирующих ЛУ, ФД, выходных усилителей, источника смещения и источника опорного напряжения для выходного напряжения. ЛУ и ФД обрабатывают высокочастотные сигналы и выдают усиление и фазу на выходные усилители. Выходные усилители определяют выходной интервал напряжений для измерителей отношения амплитуд и разности фаз. Внешние фильтрующие конденсаторы устанавливают пропускную способность выходов микросхемы. Источник опорного напряжения выдает 1,80 В, которое может изменяться при изменении диапазона выходных напряжений.

Каждый ЛУ состоит из шести каскадов ЛУ типа A/0 с коэффициентом усиления 10 дБ каждый и семи ассоциированных детекторов. Цепь сигнала является полностью дифференциальной для уменьшения эффекта синфазных сигналов и шума. Так как коэффициент усиления ЛУ равен 60 дБ, незначительные смещения постоянного тока могут привести к ограничению сигнала на последних каскадах усилителя, которое может увеличить погрешность при измерении малых сигналов. Такая погрешность исправляется цепью обратной связи. Базовое значение частоты среза фильтра высокой частоты в этой цепи равно 200 МГц, но может быть снижено добавлением внешней емкости к выводам OFSA и OFSB. Сигналы на частотах ниже неотличимы от смещений постоянного тока и также обнуляются. Разница между сигналами, получаемая на выходе ЛУ, составляет:

где - разность между токами ЛУ, мА;

- логарифмический наклон, мА/дБ;

- напряжение на входе канала А, В;

- напряжение на входе канала Б, В.

Фазовый детектор использует полностью симметричную структуру относительно обоих входов для достижения сбалансированной задержки сигнала на обоих сигнальных цепях. Полностью дифференциальная передача сигналов минимизирует чувствительность синфазных возмущений. Напряжение на выходе вывода PHS соответствует формуле:

где - выходной ток ФД, пропорциональный разнице фаз, мА;

- фазовый наклон, мА/°;

- относительная фаза сигнала,°.

Опорное напряжение как для измерителя отношения амплитуд, так и для измерителя разности фаз берется из одного и того же источника.

Следует отметить, что используемый в AD8302 тип ФД не различает запаздывание и опережение сигналов при измерении разности фаз, поэтому измеритель разности фаз показывает результат измерений в диапазоне от 0° до 180° без определения знака.

Рис. 3.2. Функциональная схема выходных интерфейсов AD8302

Базовая структура обоих выходных интерфейсов представлена на рисунке 3.2. Она имеет вход цепи обратной связи, и включает в себя внутренний интегрирующий / усредняющий конденсатор и усилитель с коэффициентом усиления . Доступ к цепи обратной связи извне представлен для использования в некоторых режимах работы и позволяет гибко изменять диапазон измерения отношения амплитуд и разности фаз. Блок обратной связи генерирует ток, пропорциональный напряжению на входе, MSET/PSET (здесь и далее перечисление через черту - для измерителя отношения амплитуд и измерителя разности фаз соответственно). Прецизионное смещение напряжения в 900 мВ встроено для формирования средней точки для измерителей отношения амплитуды и разности фаз. Таким образом напряжение средней точки соответствует усилению 0 дБ и разности фаз 90°. Ток обратной связи вычитается из сигнального тока , исходящего от ЛУ на усилительном канале или от ФД на фазовом канале. Результат приходит на усредняющие конденсаторы на выводе MFLT/PFLT и затем буферизуется на соответствующие выходные выводы, VMAG/VPHS. При такой компоновке с разомкнутым контуром, выходное напряжение является простым вычитанием разности между измеряемыми усилением / фазой и током обратной связи:

,

где - выходное напряжение, В;

- взаимная проводимость, См;

- входной ток, мА;

- ток обратной связи, мА;

- время, с;

- постоянная времени интегрирования, с.

Ток обратной связи вычисляется по формуле

,

где - напряжение обратной связи, В;

- напряжение средней точки, В.

