Размещено на http://www.allbest.ru/

Міністерство освіти та науки України

Національний авіаційний університет

Кафедра АРЕК

Курсова робота

з дисципліни "Пристрої приймання та обробки сигналів"

"Розрахунок радіозв'язкового приймача"



Радіоприймальним пристроєм (РПП) називається пристрій, на вхід якого із антени введений високочастотний сигнал, модульований по будь-якому закону, а на виході -- кінцевий пристрій, на якому виділяється напруга чи потужність, які змінюються за законом модуляціі.

РПП можна класифікувати за певними ознаками, основними з яких є:

Тип схеми.

Тип носія повідомлення.

Призначення РПП.

Діапазон частот.

Тип конструкції РПП.

Тип модуляції.

Тип і кількість повідомлень.

За типом схеми розрізняють РПП детекторні, прямого підсилення (без регенерації і з нею), надрегенеративні і супергетеродинні, які володіють суттєвими перевагами в порівнянні з РПП інших типів і застосовуються на всіх діапазонах частот.

За типом носія повідомлення розріняють гармонічні (когерентні і некогерентні), імпульсні (радіо- або відеоімпульсна послідовність) і шумоподібні (псевдовипадкові когерентні послідовності) носії, на які за допомогою модуляціі штучно переноситься повідомлення або це повідомлення природньо закладається в статистичних характеристиках переносника.

За призначенням розрізняють РПП зв'язні, радіомовні, телевізійні, радіорелейних та телеметричних ліній, радіолокаційні, радіонавігаційні та інші. Зв'язні РПП найчастіше служать для прийому одноканальних неперервних сигналів з АМ (з несучою і боковими смугами), ОМ і ЧМ чи дискретних сигналів з АТ, ЧТ і ФРТ.

За діапазоном частот розрізняють НЧ (якщо носій відсутній, тосигналом є саме повідомлення, і діапазон частот може починатися з десятка герц), РЧ (всі РПП з діпазоном до 100 ГГц), оптичні, рентгенівські та інші.

Відповідно до типу модуляції в РПП може забезпечуватися прийом і обробка сигналів, параметри носія яких змінюються згідно з прийнятим методом модуляції (АМ, ЧМ, ФМ, ІМ, АІМ, ВІМ та інші).

Відповідно до типу і кількості повідомлень розрізняють РПП аналогових і дискретних (зокрема цифрових) сигналів.

РПП конструктивно виконуються із окремих (навісних) активних і пасивних елементів з печатним чи об'ємним монтажем чи з готових ІМС, які являють собою каскади, вузли приймачів і навіть цілі приймачі. Проектування РПП виконують згідно з технічним завданням.

Загальні вимоги

В них вказуються призначення і місце встановлення приймача, склад комплекту прийомного пристрою (антена, приймач, кінцевий пристрій) і апаратура, з якою повинен працювати приймач, але яка не входить у комплект.

Діапазон частот -- інтервал частот, в межах якого приймач при перестроюванні зберігає свої основні параметри. Характеризується коефіціентом перекриття приймача

де fmax і fmin -- максимальна і мінімальна частоти, які приймаються приймачем. В зв'язних приймачах Кпр>100. Для діапазонних приймачів визначається число піддіапазонів і запаси перекриття по частоті між ними. Крім діапазонних приймачів існують приймачі з фіксованим налагодженням (телевізійні, маркерні і т.д.).

Чутливість -- це параметр, який характеризує здатність приймача приймати слабкі сигнали. Кількісно чутливість оцінюється ЕРС антени чи потужністю сигналу в ній, при яких нормально функціонує вихідний пристрій при заданих параметрах модуляції і певному відношенні сигнал/завада. Реальна чутливість рівна ЕРС (чи номінальній потужності) в антені, при якій напруга (потужність) сигналу на виході приймача перевищує напругу (потужність) завад у декілька разів.

Вибірковість (селективність) -- це параметр, який характеризує здатність приймача виділяти корисний сигнал радіостанції, яка приймається, із множини інших сигналів (завад). ”Нелінійна” вибірковість визначається величиною і числом сигналів, які обумовлені взаємодією сигналів, що заважвють, між собою, з сигналами, що приймаються, і з частотою гетеродина чи її гармоніками. У результаті цих взаємодій утворюються коливання проміжної частоти.

Якість відтворення сигналів. При проходженні сигналів по колам приймача виникають частотні, нелінійні і фазові спотворення. Частотні спотворення оцінюються “кривою вірності відтворення”, тобто залежністю коефіціента підсилення від частоти модуляції, нелінійні -- коефіціентом нелінійних спотворень при заданому коефіціенті модуляції, фазові -- нелінійністю фазової характеристики.

