ЭМС установлена на борту космического аппарата, предназначена для обеспечения его работоспособности в условиях ближнего космоса. Поэтому наиболее значимыми показателями являются надежность, массогабаритные показатели, точность.

Таким образом, расставим следующие весовые коэффициенты для выбранных критериев качества:

- точность5

- энергетические показатели7

- надёжность10

- массогабаритные показатели9

- стоимость6

- время разгона8

1.10 Сравнение рассматриваемой ЭМС с аналогом по обобщенному критерию с учетом весовых коэффициентов критериев оценки

2. Инвертор электропривода солнечной батареи по крену

2.1 Исходные данные

Исходными данными для проектирования статического преобразователя электрической энергии являются параметры применяемого асинхронного двигателя (табл. 2.1).

Таблица 2.1

Ориентировочные характеристики двигателя

2.2 Расчёт статического преобразователя электрической энергии

2.2.1 Техническое задание на проектирование преобразователя

Для питания асинхронного двигателя с номинальной мощностью 6,5 Вт с cosц = 0,5 необходимо разработать трёхфазный инвертор номинальной мощностью 10 Вт (с учётом КПД двигателя).

Напряжение питающей сети - постоянное, 27 В ± 10%.

Напряжение на выходе преобразователя -- переменное трехфазное, частота 150 Гц.

2.2.2 Выбор схемы трёхфазного инвертора

Описание различных схем инверторов

Простейший однотактный инвертор представляет собой последовательное соединение транзистора, работающего в режиме переключения с коэффициентом заполнения г = 0,5, и нагрузки, шунтированной дросселем (рис. 2.1).

Рис. 2.1 Схема элементарного однофазного инвертора

При открытом транзисторе к нагрузке и дросселю приложено напряжение питания U_п и в дросселе накапливается энергия. При закрытом транзисторе накопленная энергия передается в нагрузку, формируя импульс напряжения U_п обратной полярности. Таким образом, при очередном открытии и закрытии транзистора к нагрузке будет приложено переменное напряжение. Такой инвертор называется однотактным.

Главным достоинством однотактных инверторов является простота их выполнения и малая стоимость. Недостатками однотактных инверторов являются: несимметричная по полупериодам форма кривой выходного напряжения, меняющаяся при изменении нагрузки; отсутствие возможности регулирования выходного напряжения; работа только на активную нагрузку. По этим причинам область применения однотактных инверторов ограничена маломощными устройствами.

Для питания трехфазного двигателя необходим двухтактный трехфазный инвертор.

Выбор схемы инвертора определяется массогабаритными параметрами, надёжностью и стоимостью. В настоящее время широкое применение нашли следующие схемы:

· мостовой трёхфазный инвертор

· кольцевой трёхфазный инвертор

Рассмотрим преимущества и недостатки указанных типов инверторов.

В трехфазном кольцевом инверторе, показанном на рис. 2.2 , шесть силовых транзисторов соединены в кольцо, а точки соединения смежных транзисторов подключены через половины первичных обмоток выходного трансформатора к источнику питания инвертора.

Рис. 2.2 Кольцевой трёхфазный инвертор

В таком инверторе угол открытого состояния каждого транзистора в общем случае равен 120 электрическим градусам, а взаимный сдвиг фазы импульсов управления смежными транзисторами равен 60 электрическим градусам. При таком алгоритме переключения транзисторов фазные напряжения Ua, Ub, Uc, как и в мостовом трехфазном инверторе, имеют двухступенчатую форму без третьей и кратных ей гармоник независимо от cosц_н. По каждому транзистору в течение 60 электрических градусов протекает ток одной фазы, а в течение следующих 60 электрических градусов -- ток другой фазы (рис.2.3). Токи транзисторов и диодов в кольцевом инверторе меньше, чем в мостовом.

Действующее значение тока транзистора при соsц_н = 1 в кольцевом инверторе в 1,4 раза меньше, чем в мостовом, и, следовательно, почти вдвое меньше статические потери в транзисторах. При уменьшении cos ц_н этот эффект снижается. Потери в диодах в кольцевом и мостовом инверторах практически одинаковы.

Несмотря на отмеченные преимущества, кольцевой инвертор имеет ограниченное применение, так как в нем принципиально необходим выходной трансформатор с тремя обмотками в каждой фазе и с расчётной мощностью, на 21% больше, чем в мостовом инверторе. Кроме того, разобщенность эмиттеров (или истоков -- для полевых) силовых транзисторов усложняет выполнение выходных каскадов блока управления.