Постоянная времени интегрирования рассчитывается по формуле

,

где - суммарная емкость параллельно соединенных внутреннего 1.5 пФ и внешнего конденсатора, пФ;

- КУ выходного усилителя.

Таким образом, формула выходного напряжения вывода VMAG измерителя отношения амплитуд имеет вид:



,

где - выходное напряжение измерителя отношения амплитуд, мВ;

- логарифмический наклон, мВ/дБ;

- входное напряжение на канале А, мВ;

- входное напряжение на канале Б, мВ.

Формула выходного напряжения вывода VPHS измерителя разности фаз имеет вид:

,

где - выходное напряжение измерителя разности фаз, мВ;

- фазовый наклон, мВ/°;

- относительная фаза сигнала,°.

Микроконтроллер STM32F407VGT6

МК семейства STM32F407 основаны на высокопроизводительном 32-битном ядре ARM Cortex-M4 RISC, работающем на частоте до 168 МГц. Cortex-M4 содержит модуль операций с плавающей запятой одинарной точности, поддерживающий все инструкции по обработке данных и типы данных процессоров ARM с одинарной точностью. Ядро также реализует полный набор инструкций цифровой обработки сигналов и имеет модуль защиты памяти, повышающий безопасность приложений.

STM32F407VGT6 включает высокоскоростную встроенную память (1 Мбайт flash-памяти, 192 Кбайт SRAM), 4 Кбайт резервной SRAM и обширный диапазон выводов входа / выхода и встроенной периферии. МК содержит три 12-битных АЦП, два цифро-аналоговых преобразователя (ЦАП), двенадцать 16-битных таймеров общего назначения, два 32-битных таймера общего назначения, генератор случайных чисел, периферию Ethernet. МК работает в диапазоне температур от -40 до +105°C при напряжении питания от 1,8 до 3,6 В.

Периферийный модуль Ethernet работает по стандарту IEEE802.3. Возможна передача данных со скоростью 10/100 Мбит/с. Для работы модуля необходимо подключение ВФИ к МК.

АЦП имеет разрешающую способность 12 бит и очень высокую скорость преобразования, позволяющую снимать показания с частотой до 2 МГц в одиночном режиме. Максимальное число аналоговых каналов - 24. В АЦП присутствует генератор опорного напряжения. Гибкая система настроек позволяет запускать преобразования в любой последовательности. [12,13]

Общие характеристики МК:

- ядро ARM 32-bit Cortex-M4 CPU;

- поддержка инструкций цифровой обработки сигналов

- частота тактирования 168 МГц, 210 DMIPS / 1.25 DMIPS/МГц (Dhrystone 2.1).

- 1 Мбайт Flash-памяти, 192+4 Кбайт SRAM-памяти;

- высокопроизводительная AHB-матрица шин;

- напряжение питания В;

- внутренние RC-генераторы на 16 МГц и 32 кГц;

- внешний источник тактирования МГц, 32,768 кГц;

- модули отладки SWD/JTAG;

- три 12-битных АЦП;

- два 12-битных ЦАП;

- DMA-контроллер на 16 потоков с поддержкой пакетной передачи;

- сторожевые таймера WDG и IWDG;

- коммуникационные интерфейсы: I2C, USART, SPI, I2S;

- USB 2.0 FS/HS OTG;

- 10/100 Ethernet MAC (IEEE 1588v2, MII/RMII);

- контроллер SDIO;

- аппаратное вычисление CRC;

- модули шифрования AES 128, 192, 256, Triple DES, HASH (MD5, SHA-1), HMAC;

- расширенный температурный диапазон: от -40 до 105°С.

Внешний физический интерфейс DP83848C

DP83848C является надежным полнофункциональным устройством физического слоя сети Ethernet на скоростях 10/100 Мбит/с, удовлетворяющему стандарту IEEE 802.3 и характеризующимся малой потребляемой мощностью. DP83848C предоставляет улучшенную защиту от статического электрическому и работает как с интерфейсом MII, так и с RMII.