Ручні і автоматичні регулювання. Вимоги до ручного регулювання підсилення (РРП) і смуги (РРС) визначаються тим, у скільки разів змінюється вихідна напруга (смуга пропускання) приймача при дії РРП (РРС). Вимоги до автоматичного регулювання підсилення (АРП) характеризуються найбільшою допустимою зміною вихідної напруги приймача при заданій зміні вхідної напруги приймача і допустимої постійної часу АРП.

Аналіз структурної схеми

Усі супергетеродинні приймачі складаються з трьох основних частин: лінійного тракту, демодулятора і пристроїв регулювання. У совю чергу лінійний тракт складається із вхідного кола (ВК), підсилювача радіочастоти (ПРЧ), змішувача (ЗМ) і гетеродина (Г) перетворювача частоти (ПЧ), а також пісилювача проміжної частоти (ППЧ).

Головний тракт прийому супергетеродинного приймача складається з преселектора, який містить ВК і ПРЧ. У випадку, коли доцільно застосовувати два каскади підсилення, бажано перший з них виконувати малошумливим. Якщо в процесі проектування стане відомо, що вимоги до чутливості по дзеркальному каналу виконуються приймачем без ПРЧ, то останній можна виключити.

Після преселектора, що забезпечує необхідну чутливість і попередню селекцію за частотою, напруга сигналу надходить до ПЧ, де відбувається зміна несучої чостоти сигналу . Для цього сигнал і коливання Г, який представляє собою малопотужний генератор, одночасно діють на ЗМ, який являє собою нелінійний елмент або елемент зі змінними параметрами. У результаті на виході ЗМ виникають коливання, які містять складові з частотою сигналу, гетеродина і їх гармонік, а також велику кількість комбінаційних складових із частотами

.

Одна з цих комбінаційних частот (за рахунок настроювання на неї вибірної резонансної системи, як правило, фільтра зосередженої селекції (ФЗС)) використовується як нова несуча частота вихідного сигналу, яка називається проміжною частотою . Таке перетворення повинно бути лінійним, тобто не повинно супроводжуватись спотвореннями обвідної високочастотного сигналу. ЗМ повинен бути лінійним по відношенню до вхідного сигналу та нелінійним щодо гетеродину. Супергетеродин володіє високою чутливістю та селективністю, оскільки підсилення здійснюється на проміжній частоті. У колі змішувача інтенсивність вищих гармонік сигналу дуже слабка. Тому для зберігання високого підсилення приймача перетворення завжди виконується на першій гармоніці сигналу (m = 1). Якщо ж приймач, реалізований по схемі мал.1, не може забезпечити одночасне виконання вимог до вибірковості по дзеркальному і сусідньому каналам, то слід використати супергетеродин з подвійним перетворенням частоти.

Коди підсилення виконується на НЧ, то приймачі прямого підсилення звільняються від недоліків (погіршення характеристик, пов'язане з необхідністю перестроювання і роботою на ВЧ, де він не може забезпечити високу вибірковість).

Основне підсилення і частотну вибірковість приймача забезпечує ППЧ. Напруга з проміжною частотою утворюється в ПЧ. Однією з рис такого приймача є те, що незалежно від частоти сигнала, що приймається, проміжна частота є фіксованою і її вибирають так, щоб забезпечити потрібні підсилення і вибірковість.

Основний паразитний канал носить назву “дзеркальний”. Частота дзеркального каналу відмінна від частоти сигналу.

Переваги приймачів з подвійним перетворення частоти:

- велика вибірковість по дзеркальному каналу завдяки застосуванню високої першої проміжної частоти;

- велика вибірковість по сусідньому каналу завдяки застосуванню низької другої проміжної частоти;

- можливість отримання великого стійкого підсилення, за рахунок його розподілу між трактами.

Та водночас є і недоліки подвійного перетворення частоти:

- наявність додаткових побічних каналів прийому на комбінаційних частотах, а також на 2-му дзеркальному каналі, що призводить до підвищення можливості виникнення інтерференційних свистів;

- суттєве ускладнення схеми та конструкції приймача.

При виборі схеми лінійного тракту слід враховувати необхідну смугу пропускання, яка суттєво впливає на показники усіх каскадів і елементів приймача.

Розрахунок показників і функціональної схеми ППОС

Розрахунок необхідної смуги пропускання лінійного тракту приймача.

