Национальный Технический Университет Украины

Киевский политехнический институт

Тема:

Усилительные каскады на полевых транзисторах

Киев - 2010



Содержание

1. Усилительные каскады на полевых транзисторах

2. Активные полосовые и заградительные RC-фильтры R-C генераторы

3. Список литературы

4. Спецификация



1. Усилиительные каскады на полевых транзисторах

Теоретические сведенья

Полевой транзистор - это электропреобразовательный прибор, в котором ток, протекающий через канал, управляется электрическим полем, возникающим при приложении напряжения между затвором и истоком, и который предназначен для усиления мощности электромагнитных колебаний.

К классу полевых относят транзисторы, принцип действия которых основан на использовании носителей заряда только одного знака (электронов или дырок). Управление током в полевых транзисторах осуществляется изменением проводимости канала, через который протекает ток транзистора под воздействием электрического поля. Вследствие этого транзисторы называют полевыми.

По способу создания канала различают полевые транзисторы с затвором в виде управляющего р-n- перехода и с изолированным затвором (МДП - или МОП - транзисторы): встроенным каналом и индуцированным каналом. В зависимости от проводимости канала полевые транзисторы делятся на: полевые транзисторы с каналом р- типа и n- типа. Канал р- типа обладает дырочной проводимостью, а n- типа - электронной.

Устройство и принцип действия

Полевой транзистор с управляющим р-n- переходом - это полевой транзистор, затвор которого отделен в электрическом отношении от канала р-n-переходом, смещенным в обратном направлении.

Рисунок 1.1 - Устройство полевого транзистора с управляющим р-n-переходом (каналом n- типа)

Рисунок 1.2 - Условное обозначение полевого транзистора с р-n-переходом и каналом n- типа (а), каналом р- типа (б)

Каналом полевого транзистора называют область в полупроводнике, в которой ток основных носителей заряда регулируется изменением ее поперечного сечения.

Электрод (вывод), через который в канал входят основные носители заряда, называют истоком. Электрод, через который из канала уходят основные носители заряда, называют стоком. Электрод, служащий для регулирования поперечного сечения канала за счет управляющего напряжения, называют затвором.

Как правило, выпускаются кремниевые полевые транзисторы. Кремний применяется потому, что ток затвора, т.е. обратный ток р-n- перехода, получается во много раз меньше, чем у германия.

Условные обозначения полевых транзисторов с каналом n- и р- типов приведены на рис. 1.2.

Полярность внешних напряжений, подводимых к транзистору, показана на рис. 1. Управляющее (входное) напряжение подается между затвором и истоком. Напряжение Uзи является обратным для обоих р-n- переходов. Ширина р-n- переходов, а, следовательно, эффективная площадь поперечного сечения канала, его сопротивление и ток в канале зависят от этого напряжения. С его ростом расширяются р-n- переходы, уменьшается площадь сечения токопроводящего канала, увеличивается его сопротивление, а, следовательно, уменьшается ток в канале. Следовательно, если между истоком и стоком включить источник напряжения Uси, то силой тока стока Iс, протекающего через канал, можно управлять путем изменения сопротивления (сечения) канала с помощью напряжения, подаваемого на затвор. На этом принципе и основана работа полевого транзистора с управляющим р-n- переходом.

При напряжении Uзи = 0 сечение канала наибольшее, его сопротивление наименьшее и ток Iс получается наибольшим.

Ток стока Iс нач при Uзи = 0 называют начальным током стока.

Напряжение Uзи, при котором канал полностью перекрывается, а ток стока Iс становится весьма малым (десятые доли микроампер), называют напряжением отсечки Uзи отс.

Статические характеристики полевого транзистора с управляющим р-n- переходом

Рассмотрим вольт - амперные характеристики полевых транзисторов с р-n- переходом. Для этих транзисторов представляют интерес два вида вольт - амперных характеристик: стоковые и стоко - затворные.

Стоковые (выходные) характеристики полевого транзистора с р-n- переходом и каналом n- типа показаны на рис. 1.3, а. Они отражают зависимость тока стока от напряжения Uси при фиксированном напряжении Uзи: Ic = f(Uси) при Uзи = const.