Особенности DP83848C:

- напряжение питания 3,3 В;

- малое энергопотребление: менее 270 мВт;

- 3,3 В MAC Interface;

- Auto-MDIX для скоростей 10/100 Мбит/с;

- режим обнаружения энергии;

- выход синхронизации 25 МГц;

- интерфейс SNI;

- интерфейс RMII;

- интерфейс MII;

- IEEE 802.3 MIII;

- функция автоматической негоциации и параллельное детектирование IEEE 802.3;

- IEEE 802.3 ENDEC, 10BASE-T трансиверы и фильтры;

- IEEE 802.3 PCS, 100BASE-TX трансиверы и фильтры;

- IEEE 1149.1 JTAG;

- встроенный ANSI X3.263-совместимый физический подслой TP-PMD с адаптивным уравниванием и базисной компенсацией дрейфа;

- безошибочная работа на расстоянии до 150 метров;

- программируемая светодиодная индикация;

- получение всей информации для PHY через один регистр;

- пакет BIST (встроенное самотестирования) для 10 и 100 Мбит/с.

Полное описание DP83848 доступно в его техническом описании [14].

Функциональная схема DP83848C представлена на рисунке 3.3.

Рис. 3.3. Функциональная схема DP83848C



4. Разработка векторного вольтметра

Разработанный векторный вольтметр будет использоваться в устройстве для измерения ККП и отражения нелинейных СВЧ-устройств с преобразованием частоты (таких, как смесители), и должен удовлетворять следующим требованиям:

- измерение сигналов на промежуточной частоте измерительного комплекса 278 кГц;

- широкий динамический диапазон измерений, позволяющий проводить измерения исследуемых сигналов до -30 дБ;

- диапазон измерений разности фаз от -180° до +180°;

- передача результатов измерений на ПК посредством Ethernet и IP-протокола.

Для устранения фазовой погрешности, вносимой неодинаковостью цепей, необходимо использовать идентичные входные цепи для обоих исследуемых каналов. Измеритель отношений амплитуд и измеритель разности фаз входят в состав микросхемы AD8302. Для обеспечения диапазона измерения разности фаз от -180° до +180° с учетом особенностей работы ФД, используемого в измерительной микросхеме AD8302, требуется использование второй микросхемы, на которую один из измеряемых сигналов будет приходить со смещением 90°. Для этого во входную цепь второй микросхемы включается ФВ, рассчитанный таким образом, что подключение одного и того же сигнала на оба канала ФД даст разницу между ними ровно в 90°. Подаваемые на векторный вольтметр измеряемые сигналы перед поступлением на входные цепи разделяются с помощью резистивного разветвителя.

Измеренные показания снимаются с выходов AD8302 посредством АЦП в виде напряжения, пропорционального разности фаз и отношению амплитуд между сигналами. Результаты измерений обрабатываются на микроконтроллере STM32F407 и передаются на персональный компьютер для использования в виртуальном приборе в среде LabVIEW совместно с остальными устройствами измерительного комплекса СВЧ-устройств с преобразованием частоты. Связь между МК и персональным компьютером обеспечивается через Ethernet [15] и протокол LwIP [16] для встраиваемых систем посредством ВФИ на основе микросхемы DP83848C. Также МК во время измерений может делать выборки по приходу импульса с ГКЧ и отправлять импульсы о завершении измерений обратно.

Структурная схема разработанного векторного вольтметра приведена на рисунке 4.1, где и - измеряемые сигналы, ДМ1 и ДМ2 - делители мощности на 6 дБ, ВЦ1-4 - входные цепи AD8302, ФВ1 - фазовращатель на 90°, ИОА - измеритель отношения амплитуд, ФД1 и ФД2 - фазовые детекторы, АЦП1-3 - аналого-цифровые преобразователи в составе микроконтроллера (МК) STM32F407, ПК - персональный компьютер, ГКЧ - генератор качающейся частоты.