Розрахунок структурної схеми необхідно починати з визначення полоси пропускання лінійного тракту. В межах полоси пропускання форми АЧХ приймача повинна задовольняти вимоги щодо спотворень. Необхідна смуга пропускання визначається реальною шириною спектру сигналу, що приймається, доплерівським зміщенням частоти сигналу і запасом смуги, який залежить від нестабільності частот сигналу, що приймається, і гетеродину приймача, похибками в настроюванні окремих контурів і всього приймача, тобто:

Реальна ширина спектру сигналу залежить від виду первинного сигналу, параметрів модуляції і допустимих спотворень. При АМ ширина спектру сигналу визначається як подвоєна верхня частота модуляції:

fд - допплерівське зміщення частоти передавача при русі. Якщо передавач і приймач не рухаються відносно один одного, то .

Запас по смузі приймають для приймачів, які розраховані на безпошуковий і безналагоджувальний прийом. Визначимо запс по смузі для приймачів, розрахованих на одне перетворення частоти:

де і -- відносні нестабільності несучої частоти сигналу fc і частоти гетеродина приймача fГ відповідно; -- відносна похибка настроювання приймача; -- відносна похибка і нестабільність частоти настроювання контурів тракту ПЧ.

Візьмемо = 0,003; = 0,0003. Згідно з завданням ==10-5 . За частоту сигналу приймемо верхню частоту діапазону частот fc=136 МГц. Так як частота гетеродина поки ще не відома, тому орієнтовно приймемо ширину полоси пропускання П трохи більшою за ширину спектра сигналу Fс : П=10кГц, та будем проводити подальші розрахунки.

Вибір проміжної частоти сигналу.

При виборі проміжної частоти будемо спиратися на такі вимоги:

Проміжна частота повинна знаходитись поза діапазоном робочих частот приймача і бути якнайдалі від її меж, оскільки при цьому легше отримати потрібну селективність. При більш низькому значенні fпр можна отримати більш високе стійке підсилення на один каскад, меншу залежність підсилення і смуги пропускання від розкиду і зміни параметрів активних елементів, менший коефіціент шума, більш високу селективність по сусідньому каналу. Оберемо fпр= 6 МГц, виходячи із умов вибірковості і ефективного підсилення.

Розрахунок преселектора

В даному випадку висока вибірковість за дзеркальним каналом найбільш важко досягнена вимога, тому починаємо з вибору селективної системи в тракті сигнальної частоти.

Вибір селективної системи преселектора

При виборі селективної системи приймача слід враховувати, що окрім придушення сусідньої та дзеркальної завади лінійний тракт повинен забезпечити необхідну форму АЧХ.

В межах полоси спотворення не повинні перевищувати допустимого значення пр в порівнянні з частотою настройки. Як правило, форма АЧХ вважається задовільною при пр=3. оскільки головне послаблення вносить фільтр в тракті сигнальної частоти та ФСІ в тракті проміжної частоти, то загальне послаблення приймача ділиться між ними.

Нехай селективна система в тракті високої частоти вносить послаблення на межах полоси в сч=1,4. обираємо в якості селективної системи преселектора 2 двоконтурні полосові фільтри та визначаємо вибірковість за дзеркальним каналом.

Виходячи з сч=1,4 за графіком 2.1 в (1) визначаємо узагальнену розстройку Хпсч для меж полоси пропускання:

Хпсч=0,6

Далі обраховуємо максимально допустиме еквівалентне загасання навантажених контурів преселектора:

dпад=П/(Хпсч*fmin)=9*103/(0,6*100*106)=0,00708

мінімально допустиме значення загасання контурів з урахування шунтування контурів активним елементом на частотах 100 - 136 МГц дорівнює:

dєmi=q*d0min=(0,006...0,01)*(2,5...3,0)=0,015...0,03,

де q - коефіцієнт шунтування контурів активними елементами; d - мінімально допустиме значення загасання не навантажених контурів.

Визначаємо узагальнену разстройку для дзеркального каналу:

Хзк=(fзк/f0-f0/fзк)/dэсч

де f0--частота настройки приймача (замість неї підставимо верхню частоту диапазону 136 МГц) ;

fзк--частота дзеркального каналу (при верхньому налаштуванні гетеродину)

fзк= f0+2 fпр=136*106+2*6*106=148 МГц).