а)б)

Рисунок 1.3 - Вольт-амперные характеристики полевого транзистора с р-n- переходом и каналом n- типа: а - стоковые (выходные); б - стоко - затворная



Особенностью полевого транзистора является то, что на проводимость канала оказывает влияние как управляющее напряжение Uзи, так и напряжение Uси. При Uси = 0 выходной ток Iс = 0. При Uси 0 (Uзи = 0) через канал протекает ток Ic, в результате чего создается падение напряжения, возрастающее в направлении стока. Суммарное падение напряжения участка исток-сток равно Uси. Повышение напряжения Uси вызывает увеличение падения напряжения в канале и уменьшение его сечения, а следовательно, уменьшение проводимости канала. При некотором напряжении Uси происходит сужение канала, при котором границы обоих р-n- переходов смыкаются и сопротивление канала становится высоким. Такое напряжение Uси называют напряжением перекрытия или напряжением насыщения Uси нас. При подаче на затвор обратного напряжения Uзи происходит дополнительное сужение канала, и его перекрытие наступает при меньшем значении напряжения Uси нас. В рабочем режиме используются пологие (линейные) участки выходных характеристик.

Стоко - затворная характеристика полевого транзистора показывает зависимость тока Iс от напряжения Uзи при фиксированном напряжении Uси: Ic = f(Uси) при Uси = const (рис. 1.3, б).

Основные параметры

· максимальный ток стока Iс max (при Uзи = 0);

· максимальное напряжение сток-исток Uси max;

· напряжение отсечки Uзи отс;

· внутреннее (выходное) сопротивление ? представляет собой сопротивление транзистора между стоком и истоком (сопротивление канала) для переменного тока:

при Uзи = const;

· крутизна стоко-затворной характеристики:

при Uси = const, отображает влияние напряжение затвора на выходной ток транзистора; входное сопротивление

при Uси = const транзистора определяется сопротивлением р-n- переходов, смещенных в обратном направлении. Входное сопротивление полевых транзисторов с р-n- переходом довольно велико (достигает единиц и десятков мегаом), что выгодно отличает их от биполярных транзисторов.

Расчетная часть

Тип транзистора: КП103Л

Тип схемы: усилительные каскады на полевых транзисторах:

а) с общим истоком

б) с общим стоком

в) семейство стоковых характеристик и выбранная рабочая точка

1) Расчет для усилителя с общим истоком

Выберем значение источника питания

Пороговое значение тока стока:

Определим сопротивление резистора :



Выберем

Определим допустимую емкость конденсатора нагрузки:

Определим положение точки покоя для режима класса А по семейству стоковых характеристик транзистора.

Определим сопротивление резистора в цепи автоматического смещения:

Сопротивление резистора выбирается из условия:

Пусть

Емкость блокировочного конденсатора, предназначенного для устранения ОС по переменному току:

Емкости разделительных конденсаторов:



Таблица 1.1. - Оптимизация номиналов элементов

	Найденный номинал	Существующий номинал

1) Расчет для усилителя с общим стоком аналогично расчету с общим истоком.



2. Активные полосовые и заградительные RC-фильтры

Теоретические сведенья. Расчетная часть

1. Задание.

Схема и частотная характеристика полосовых фильтров приведены на рис. 1.

Рис.1. - Схема и частотная характеристика полосовых фильтров

2. Методика расчета

Параметры компонентов полосового фильтра для схемы определяется из соотношений:

, выбираем ;

, ;

;

;

;

;

;

;

.

	Найденный номинал	Существующий номинал

ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ

Теоретические сведенья

В LC-генераторах частота сигнала определяется параметрами колебательного контура, у кварцевых генераторов - частотой кварцевого резонатора, а у генераторов с мостом Вина или задающих генераторов микропроцессоров - параметрами RC-звеньев. Функциональные генераторы сначала формируют напряжения треугольной формы, которые затем преобразуются соответствующими формирователями в синусоидальные колебания.