Рис. 4.1. Структурная схема разработанного векторного вольтметра

Схемы разрабатываются в соответствии с требованиями ГОСТ, приведенными в [17]. Технические характеристики разработанного векторного вольтметра представлены в приложении А, функциональная схема - в приложении Б, полная принципиальная схема - в приложении В, печатная плата - в приложении Г.

Разработка принципиальной схемы векторного вольтметра

Расчет разветвителя сигналов

Так как в разрабатываемом векторном вольтметре используются две измерительные микросхемы AD8302, для их корректной работы требуется использовать разветвитель для согласования сигналов, приходящих на каждую микросхему. Простейшим разветвителем сигналов (делителем мощности) является резистивный разветвитель, позволяющий разделить входной сигнал на два выходных, используя всего три резистора. Такой разветвитель является крайне дешевым в производстве, крайне прост в расчете и имеет широкий диапазон рабочих частот. Недостатком такого делителя являются большие потери мощности сигналов по сравнению с другими разветвителями, так как при использовании одних только резисторов мощность делится между всеми выходными сигналами. При разработке необходимо помнить, что номинальная мощность резисторов должна быть достаточной для рассеивания ожидаемого уровня мощности. [18]

Разрабатываемый векторный вольтметр имеет достаточно большой динамический диапазон (до -60 дБм), а заданные требования оставляют запас для возможных потерь сигнала, поэтому использование резистивного разветвителя не оказывает негативного влияния на разрабатываемый прибор.

Одной из наиболее используемых схем резистивного разветвителя является соединение звездой. При таком соединении все резисторы равны друг другу, а их значение вычисляется по простой формуле:

где - сопротивление каждого резистора, Ом;

- входное сопротивление, Ом.

Подставив в формулу (12) согласованное сопротивление источника исследуемых сигналов Ом, получим сопротивление резисторов в разветвителе Ом.

Потери мощности в таком разделителе составят 6 дБ. Напряжение сигналов, соответственно, упадет на 3 дБ. Рассчитаем выделяемую активную мощность на резисторах при максимальном действующем напряжении подаваемого сигнала. Согласно техническому описанию на измерительную микросхему AD8302, (опорным уровнем для дБВ принято падение напряжения на нагрузке 50 Ом). Подставим полученное значение и сопротивление резистора Ом в формулу (13):

Рассчитанная мощность мВт, а значит в делителе можно использовать резисторы с номинальной мощностью 0,05 Вт и выше. При разработке используются SMD резисторы типоразмера 1206, что более чем удовлетворяет требуемым условиям.

В разрабатываемом векторном вольтметре разветвители сигналов устанавливаются как для входного, так и для выходного сигналов четырехполюсника. Принципиальная схема разветвителя сигналов представлена на рисунке 4.2, где - входное напряжение, и - выходные напряжения разветвителя.

Рис. 4.2. Принципиальная схема разветвителя сигналов

Расчет измерителя отношения амплитуд и разности фаз

Внешние компоненты измерительных микросхем AD8302 рассчитываются на основе схемы типового включения из технического описания. Для обоих используемых микросхем рассчитанная обвязка будет одинаковой.

Для использования AD8302 в режиме измерений необходимо напрямую соединить между собой ножки VMAG и MSET, а также VPHS и PSET. Такое соединение подключает внутренние цепи отрицательной обратной связи. Для ограничения тока выходные цепи подтягиваются к земле резисторами на 2.2 кОм. К выводу питания микросхемы и на вывод опорного напряжения для внешнего АЦП для устранения шумов устанавливаются конденсаторы на 0.1 мкФ.