Оскільки dпад<dєmin, то dєсч=dєmin - еквівалентне загасання контурів тракту

Отримали :

Хзк=(fзк/f0-f0/fзк)/dэсч=()/0,025=6,77

Для цього значення узагальненої разстройки визначаємо по графику 2,1 б рівень послаблення дзеркального каналу : зк=80 дб>75дб, у якості селективної системи тракта СЧ , ми обираємо 3ДПФ та одиночного контура, тем самим забезпечуємо необхідну вибірковість по дзеркальному каналу , що задовольняє вимоги технічного завдання.

Це значить, що на обраній проміжній частоті можливо задовільнити вимоги селективності, тобто значення пр=6 МГц нас влаштовує. Знаючи промежну частоту, визначаем ширину полоси пропускання частот приймача П.

При верхній настройці гетеродина . При настройці на верхню частоту диапазону, = МГц. Знаючи, що ==10-5 =0, =0,003, визначаемо :

fзап=2* =2*

=2,6 кГц.

Полоса пропускания приемника П=9+2,611,6 кГц.

Однак в нашому випадку невідємною вимогою до селективної системи преселектора є також можливість перестройки контурів в межах робочого діапазону частот. За техничним завданням необхідно забезпечити широкий діапазон частот (коефиціент перекриття по діапазону рівний =). Оскільки ДПФ не може перестроюватися в таких широких межах, то потрібно розділить рабочий диапазон на піддіапазони, провести селекцію в кожному з піддіапазонів за допомогою окремої вибіркової системи, перестроюваної в межах піддіапазону. Розбиття робочого інтервалу частот на піддіапазони буде приведено нижче.

Вибір засобів забезпечення вибірковості приймача.

Селективна система тракту сигнальної частоти повинна задовільняти вимогам до селективності за побічними каналами тракту. В супергетеродинних приймачах частотна вибірковість визначається в основному послабленням дзеркального і сусіднього каналів.

Вибірковість -- здатність відділити корисний сигнал від заважаючих сигналів побічних каналів приймача. Кількісною мірою вибірковості служить відносна інтенсивність заважаючих сигналів, при якій їх вплив на чутливість і якість відтворення повідомлення стає більшою за допустиму межу. Вибірковість виражають в дБ.

Засоби забезпечення вибірковості можна вибрати у слідуючій послідовності. Спочатку вибираємо схему, число і параметри контурів преселектора (ПРС). При відомій проміжній частоті fпр= = 6 МГц вибираємо еквівалентне затухання контурів ПРС із умови dер 0,02…0,01 (dер = 0,015) і визначаємо узагальнене розстроювання дзеркального каналу:

,

Користуючись нормованими частотними характеристиками, визначимо послаблення дзеркального каналу , яке більше потрібного 75 дБ, тому вибираємо слідуючу схему преселектора:

Для вибраного ПРС обчислюємо узагальнене розстроювання для кінців смуги пропускання приймача:

Для отриманого по нормованим частотним характеристикам знаходимо послаблання, яке створюється ПРС = 1,1. Розрахуємо послаблення , яке можна допустити у ФЗС, із виразу:

Визначимо узагальнені розстроювання для сусіднього каналу із виразу:

,

де -- розстроювання для сусіднього каналу.

Для обчислених значень по кривим нормованих частотних характеристик знаходимо послаблення сусіднього каналу, яке створюється ПРС: = 3,4 дБ.

Визначаємо послаблення сусіднього каналу, яке потрібне від ФЗС:

Обчислюємо коефіціент підсилення приймача:



У якості селективної системи тракту ВЧ вибираємо 3 ДСФ (двухконтурний смуговий фільтр) і цим забезпечуємо вибірковість за дзеркальним каналом.

Розрахунок необхідного коефіціента шуму приймача.

Визначивши необхідну смугу пропускання лінійного тракту, перейдемо до вибору перших каскадів приймача, які забезпечують необхідну чутливість.

Для отримання потрібної реальної чутливості зі входу для зовнішньої антени коефіціент шума не повинен перевищувати значення:

де = 0 - напруженність поля зовнішніх завад (без врахування зовнішніх завад); rа= 75 Ом -- активний опір антени, в даному випадку це узгоджений опір фідера; Т0 = 293 К -- робоча температура приймача; Пш = 1,1П =12,76 кГц -- шумова смуга пропускання лінійного тракту приймача; Еа = 7 мкВ -- чутливість приймача; hд -- діюча довжина антени; -- мінімально допустиме відношення середньо квадратичних значень напруги сигнал/завада на вході детектора.