Трехфазный мостовой инвертор выполняется в виде трех однофазных инверторных ячеек, соединенных по цепи питания параллельно, а по выходу - в звезду или треугольник. Управление инверторными ячейками производится по сложной схеме со взаимным сдвигом 120 электрических градусов.

Из преимуществ трёхфазного мостового инвертора можно выделить простоту конструкции, отсутствие необходимости использовать трансформатор, а также относительную простоту выходных каскадов схемы управления. Выходной каскад транзисторного преобразователя, выполненный по трехфазной мостовой схеме, приведен на рис. 2.4.

Транзисторы преобразователя переключаются в следующем порядке: пусть в интервале 0<щt<р/3 транзисторы VT1, VT4, VT5 находятся в режиме насыщения, a VT2, VT3, VT6 - в режиме отсечки, при щt = р/3 переключаются транзисторы VT5, VT6 и далее со сдвигом kр/З, где k = 1,2,3, переключается одна пара транзисторов - VT1-VT4, VT2-VT5, VT3-VT6.

Рис. 2.3 Диаграммы токов и напряжений кольцевого инвертора

Рис. 2.4 Трёхфазный мостовой инвертор

При соединении нагрузки в звезду в любой момент времени к источнику питания подключаются все три фазы, причем одна фаза включается последовательно с двумя другими, соединенными в параллель. Если транзисторы VT2, VT4, VT5 находятся в режиме насыщения, a VT1, VT3, VT6 - в режиме отсечки, то переключение каждой пары транзисторов, например VT1-VT2, через интервалы равные р/3 переводит очередную из двух параллельно соединенных фаз Z_a и Z_b (в данном случае Z_a) в параллельное соединение с третьей (Z_c).

Такой порядок переключения режимов насыщения и отсечки транзисторов соответствует симметричной 180-градусной схеме управления. Такое управление лучше использовать при высоком cosц (выше 0,6). При низком cosц целесообразнее использовать несимметричное управление со скважностью 120/240°. В этом случае использование транзисторов по напряжению и току такое же, как и при симметричном управлении, а коммутация транзисторов улучшается. На рис. 2.5 приведены временные диаграммы изменения выходных линейного и фазного напряжения, а также тока в фазе.

Рис. 2.5 Диаграммы напряжений и токов на выходе инвертора при несимметричном управлении 120°/240°, полученные с помощью программы PSpice

Выбор схемы трёхфазного инвертора

Разрабатываемый инвертор в составе системы управления по крену солнечными батареями космического аппарата должен иметь минимальную полётную массу. Этому критерию полностью соответствует инвертор, выполненный по мостовой схеме, так, как в его составе нет трансформатора, а для управления силовыми транзисторами используется минимальное количество элементов схемы.

2.2.3 Расчёт силовой части инвертора

Определение токов и напряжений в цепях инвертора

Фазное напряжение (2.1) имеет ступенчатую форму (рис. 2.5) с амплитудой

, (2.1)

тогда действующее значение фазного напряжения:

(2.2)

Мощность нагрузки преобразователя:

P = 3·U_ф·I_ф·cosц (2.3)

Из (2.3) найдём значение действующего линейного тока, равное значению действующего фазного тока:

(2.4)

Исходя из опыта проектирования трёхфазных асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором, предполагается кратность пускового тока k_п = 10 [1]. Тогда пусковой ток двигателя:

I_лп = k_п·I_л = 10·0,52 = 5,2А; (2.5)

пусковая мощность:

P_п = k_п·P_л = 10·10 = 100Вт (2.6)

Максимальное напряжение сток-исток закрытого транзистора равно максимальному напряжению питания. Исходя из практических соображений, задаемся допустимым значением напряжения между стоком и истоком транзистора U_СИmax(0,7...0,8)U_СИдоп. Следовательно, закрытый транзистор должен выдерживать напряжение:

U_СИдоп = U_СИmax/0,7 = (27+10%)/0,7 = 29,7/0,7 = 42,4В (2.7)

Выбор типа транзисторов, расчёт потерь мощности в них и определение КПД инвертора

Выбор типа транзисторов осуществляется исходя из следующих данных: максимальное напряжение между стоком и истоком закрытого транзистора U_СИдоп = 42,4 В; максимальный ток стока открытого транзистора I_С = 5,2А; максимальна я частота переключения транзистора f_кmax = 150 Гц.