Коаксиальные входы обоих каналов AD8302 идентичны друг другу. Каждый состоит из сигнального входа, INPA и INPB, и земляного вывода, OFSA и OFSB соответственно. Все четыре вывода имеют внутреннее положительное смещение постоянным током около 100 мВ, и должны быть развязаны конденсаторами и подключены к аналоговой земле. Для сигнальных выводов, развязывающий конденсатор должен вносить пренебрежимо малое полное сопротивление на частоте сигнала. Для заземленных выводов развязывающий конденсатор выполняет две функции: подсоединение к аналоговой земле и установка частоты среза фильтра высокой частоты для контура компенсации внутреннего смещения. Внутри микросхемы имеется встроенный конденсатор 10 пФ, подтянутый к земле, ограничивающий максимальное значение частоты среза значением в 200 МГц. Частота среза может быть понижена, используя формулу

,

где - частота среза фильтра высокой частоты, МГц;

- суммарная емкость внутреннего конденсатора на 10 пФ и емкости на выводе OFSA или OFSB, нФ.

Для измерений требуется снизить частоту среза таким образом, чтобы требуемая частота исследуемых сигналов 278 кГц попала в допустимый входной диапазон измерительной микросхемы и имела пренебрежимо малое комплексное сопротивление на развязывающем конденсаторе.

Рассчитаем емкость. Для этого распишем суммарную емкость как сумму внешней и внутренней емкости: . Подставив полученное выражение в формулу (14) и проведя простые преобразования, получим формулу для определения внешней емкости:

Установим частоту среза не более 20 кГц, чтобы частота исследуемых сигналов попадала на линейный участок фильтра. Подставив значения в формулу (15), получим значение внешней емкости конденсатора  мкФ.

Рассчитаем реактивное сопротивление внешнего конденсатора на частоте 278 кГц по формуле и получим  Ом, что является удовлетворительным значением для заданных условий. Для устранения негативного влияния данных конденсаторов на входную цепь, развязывающие конденсаторы на выводах INPA и INPB должны иметь такую же емкость.

Входной импеданс на выводах INPA и INPB является функцией частоты, компенсирующего конденсатора и паразитных явлений. Согласно техническому описанию AD8302 при частотах ниже 500 МГц входная сеть может быть аппроксимирована шунтирующим резистором на 3 кОм, установленным параллельно с конденсатором 2 пФ.

Широкополосный резистивный компенсатор на сигнальной стороне разделительных конденсаторов может быть использован для согласования с источником сигнала. Значение сопротивления компенсационного резистора вычисляется по формуле



где - сопротивление компенсационного резистора, Ом;

- входное сопротивление, Ом;

- импеданс источника, Ом.

Импеданс источника в установке равен 100 Ом. Таким образом, подставив в формулу (16)  кОм и  Ом, получим сопротивление компенсационного резистора  Ом. Ближайшим номинальным значением SMD резистора является 100 Ом. С учетом погрешности компонентов в 5%, допускается применение резистора на 100 Ом в схеме.

Важным параметром архитектуры двух ЛУ является то, что если оба канала работают на одной и той же частоте и имеют идентичную входную сеть, то несовпадения импеданса и потери на отражения становятся практически синфазными и не влияют на относительные измерения усиления и разности фаз. Однако, несовпадения во внешних компонентах цепи могут привести к ошибке измерений, что необходимо учесть при калибровке устройства.

Пропускная способность AD8302 по умолчанию равна 30 МГц, и может быть уменьшена добавлением фильтрующих конденсаторов к ножкам MFLT и PFLT. Используемый в STM32F407 АЦП не позволяет производить выборки сигнала с такой большой частотой, поэтому пропускная способность может быть уменьшена, что дает больше времени на усреднение результата и, таким образом, обеспечивается более высокая точность. Согласно техническому описанию измерительной микросхемы, постоянная времени выходного напряжения AD8302 эквивалентна формуле , где - усиление каскада обратной связи с преобразованием напряжения в ток, - суммарная емкость внутреннего конденсатора на 1.5 пФ и внешнего фильтрующего конденсатора, - усиление выходного усилителя. Составив простое соотношение между частотой и емкостью, получим формулу определения пропускной способности микросхемы:

где и - новая и базовая пропускная способность, МГц;

и - емкости внутреннего и внешнего конденсатора, нФ.