,

де Кп = 3 -- відношення максимальної напруги керуючого сигналу до діючого при прийомі телефонних сигналів; = 7 -- для прийому радіотелефонних сигналів; mmax = 0.9 -- максимальний коефіціент модуляції сигналу; Пуз = 1,1fmax = 1,1*4,5 = 4,95 кГц. Тоді:



дБ

Розподіл діапазона робочих частот на піддіапазони.

При проектуванні радіоприймача, що призначений для роботи в широкому діапазоні частот, загальний діапазон робочих частот приймача розділяють на під діапазони з відносно малими частотними інтервалами в кожному піддіапазоні, якщо коефіціент перекриття діапазону приймача більше коефіціента перекриття діапазона резонансних систем зі змінним настроюванням, які застосовуються, а також якщо потрібно отримати більш високі і постійні по діапазону чутливість і селективність, більш плавне настроювання, більшу точність частоти настроювання приймача. Від вірного розділення в значній мірі залежать електричні, експлуатаційні, конструктивні дані приймача.При цьому слід враховувати, що при збільшенні числа піддіапазонів ускладнюється схема, конструкція і експлуатація приймача, збільшується його об'єм і маса, зменшується надійність. Коефіціент перекриття діапазона:

Так як Кд>1 розбиваємо діапазон робочих частот на піддіапазони. Це дозволить краще забезпечити вимоги до вибірковості і смуги пропускання, здійснити більшу точність встановлення частоти і налагодження приймача. Розділення на піддіапазони зробимо методом з постійним Кд. Мінімальне число піддіапазонів обчислюємо за формулою:



де Кпддоп -- допустимий коефіціент перекриття.

,

де = 100 кГц -- мінімальна різниця між несучими частотами сусідніх каналів в діапазоні метрових хвиль; lш = 0,2 м -- довжина шкали налагодження приймача; lш = 0,001 м -- відстань між сусідніми поділками шкали.

Визначимо розрахунковий коефіціент перекриття піддіапазону:

Обчислюємо граничні частоти піддіапазонів:

f1min = 0.97*fmin = 97 МГц; f1max = kд * f1min = 113 МГц;

f2min = 0.94*f1max = 106.225 МГц; f2max = kд * f2min = 123.752 МГц;

f3min = 0.94*f2max = 116.327 МГц; f3max = kд * f3min = 136 МГц.

Таким чином, преселектор буде складатися з трьох систем, кожна з котрих може перестроюватись в межах свого під діапазону. Конструктивне використання такої великої кількості перестроюваних ємностей нераціональне, так як збільшує масу та габарити приймача, проте в ТЗ не висувається особливих вимог до цих параметрів РПП, тому така конструкція РПП нас влаштовує.

Проектування функціональних схем

Вхідне коло

Рис. 2. Принципова схема вхідного кола

Вхідний пристрій (ВП) в РПП служить для зв'язку антенно-фідерної системи зі входом першого каскаду ПРЧ. В професій них приймачах в метровому діапазоні застосовуються налагоджені антени, які призначені для роботи на фіксованій хвилі.

Вхідне коло визначає завадостійкість і чутливість РПП і повинно володіти достатньою селективністю для того, щоб зменшити імовірність перехрестної модуляції і інтермодуляції. Виберемо вхідне коло з індуктивним зв'язком з антеною.

Розрахунок ВК

Знайдемо індуктивність зв'язку:

,

де Свх -- ємність першого активного елементу: Свх = 15 пФ.

1 піддіапазон:



2 піддіапазон: радіоприймальний пристрій шум підсилювач

3 піддіапазон:

Обчислюємо коефіціент зв'язку між катушками, який необхідний для отримання К0вк:

1 підіапазон:

2 піддіапазон:



3 піддіапазон:

Параметри антени: САmin = 50 пФ; САmax = 150 пФ; RA = 75 Ом. Будемо вважати, що КзвА = 0,15 -- коефіціент зв'язку з антеною, який забезпечує допустиме розстроювання контура ВК.

Знайдемо індуктивність катушки зв'язку з антеною:

,

де Куд = 1,2 ... 2 -- коефіціент видовження антени, зі збільшенням якого падає коефіціент перекриття ВК, але зростає його рівність по діапазону: Куд = 1,6.

1 піддіапазон:

2 піддіапазон:

3 піддіапазон:



Знайдемо передачі ВК для кожного піддіапазону. Для цього розрахуємо індуктивність контурних котушок за формулою:

де Сср = 185 пФ, оскільки ми обрали блок конденсаторів з параметрами Скmin = 10 пФ і Сkmax = 360 пФ; fср -- середня частота кожного піддіапзону.