По указанным выше данным выбираем транзистор производства фирмы «International Rectifier» типа IRLR2905 со встроенным обратным диодом, имеющий следующие характеристики:

• Максимальное напряжение сток-исток U_си = 55 В;

• Максимальный ток сток-исток при 25 °С I_{си макс.} = 42 А;

• Максимальное напряжение затвор-исток U_{зи макс.} = ±16 В;

• Сопротивление канала в открытом состоянии R_{си вкл.} = 27 мОм;

• Максимальная рассеиваемая мощность P_{си макс.} = 110 Вт;

• Корпус DPak;

• Пороговое напряжение на затворе 2В;

• Время нарастания t_r = 84 нс;

• время спада t_f = 15 нс.

Найдём потери при переключении транзистора. Для этого предположим, что при включении напряжение на транзисторе и ток через него меняются по линейному закону:

;

.

Тогда энергия, выделяющаяся в транзисторе при включении:

Дж (2.8)

Напряжение и ток транзистора при выключении:

;

.

Энергия, выделяющаяся в транзисторе при выключении:

Дж (2.9)

Суммарные динамические потери в транзисторе при коммутации с частотой 150 Гц:

ДP_дин = (E_вкл+E_выкл)·f = (2,23·10^-6+4·10^-7)·150 = 3,945·10^-4 Вт (2.10)

Статические потери в транзисторе:

ДP_ст = г·I_лп²·R_{си вкл} = 0,33·5,2²·0,027 = 0,24 Вт, (2.11)

где г = 0,33 -- коэффициент заполнения при несимметричном управлении.

Динамические потери в транзисторах пренебрежимо малы по сравнению со статическими, поэтому принимаем полные потери в транзисторе ДP_T = 0,24 Вт.

Потери в открытом диоде:

Вт, (2.12)

где I_ср -- максимальный ток через обратный диод, А;

U_пр -- прямое падение напряжения, В, на диоде (в проводящем состоянии) при 1_ср.

Потери при восстановлении запирающих свойств диода:

Вт, (2.13)

где t_rr -- время обратного восстановления диода.

Динамические потери в диодах пренебрежимо малы по сравнению со статическими, поэтому принимаем полные потери в диоде ДP_Д = 0,96 Вт.

Потери в модуле (транзистор+диод):

ДP _м = ДP_T+ ДP_Д = 0,24+0,96 = 1,2 Вт (2.14)

Суммарные потери в инверторе:

ДP = 6·ДP _м = 6·1,2 = 7,2 Вт (2.15)

КПД инвертора:

. (2.15)

Тепловой расчёт

Найденные результирующие потери являются основой для теплового расчета инвертора, в ходе которого определяются тип и геометрические размеры необходимого охладителя, а также проверяется тепловой режим работы кристаллов транзистора и обратного диода.

P_S = 5,7·10^-8·e·T_р⁴·S_б , (2.16)

где S_б = 6*0.001 м² -- площадь излучающей поверхности площадки печатной платы,

e = 0,8 -- коэффициент черноты. Найдём температуру радиатора (из 2.16):

(2.17)

Температура кристалла транзистора и обратного диода:

T_j = T_a+ДP_м·(R_th(j-c)+R_th(c-a)) = 129+1,2·1,4 = 130,68 °С, (2.18)

где R_th(j-c) -- термическое переходное сопротивление кристалл-радиатор для модуля [5], °С/Вт,

При этом выполнятся неравенство T_j < 175 °С, что свидетельствует о возможности непрерывной безопасной работы инвертора в режиме перегрузки или усложнённого пуска асинхронного двигателя.

Драйвер IR2130S

МОП-транзсторы находят все более широкое применение в качестве мощных ключей в драйверах (системах управления) двигателей и конверторах, работающих на переменном и постоянном напряжении вплоть до 600 В постоянного напряжения. Такие мощные ключи могут выполняться на МОП-транзисторах, биполярных транзисторах с изолированным затвором или тиристорах, но все они требуют подачи управляющего напряжения для достижения условий насыщения в состоянии «включено». Эти управляющие сигналы должны иметь следующие характеристики:

- амплитуда от 10 до 15 В;

- малое сопротивление управляющего каскада для быстрого заряда и разряда емкости затвора;

- малые внутренние потери мощности на высокой частоте переключения и максимальном напряжении смещения;

- возможность подачи выходных сигналов логического уровня относительно земли;

- защита мощного ключа от разрушения при задержке низкого уровня напряжения на затворе, а также при недостаточном или чрезмерном напряжении или токе в нагрузке, превышающем типовое значение.

- Отличительные особенности драйвера трехфазного моста IR2130S:

- Выходные каналы разработаны для нагруженного функционирования.

Работает в приложениях с выходным напряжением до +600В.

Допускает отрицательное переходное напряжение.