Согласно техническому описанию STM32F407, максимальная пропускная способность встроенного в МК 12-битного АЦП равна 2 МГц. Рассчитаем конденсатор под данную частоту. Для этого выразим из формул и подставим следующие значения: МГц, пФ, МГц. Рассчитанное значение пФ. Частота пропускной способности обратно пропорциональна емкости фильтрующего конденсатора, поэтому для схемы возьмем нижнее ближайшее номинальное значение 200 пФ, тогда пропускная способность гарантированно не будет меньше 2 МГц.

Рассчитанная схема обвязки AD8302 представлена на рисунке 4.3.

Рис. 4.3. Принципиальная схема блока AD8302



Расчет фазовращателя

ФВ, обеспечивающий идеальный фазовый сдвиг, должен передавать сигнал без изменения его амплитуды, но сдвигая его фазу на необходимый угол. В разрабатываемом векторном вольтметре частота измеряемых сигналов не изменяется, что существенно упрощает разработку ФВ. Согласно требованиям, предъявляемым к ФВ, сдвиг фазы на входе второй измерительной микросхемы относительно исходного сигнала должен составлять 90°. ФВ, выполненный на ОУ, от ФВ на ФНЧ, сделанном из RC-цепочки, отличает лучшая передаточная характеристика, широкий частотный диапазон и диапазон изменяемого сдвига фаз. К недостаткам ФВ на ОУ можно отнести куда большее занимаемое пространство на печатной плате, что, однако, не перекрывает его преимуществ.

ФВ выполнен на основе ОУ OPA657 и представляет собой схему ФВ первого порядка на ОУ с однополярным питанием. ОУ питается от 5 В, возле вывода положительного питания стоит фильтрующий конденсатор 0,1 мкФ, вывод отрицательного питания заземлен. Во входной цепи стоит развязывающий конденсатор 0,1 мкФ. Установка средней точки осуществляется с помощью делителя напряжения на двух резисторах 1 кОм, на выходе которого стоят сглаживающие конденсаторы на 1 мкФ и на 10 нФ. Сложение сигнала с постоянной составляющей осуществляется с помощью резисторов на 33 Ом и на 22 Ом.

Формула для расчета ФВ на ОУ:

где - фазовый сдвиг, вносимый ФВ,°;

- частота, Гц;

- входная емкость ФВ, Ф;

- входное сопротивление ФВ, Ом.

Величина является реактивным емкостным сопротивлением, тогда, согласно формуле (18) фазовый сдвиг будет равен -90° в случае, когда активное и реактивное сопротивление равны друг другу. Путем расчетов были подобраны значения емкости конденсатора  нФ и сопротивление

 Ом. В расчетах емкостного сопротивления в параметр частоты подставлялась рабочая частота векторного вольтметра 278 кГц. Для точной установки фазы вместо резистора 55 Ом используется подстроечный резистор 100 Ом. Значение фазового сдвига устанавливается точным образом при калибровке с помощью эталонного фазометра.

Цепь обратной связи отделена от постоянной составляющей сигнала (средней точки) конденсатором на 0,1 мкФ. Сопротивления в цепи обратной связи равны друг другу, что исключает их влияние на выходной сигнал. Выходной сигнал нагружен фильтром высокой частоты, устраняющем наводки, и одновременно согласующим передаваемый сигнал с сопротивлением источника.

Схема ФВ представлена на рисунке 4.4. на схеме обозначен как R6, - как C7.