Основные условия генерации

На рис. 3.1 показана структурная схема генератора. Усилитель увеличивает входное напряжение блока A. При этом возникает дополнительный сдвиг фазы б между U2 и U1. К выходу усилителя присоединен нагрузочный резистор Rv и частотно-зависимая цепь обратной связи, в качестве которой, например, может быть использован колебательный контур. При этом напряжение обратной связи U3 = kU2. Фазовый сдвиг между напряжениями U3 и U2 составляет угол в.



Для проверки способности генератора самовозбуждаться, необходимо разорвать цепь обратной связи и нагрузить ее выход резистором Re, которое соответствует входному сопротивлению усилителя. При этом переменное напряжение U1 подается на вход усилителя, после чего измеряется U3. Условия самовозбуждения генератора будут выполняться, если выходное напряжение окажется равным входному. Из этого вытекают условия возникновения колебаний:

Коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи g при этом составит:

Для этого должны быть выполнены два условия:

Формула определяет необходимое амплитудное условие возникновения колебаний, которое состоит в том, что генератор только тогда может перейти в режим автоколебаний, когда усилитель компенсирует затухание в цепи

обратной связи. Формула определяет необходимое фазовое условие, заключающееся в том, что колебания возникают только тогда, когда выходное напряжение находится в фазе с входным. Более точные представления о том, какую форму кривой создает генератор и на какой частоте, можно получить только на основе анализа параметров цепи обратной связи. В качестве примера исследуем LC-генератор, схема которого показана на рис. 3.2.



Электрометрический усилитель усиливает напряжение U1(t) в А раз. Так как выход усилителя является низкоомным, колебательный контур подключен параллельно сопротивлению резистора R. Для вычисления напряжения обратной связи применим правило узлов закона Кирхгофа к точке 1 и получим

При U2 = АU1 получаем соотношение:

Эта формула представляет собой дифференциальное уравнение затухающих колебаний. Заменяя коэффициенты

переходим к классической форме дифференциального уравнения:



Уравнение имеет следующее решение:

Можно рассмотреть три случая:

* г > 0, то есть A < 1.

Амплитуда выходного переменного напряжения уменьшается по экспоненте:

имеют место затухающие колебания;

* г = 0, то есть A = 1.

Имеют место синусоидальные колебания с частотой и постоянной амплитудой, то есть незатухающие колебания;

* г < 0, то есть A > 1.

Амплитуда выходного переменного напряжения возрастает по экспоненте.

Уравнение определяет необходимое условие существования колебаний. Теперь можно уточнить этот результат: для A = 1 получаем синусоидальное выходное напряжение с постоянной амплитудой и частотой:

При ослаблении обратной связи амплитуда уменьшается по экспоненте, при усилении - увеличивается. Чтобы генератор при включении напряжения питания начинал возбуждаться, значение A должно быть больше единицы

(А > 1); в этом случае амплитуда колебаний будет возрастать по экспоненте (при условии компенсации ослабления усилителем) до наступления перегрузки. При появлении перегрузки значение A уменьшается до тех пор, пока не достигнет значения, равного единице. Однако при этом форма колебаний на выходе усилителя будет отличаться от синусоиды. Если желательна синусоидальная форма выходного напряжения, необходимо обеспечить автоматическую регулировку усиления такой, чтобы A = 1, прежде чем усилитель начнет перегружаться. В высокочастотной технике, как правило, легко можно реализовать колебательные контуры высокой добротности. Тогда напряжение на колебательном контуре будет синусоидальным даже при перегрузке усилителя. Поэтому при высоких частотах отказываются от регулировки усиления и в качестве выходного используют напряжение на колебательном контуре.