Стойкость к скорости изменения напряжения (dV/dt).

Управляющее напряжение на затворах от 10 до 20 В.

Блокировка всех каналов при снижении напряжения.

Выключение всех 6 драйверов при токовой перегрузке.

Раздельные полумостовые драйверы.

Согласованное время распространения сигналов по всем каналам.

Выходы работают в противофазе с входами.

Защита от сквозных токов.

Краткая характеристика драйвера трехфазного моста IR2130S:

Максимальное напряжение смещения V_OFFSET 600В;

Выходной ток короткого замыкания 10±200 мА/420 мА;

Выходное напряжение V_OUT 10 - 20В;

Время включения/отключения 675/425 нс;

Длительность паузы - 2,5 мкс.

На рис. 2.6 представлена функциональная блок-схема драйвера IR2130S.

Рис. 2.6 Функциональная блок-схема драйвера IR2130S

ПУГИ - преобразователь уровня генератора импульсов;

ДПН - детектор пониженного напряжения; Д - драйвер

Логические входы совместимы с 5В КМОП или LSTTL выходами. Связанный с общим проводом операционный усилитель обеспечивает обратную связь по току моста через внешний измерительный резистор. Функция прерывания тока, действующая на все 6 выходов также использует сигнал с этого резистора с последующим делением напряжения. Сигнал с открытым стоком FAULT индицирует о выключении из-за перегрузки по току или снижения напряжения.

Выходные драйверы отличаются большим импульсным током буферного каскада, что сделано для минимизации поперечной проводимости драйверов. Времена распространения сигналов согласованы для упрощения использования при высоких частотах. Выходные каналы могут быть использованы для управления N-канальными МОП-транзисторами или IGBT-транзисторами, в том числе используемых как ключи верхнего уровня с рабочим напряжением до 600В.

На рис. 2.7 представлен возможный варинат трехфазной шестишаговой схемы управления двигателем без применения микроконтроллера. Более точная схема с функцией изменения направления вращения асинхронного двигателя представлена в Приложении 1.

Рис. 2.7 Трёхфазная шестишаговая схема управления

электромеханический преобразователь солнечный батарея

Согласно техническому заданию используем драйвер IR2130S, производства фирмы «International Rectifier». Драйвер IR2130S выполняет функцию гальванической развязки (разрыв общей "земляной" цепи, защита всей системы от высоковольтных переходных процессов, уменьшение помех и искажений сигналов, а также увеличение степени электробезопасности).

Выводы

В данной главе была выбрана и рассчитана схема статического преобразователя электрической энергии для питания асинхронного двигателя привода солнечной батареи по крену на базе трехфазного мостового инвертора с несимметричным управлением.

Полученный КПД = 0,928 в наиболее неблагоприятном режиме работы является следствием выбора качественных электронных компонентов и правильного алгоритма управления силовыми ключами. Снижению массы и габаритов инвертора способствует применение полевых транзисторов со встроенными обратными диодами.

Разработанный преобразователь имеет следующие характеристики:

• Первичный источник энергии -- бортовая сеть постоянного тока 27В;

• На выходе преобразователя -- трехфазное напряжение 22В, частотой 150Гц;

• Номинальная мощность 100Вт;

• КПД - 0,928;

• возможность безотказной работы при затруднённом пуске асинхронного двигателя;

• минимально возможные масса и габариты за счёт отказа от радиатора и использования вместо него медных площадок печатной платы.

3. Асинхронный двигатель электропривода солнечной батареи по крену

3.1 Исходные данные

Исходные данные для проектирования асинхронного двигателя сведены в табл. 3.1.

Таблица 3.1

Исходные данные

Проектирование асинхронного двигателя будет производиться по методике, изложенной в [7].

3.2 Выбор основных размеров

Коэффициент распределения статорной обмотки:

(3.4)

Принимаем коэффициент укорочения K_у = 1.

Находим обмоточный коэффициент:

K_ws = K_p·K_y = 0,966·1 = 0,966

3.3.4 Магнитный поток в воздушном зазоре

Магнитный поток в воздушном зазоре рассчитывается по формуле:

F_d = a_d·t·l·B_d , (3.5)

где a_d -- расчётный коэффициент полюсного перекрытия.

По рекомендациям из [7] для машин малой мощности принимаем расчётный коэффициент полюсного перекрытия б_д = 0,73.

По формуле (3.5) находим

F_d = 0,73*0,024*0,026*0,45 = 2,006*10^-4 (Вб).