Рис. 4.4. Принципиальная схема ФВ



Расчет внешнего физического интерфейса Ethernet

Компоненты ВФИ рассчитываются согласно техническому описанию микросхемы DP83848C. Микросхема питается напряжением 3,3 В. К каждому выводу питания устанавливается по фильтрующему конденсатору на 0,1 мкФ, а также дополнительно один конденсатор на 10 мкФ к одному из выводов. К цепям обратной связи по мощности на выводах PFBIN1, PFBIN2 и PFBOUT устанавливаются конденсаторы на 0,1 мкФ, а также один конденсатор 10 мкФ дополнительно к выводу PFBOUT. К внутренней цепи смещения напряжения необходимо подключить подтяжку к земле сопротивлением 4,87 кОм, что реализуется последовательным подключением резисторов 4,7 кОм, 150 Ом и 18 Ом к выводу RBIAS. Выводы RESERVED подтягиваются к питанию через резисторы на 2,2 кОм. Вывод сброса RESET_N подтягивается к питанию через резистор на 10 кОм. Тактирование микросхемы осуществляется с помощью кварцевого генератора на 50 МГц, выход которого подключается через перемычку - резистор на 0 Ом - к выводу X1.

Выводы, использующиеся при связи МК с ПК по интерфейсу RMII (девять выводов), подключаются к соответствующим выводам МК. Выводы RD+ и RD-, TD+ и TD - подключаемые к розетке 8P8C для кабеля типа «витая пара», попарно параллельно соединяются друг с другом через два резистора на 18 Ом, между которыми подведено напряжение питания и подключен конденсатор на 0,1 мкФ. К выводам CTTD и CTRD на розетке 8P8C подводится напряжение питания 3,3 В с двумя фильтрующими конденсаторами - на 1 мкФ и на 0.1 мкФ. Индикаторные светодиоды на розетке 8P8C подключаются к DP83848C через токоограничительные резисторы 330 Ом. Применяемая розетка 8P8C содержит встроенные трансформаторы, что избавляет от необходимости установки их отдельно на плате при соединении выводов DP8384C и выводов розетки.

Разработанная принципиальная схема приведена на рисунке 4.5.



Рис. 4.5. Принципиальная схема внешнего физического интерфейса

Расчет блока микроконтроллера

МК питается напряжением 3,3 В. Для корректной работы МК, согласно техническому описанию, к каждому выводу питания требуется устанавливать фильтрующие конденсаторы на 100 нФ и один из конденсаторов на 4.7 мкФ. На выводы регулятора напряжения требуется установить конденсаторы на 2.2 мкФ. Также пару фильтрующих конденсаторов на 100 нФ и 1 мкФ необходимо установить на питание аналоговой части МК и опорное напряжение АЦП. Вывод сброса NRST подтягивается к питанию внешним резистором на 100 кОм и подключен к разъему XS1 для ручного сброса МК и к разъему программатора XS3 для реализации программного сброса при прошивке МК. Вывод BOOT0, определяющий режим загрузки контроллера, также подтягивается к питанию и может быть обнулен установкой перемычки на разъем XS2. МК питается напряжением 3,3 В, подводимым через стабилизатор напряжения (т.к. питание схемы векторного вольтметра равно 5 В). Кварцевый резонатор на 8 МГц подсоединяется к соответствующим выводам МК. К выводам кварцевого резонатора устанавливаются фильтрующие конденсаторы на 20 пФ. В разрабатываемом векторном вольтметре используются 3 АЦП, синхронно снимающих показания с AD8302. Для достижения наибольшей точности, разработка и расчет входных цепей АЦП производится согласно. Для уменьшения высокочастотного шума, вызываемого паразитными явлениями платы и возможными наводками от близлежащих цифровых сетей, устанавливается ФНЧ на RC-контуре с частотой среза чуть выше максимальной частоты сигнала на АЦП. Пропускная способность AD8302 ранее была установлена на максимальную частоту пропускной способности АЦП, 2 МГц. Рассчитаем ФНЧ с частотой среза 3 МГц, выразив необходимые параметры из формулы (19).