1 піддіапазон:

2 піддіапазон:

3 піддіапазон:

Розрахуємо коефіціент передачі ВК:



1 піддіапазон:

2 піддіапазон:

3 піддіапазон:

Коефіціент передачі ВК в дБ: К0вк = -28 дБ.

Середній коефіціент шума ВК для всіх 3 піддіапазонів

Вибір схеми підсилювача високої частоти (ПРЧ)

Оберемо тип підсилювального пристрою ІМС К 235 УВ1. Такий вибір пояснюється рядом переваг, серед них:

- малі габарити і вага;

- мінімальна кількість начіпних елементів;

- можливість подачі керуючого сигналу АРП без застосування додаткових елементів;

- невеликий коефіцієнт шуму при реальному підсиленні по напрузі близько 13;

- мінімальний рівень паразитних зв'язків;

- гарна температурна стабільність, обумовлена застосуванням терморезисторів.

Основні параметри мікросхеми К 235 УВ1:

Рис.3. Принципова електрична схема включення ІМС у якості ПРЧ.

Таке включення ІМС обране внаслідок того, що воно є типовим і забезпечує найкращі характеристики ПРЧ у нашому випадку.

Розрахунок ФЗС

Замість ППЧ з розподіленою вибірковістю можна використовувати ППЧ з фільтром зосередженої селекції (ФЗС). При цьому ППЧ містить каскад з ФЗС і ряд аперіодичних чи слабовибіркових каскадів, які створюють неоюхідне підсилення проміжної частоти.

ФЗС вмикають на вихід одного із перших каскадівhhhjjj

ППЧ, які слідують за діодним змішувачем. Вихідними даними для розрахунку каскаду з електричним ФЗВ є:

· П = 11,6 кГц

· fпр = 6 МГц

· Sескп = 61,6 дБ

· Sепп = 1,9 дБ

· = 1 МГц

Розрахунок ФЗС повинен зводитись до знаходження частот зрізу і числа елементарних ланок, при яких фільтр задовільняє поставлені до нього вимоги.

Для розрахунку ФЗС можна використовувати сім'ю узагальнених резонансних кривих.

Порядок розрахунку.

Визначимо величину

де

Задамо кількість ланок n = 6. Визначимо послаблення на межі смуги пропускання, яке створюється однією ланкою:

= 0,78. Визначимо різницю частот зрізу:

Визначимо допоміжні величини:



За графіком мал.6.3 [3] знаходимо Sеск1 = 11 дБ. Визначимо загальне розрахункове послаблення фільтра на частоті сусіднього каналу:

де -- погіршення вибірковості із-за неузгодження фільтру із джерелом сигналу і навантаженням. Велечина задається у межах 3...6 дБ.

Оскільки SескфSескп , то можна зробити висновок, що фільтр забезпечує потрібну вибірковість.

Коефіціент передачі ФЗС для n = 6 і = 0,078 : Кпф = 0,8.

Змішувач

У змішувачах проміжний ВЧ сигнал перетворюється у сигнал проміжної частоти. Для придушення сигналів дзеркального каналу і комбінаційної завади на вході і виході зьішувача встановлюють смугові і режекторні фільтри. Проте це не завжди можна виконати. Так при вибраній fпр і високій радіочастоті не завжди вдається ефективно відфільтрувати частоту дзеркального каналу, яка відстає від радіочастоти на значення, яке рівне сумі 2 проміжних частот.

Рис.4. Принципова схема ІМС.



У якості змішувача використаємо мікросхему К235ПС1, основними параметрами якої є:

1. Нижня гранична частота:

· по сигнальному входу -- 50 кГц

· по гетеродинному входу -- 1 кГц

2. Крутизна перетворення -- 2 мА/В

3. Опір сигнального входу -- не менше 1 кОм

4. Ємність сигнального і гетеродинного входів -- 25 пФ

5. Опір гетеродинного входу -- не менше 1,5 кОм

6. Коефіціент шуму на f = 20 МГц -- 8 дБ

Візьмемо Кпз = 1 раз = 0 дБ.

У мікросхему входить підсилювач на транзисторі Т1, подвійний балансовий змішувач на транзисторах Т2-Т5 і гетеродин на транзисторі Т7.