ГЕНЕРАТОРЫ С МОСТОМ ВИНА

В низкочастотном диапазоне LC-генераторы реализуются с трудом, так как для этих частот необходимы большие значения индуктивностей и емкостей. Поэтому в диапазоне низких частот

преимущественно используют генераторы, частота которых задается RC_цепями. В принципе, можно было бы реализовать RC_генератор путем замены колебательного контура в схеме, приведенной на рис. 3.2, пассивным RC_полосовым фильтром. Максимально достижимая добротность была бы ограничена величиной 0,5. Поэтому возникающие синусоидальные колебания обладали бы невысокой стабильностью частоты. Это следует из анализа фазочастотной характеристики, приведенной на рис. 3.3. При пассивном фильтре нижних частот с добротностью Q = 1/3 сдвиг фазы на частоте, равной половине резонансной, составляет 27°. Если усилитель внесет сдвиг фазы величиной -27°, генератор согласно условию баланса фаз будет самовозбуждаться на половинной частоте резонанса. Чтобы достичь хорошей стабильности частоты, необходима цепь обратной связи, фазочастотная характеристика которой имеет крутой переход через нуль. Этим свойством обладают колебательные контуры высокой добротности и мост Вина-Робинсона. Его выходное напряжение на частоте резонанса становится близким к нулю, именно поэтому мост не совсем подходит в качестве цепи обратной связи. Для применения в генераторах мост Вина-Робинсона незначительно расстраивают (рис. 3.4); е должно быть положительным

числом, значительно меньшим единицы. Изменение сдвига фазрасстроенного моста Вина-Робинсона можно очень легко понять качественно; на высоких и низких частотах U1 равно нулю. При этом UD ? -1/3Ue. Вместе с тем, суммарный сдвиг фазы составит +180°. На частоте резонанса U1 составит 1/3Ue, и

UD на частоте резонанса находится в фазе с Ue. Для количественной оценки кривой 1 на рис.3.3. (мост Вина-Робинсона с е = 0,01) прежде всего необходимо рассмотреть функцию преобразования типа:

Из этого выражения, пренебрегая более высокими степенями е, получаем частотную характеристику фазового сдвига:

Эта характеристика представлена на рис. 3.4 для е = 0,01. Известно, что сдвиг фазы при расстроенном мосте Вина-Робинсона в очень узкой полосе частот изменяется на ±90°. Это возможно при незначительной величине е. В этом отношении мост Вина- Робинсона сравним с очень хорошим колебательным контуром. Его преимуществом является то, что сдвиг фазы не ограничен величиной ±90°: он возможен даже до величины ±180°. Вследствие этого высшие гармоники будут значительно ослаблены. Недостаток моста Вина-Робинсона состоит в том, что ослабление на частоте резонанса будет тем более сильным, чем меньше выбирают значение е. Вообще, ослабление на частоте резонанса составляет:

В нашем примере - 1/900. Чтобы в генераторе было выполнено условие возникновения колебаний, усилитель должен скомпенсировать это ослабление. На рис.3.5. представлена схема генератора, резонансная частота которого равна:

Если усилитель обладает дифференциальным коэффициентом усиления AD, то длявыполнения условия генерации колебаний kAD = 1 значение расстройки е = 9k = 9/AD.Если е будет несколько больше, амплитуда колебаний поднимется настолько, что усилитель будет перегружен. При малом е, или даже отрицательном, никакие колебания не возникнут. Этого можно избежать, если установить сопротивления резисторов R1 и R1/(2 + е) с достаточно высокой точностью. Поэтому нужно автоматически регулировать сопротивление одного из двух резисторов в зависимости от амплитуды выходного напряжения. Этой цели служит полевой транзистор T на рис.3.5. Сопротивление канала RDS зависит лишь от напряжения UGS, до тех пор пока UDS остается достаточно малым. Чтобы обеспечить это условие, оставляют часть VN выделенной на R2. Последовательное соединение R2 с RDS должно принимать значение R1/(2 + е). Самое малое значение, которое RDS может принимать, является RDSon. Следовательно, сопротивление резистора R2 должно выбираться из условия

При включении напряжения питания VG остается некоторое время достаточно малым, и поэтому RDS = RDSon. Когда упомянутое условие возникновения колебаний выполнено, сопротивление последовательного соединения R2 с RDS в этом случае меньше чем 1/2R1. На частоте резонанса в мосте Вина возникает относительно большое дифференциальное напряжение UD. Вследствие этого возникают колебания, и их амплитуда возрастает. Выходное напряжение выпрямляется диодами D1, D2 в цепи обратной связи. В результате потенциал затвора становится отрицательным,