Вхідний підсилювальний каскад використовується для збільшення рівня напруги сигналу, що подається на вхід змішувача. Навантаженням каскаду служать транзистори Т2 і Т3. На транзистори Т4 і Т5, що також входять до складу змішувача, напруга сигналу не подається. При подачі на вивід 5 напруги гетеродина в навантаженні відбувається компенсація зустрічно спрямованих складових струмів з частотою гетеродина, що протікають у колекторних ланцюгах транзисторів основної і допоміжної пар. Комбінаційні складові не зазнають змін. Режим роботи транзисторів мікросхеми по постійному струмі визначається дільником R10, R6, R7, R8, T6. Транзистор Т6 використовується як термокомпенсуючий діод.

Гетеродин

Гетеродин приймача формує допоміжну гармонічну напругу, яка необхідна для перетворення частоти. Основними вимогами, які ставляться до гетеродинів, є:

· Забезпечення необхідного значення робочої частоти і перетворення її у заданому діапазоні

· Стабільність частоти коливань, що генеруються

· Забезпечення необхідної амплітуди вихідної напруги і її постійність

· Мінімальний рівень гармонік вихідної напруги

У якості гетеродина візьмемо гетеродин з кварцовою стабілізацією частоти. Частота гетеродина дорівнює 130 МГц.

Кількість каналів:

,

де - крок сітки частот. Тому доцільно використовувати цифровий синтезатор частоти. Його робота заснована фазово-частотному автоматичному підстроюванню частоти (ФАПЧ).

Рис.5. Структурна схема цифрового синтезатора частоти.

Умовні позначки в структурній схемі на мал.: 1 - формувач імпульсів (обмежувач або тригер Шмітта); 2 - дільник частоти опорного генератора з коефіцієнтом розподілу n; 3 - частотно-фазовий детектор; 4 - дільник зі змінним коефіцієнтом розподілу; 5 - формувач імпульсів; 6 - фільтр нижніх частот; 7 - генератор керований напругою; 8 - буферний каскад; 9 - пристрій керування.

Підсилювач проміжної частоти

ППЧ призначений для підсилення сигналу проміжної частоти до рівня, необхідного для нормальної роботи детектора, у нашому випадку 0,5В.

Вихідні дані для розрахунку ППЧ одержують з попереднього розрахунку приймача, зробленого вище. До них відносяться:

- номінальне значення проміжної частоти (500 кГц);

- коефіцієнт підсилення по напрузі усього ППЧ (1097);

- смуга пропущення (широкополосний ППЧ);

- параметри навантаження УПЧ (вхідний опір АМ детектора);

Найбільше часто для підсилювачів проміжної частоти застосовуються біполярні транзистори. У нашому випадку ППЧ буде побудований на ІМС, що дасть можливість збільшити коефіцієнт передачі ППЧ і тим самим зменшити кількість каскадів приймача. Вибір типу підсилювального приладу зроблений у пункті (1.7), а саме ІМС К 235 УР3. Усі переваги використання ІМС, а не окремих транзисторів були викладені вище!

Рис.6. Принципова електрична схема включення ІМС у якості ППЧ.

Мінімальне значення коефіціенту підсилення ППЧ:

де Uвх.д = 100 мВ -- необхідна вхідна напруга детектора; Кзап = 2 -- коефіціент запасу підсилення у лінійному тракті.

Когерентний детектор

Власне амплитудний детектор є перемножувачем сигналів. Вхідний сигнал множиться на опорне коливаня синтезатором частот. Сдвиг фаз між несучою і опорними сигналами повинен бути рівний 0. На вході детектора подається АМ-коливання виду :

,

де - модулююче коливання, - частота несучого коливання.

На другий вхід перемножувача поступає напруга допоміжного гетеродина виду :

,

де Uг - амплітуда гетеродина.

Після перемноження інших сигналів на виході перемножувача маємо :

,

Перша низькочастотна складова є несучою. Друга складова високочастотна - вона є паразитною,яка після проходження ФНЧ ,з частотою зрізу набагато менша ніж несуча частота,буде подавлена. В результаті вихідний сигнал має вигляд :

,

де Кд = 1/2*Uг*cos(, коефіцієнт передачі детектора,який досягає свого максимального при умові,що фаза гетеродина дорівнює фазі сигналу.

Розглянемо спрощену схему когерентного детектора.

Основним елементом синхронного детектора є перемножувач (демодулятор), зібраний на операційному підсилювачі ОУ2 та електронному ключі. Під дією керуючого сигналу ключ замикає (або розмикає) неінвертуючий вхід ОУ2 на землю. При замкнутому ключі ОУ2 працює за схемою инвертирующего підсилювача з коефіцієнтом підсилення K = -1, а при розімкнутому ключі - за схемою неінвертуючого підсилювача з K = 1.

Ключ управляється вихідним сигналом компаратора, який порівнює напруга, що подається на опорний вхід, з нульовим потенціалом. При негативному опорному напрузі компаратор виробляє позитивний вихідний сигнал величиною 5В, і ключ розімкнений (K = 1), а при позитивному опорному напрузі вихідний сигнал компаратора дорівнює нулю, і ключ замкнутий (K = -1). Таким чином, ця частина схеми примножує вхідний сигнал на зворотний знак опорного сигналу.

На сигнальному вході демодулятора включений інвертують підсилювач-суматор на операційному підсилювачі ОУ1. Суматор служить для формування суміші корисного сигналу і шуму на вході детектора. Вихідний сигнал підсилювача (точка КОНТРОЛЬ) дорівнює сумі, взятої з протилежним знаком, сигналу на вході 1: 1 і ослабленого в 10 разів сигналу на вході 1:10.

У результаті вихідний сигнал демодулятора дорівнює добутку знака опорного сигналу і сигналу, що подається на вхід 1: 1 або 1:10.

Вихідний сигнал демодулятора надходить на фільтр низьких частот (Рис.10). Фільтр зібраний на операційному підсилювачі і являє собою фільтр Баттерворта другого порядку (крутизна спаду амплітудно-частотної характеристики поза смуги пропускання становить 12дБ / октава, октава - зміна частоти в два рази). Амплітудно-частотна характеристика фільтра описується виразом:

K(f) |2 = KO2 / ( 1 + (f/fC)4 ) .

Коефіцієнт посилення фільтра в смузі пропускання KO приблизно дорівнює 1.6, частота зрізу fC становить порядку 100 Гц.

Розглянемо застосування ФАПЧ у когерентних детекторах.

Рис.11. Структурна схема ФАПЧ.

Фазове автопідстроювання частоти (ФАПЧ) -- система автоматичного регулювання, коригуюча частоту керованого генератора так, щоб вона дорівнювала частоті опорного сигналу. Реґулювання відбувається завдяки негативному зворотному зв'язку. Вихідний сигнал керованого генератора порівнюється на фазовому детекторі з опорним сигналом, результат порівняння використовується для керування частотою генератора.

Система ФАПЧ використовується для частотної модуляції і демодуляції, множення і перетворення частоти, частотної фільтрації, виділення опорного коливання для когерентного детектування і в інших цілях.

ФАПЧ порівнює фази вхідного і опорного сигналів і видає сигнал похибки, відповідно різниці між цими фазами. Сигнал похибки проходить далі через фільтр низьких частот і використовується в якості керуючого для генератора, керованого напругою (ГУН), який генерує в колі неґативного зворотного зв'язку. Якщо вихідна частота відхиляється від опорної, то сигнал похибки збільшується, діючи на ГУН в сторону зменшення похибки. В стані рівноваги вихідной сигнал фіксується на частоті опорного.

До складу контуру входить фазовий детектор, що представляє собою помножувач з коефіцієнтом посилення, петлевий фільтр, який формує керуючу напругу (або сигнал помилки) і генератор керований напругою (ГУН).

Розглянемо структурну схему ФАПЧ :

де е(t) - значення керуючої напруги, К0 - коефіцієнт пропорційності.

Тоді сигнал на виході ГУН рівний ,а сигнал на виході ФД :

Кд - коефіцієнт підсилення, ф(t)- повна фаза.

Сигнал на виході фазового детектора являє собою суму сигналу на подвоєною частоті і сигналу залежного від різниці фаз вхідного сигналу і ГУН. Петлевой фільтр являє собою ФНЧ, який пригнічує сигнал на подвоєною частоті, тоді на виході петлевого фільтра отримаємо керуючий сигнал

Керуючий сигнал на виході петлевого фільтра пропорційний синусу різниці фаз прийнятого і опорного сигналів.



Висновок

Під час виконання курсової роботи я розрахував показники і функціональну схеми підсилювально-перетворювального тракту радіозв'язкового приймача з цифровою системою АРП, та зробив розробку ступені демодуляції з застосуванням схеми когерентного детектора.



Список літератури

1. Проектирование радиоприемных устройств /Под общ. ред. А.П. Сиверса, М.:1976. - 448 с.

2. Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств М.Н. Белкин, В.Т. Белинский и др. /Под ред. М.Н. Белкина. К.: Вища шк., 1982. -447с.

3. И.А. Хаймович, П.А. Иванов, Ю.Е. Устроев Бортовые радиоустройства посадки самолетов 1980

Размещено на Allbest.ru