и RDS увеличивается. Амплитуда выходного напряжения поднимается до тех пор, пока не окажется выполненным условие:

Коэффициент нелинейных искажений выходного напряжения зависит, по суще_ству, от линейности выходной характеристики полевого транзистора. Коэффициент гармоник можно значительно улучшить, если часть напряжения сток-исток просуммировать с потенциалом затвора. Этому служат резисторы R3 и R4. Разделительный конденсатор C3 предназначен для того, чтобы предотвратить поступление постоянного напряжения на N-вход операционного усилителя, что приведет к смещению нуля на выходе. На практике выбирают R3 ?R4. Тонкой подгонкой R3 коэффициент гармоник настраивается на минимум. При этом достигают значения около 0,1%. Можно установить такие резисторы R, что окажется возможным непрерывно регулировать частоту. Чем больше различие между сопротивлениями резисторов R, тем действеннее должна быть автоматическая регулировка амплитуды колебаний. Максимальное сопротивление R должно быть настолько малым, чтобы входной ток операционного усилителя не создавал на нем существенного падения напряжения. С другой стороны, R не должно быть низкоомным, иначе слишком сильно нагружается выход. В диапазоне частот 1:10 можно установить последовательно с переменными резисторами R постоянные сопротивления, равные R/10. При использовании конденсаторов C переменной емкости в такой схеме можно перестраивать частоту в полосеот 10 Гц до 1 МГц. Чтобы регулировка амплитуды на самой низкой частоте ещe не вызывала искажений, последовательные и параллельные постоянные времени R5C1 и R6C2 должны быть по меньшей мере на порядок больше, чем период колебаний генератора. От параметров полевого транзистора T зависит амплитуда выходного напряжения. Ее постоянство здесь не существенно, так как определенное изменение необходимо, чтобы сопротивление полевого транзистора T заметно изменялось. Стабилизацию амплитуды колебаний можно улучшить, если напряжение затвора дополнительно усиливать. Такая схема с амплитудой выходного напряжения, равной

показана на рис.3.6. Выпрямитель формирует эквивалент выходного переменного напряжения. Операционный усилитель OV2 представляет собой модифицированный пропорционально-интегрирующий регулятор. Потенциал затвора полевого транзистора T таков, что входное напряжение в среднем равно нулю. Это возможно в том случае, если среднее арифметическое значение |Ua| одинаково с Uref. Постоянная времени регулирования должна выбираться большой по сравнению с периодом колебаний, иначе коэффициент усиления будет нестабильным уже в пределах одного периода, что приведет к значительным искажениям. Поэтому если используют пропорционально-интегрирующие регуляторы, то параллельно резистору R6 должен быть подключен конденсатор, чтобы переменное напряжение на R6 на самой высокой частоте генератора было накоротко замкнуто. Только тогда ниже этой частоты вклад пропорциональной схемы будет действенным.

Расчетная часть

Таблица 3.1.- Входные данные

Номер арианта	Схема
3	а	20	6	1	2

Рис.3.7. Генератор с мостом Вина



Для генератора с мостом Вина выберем операционный усилитель - К140УД1А, который имеет параметры:

Таблица 3.2. Параметры ОУ

Напряжение питания	Коэффициент усиления
	500,,,4500	50	300

Поскольку при выборе резисторов и должны выполняться условия:

,

при которых:

Оптимизируем найденные номиналы резисторов и конденсаторов, с теми, которые выпускаются промышленностью:



Таблица 3.3. - Оптимизация номиналов элементов

	Найденный номинал	Существующий номинал



Список литературы

1. Сигорский В.П. «Основы теории электронных схем»

2. Степаненко И.Н. «Основы теории транзисторов и транзисторных схем»

3. Справочник по радиоэлектронным устройствам. Под редакцией Д.П. Линде

4. Марше Х. «Операционные усилители и их применение»

5. Кофлин Р. «Операционные усилители и линейные интегральные схемы»

6. Галкин В.И. «Проводниковые приборы»