3.3.5 Число витков на фазу

Зададимся значениями коэффициента формы кривой поля и отношения фазной ЭДС к фазному напряжению: по рекомендациям из [7] K_b = 1,07; K_e = 0,8.

Находим число витков на фазу W_s:

(3.6)

Округляем значение до целого числа: W_s = 140 витков.

3.3.6 Номинальный фазный ток

Номинальный фазный ток находим по формуле:

(А) (3.7)

3.3.7 Сечение меди в пазу, число проводников в пазу

Число проводников в пазу:

, (3.8)

где a- число параллельных ветвей обмотки, принимаем а = 1.

Плотность тока в проводниках обмотки статора принимаем Дs = 5 А/мм².

Необходимое сечение проводника:

S_s = I_нф/Ds = 0,394/5 = 0,07879 (мм²).

По табл. П3.1 [8] выбираем обмоточный провод круглый медный эмалированный марки ПЭТВ с сечением S_s = 0,07793 мм², диаметром неизолированного провода d = 0,315 мм, диаметром изолированного провода d_из = 0,37 мм.

Сечение меди в пазу:

S_ms = S_s·u_п = 0,07793·35 = 2,728 (мм²).

3.3.8 Выбор формы и размера паза и ярма статора

Ширину зубца статора принимаем b_zs = 2,2 мм.

Высота спинки статора:

h_as = 0,2·b_zs·z_s/p = 0,2·2,2·24/2 = 5,28 (мм).

Размеры прорези:

высоту прорези принимаем h_щ = 0,5 мм;

ширину прорези принимаем b_ш = 1 мм.

Форму паза выбираем трапецеидальной (рис. 3.1). Такая форма обеспечивает максимальную площадь паза, что необходимо для размещения большого числа проводников.

Трапецеидальный паз представлен на рис. 3.1

Принимаем высоту h₃ = 0,5 мм.

Находим высоту паза h_п:

(мм)

Рис. 3.1 Трапецеидальный паз статора

Ширина внешней (большей) части паза d₁:

(мм).

Ширина внутренней (меньшей) части паза d₂:

(мм).

Принимаем припуски на сборку пакета статора Дd_п = 0,1 мм и Дh_п = 0,1 мм.

Рассчитываем размеры паза с учётом припусков на сборку:

(мм);

(мм);

(мм).

Площадь паза «в свету»:

S_пs = (d₁+d₂)·h_п/2 = 10,98 (мм²) (3.9)

3.3.9 Изоляция паза

Одностороннюю толщину изоляции примем b_из = 0,2 мм.

Вычислим площадь, занимаемую изоляцией в пазу:

S_из = b_из·(2h'_п + d'₁ + d'₂) = 0,2·(2*4,62+2,86+1,89) = 2,88 (мм²).

Площадь, занимаемую прокладками в пазу, примем равной нулю, т.к. обмотка статора однослойная: S_пр = 0.

Площадь поперечного сечения паза, остающаяся для размещения проводников:

S_п = S_пs-S_из-S_пр = 10,98 -- 2,88 = 8,1 мм².

3.3.10 Коэффициент заполнения паза

Коэффициент заполнения паза:

(3.10)

Значение коэффициента заполнения паза удовлетворяет условию kз<0,35 [9].

Соблюдение этого условия означает правильность выбора значений переменных, которыми мы задавались при расчёте обмотки и геометрии статора, а также выборе основных размеров.

3.3.11 Проверка индукции в зубце и ярме статора

Зубцовое деление статора:

t_s = p·D/z_s = 3,93 мм.

Коэффициент заполнения пакета статора сталью для лакированный стали K_c = 0,93.

Индукция в зубце:

B_zs = B_d·t_s/(b_zs·K_c) = 0,864 Тл.

Индукция в ярме:

B_as = Ф_d/(2·h_as·l·K_c) = 0,788 Тл.

3.4 Электрические сопротивления обмотки статора

3.4.1 Активное сопротивление обмотки статора

Из табл. 2 [7] для четырёхполюсной машины с неизолированными лобовыми частями: k₁ = 1,25; B = 1 мм.

Зубцовое деление, отнесённое к среднему диаметру статора:

t_ср = p·(D+h_п)/z_s = 4,55 (мм).

Средняя ширина паза:

b_ср = t_ср - b_zs = 2,35 (мм).

Длина лобовой части:

l_л = t_ср·(q·(m-1) + 1) + b_ср + 2B = 27 (мм).

Длина полувитка:

l_ср = l + l_л = 26+27 = 53 (мм)

Активное сопротивление обмотки статора:

r_s = r_м·2·l_ср·/W_s = 4,188 (Ом) (3.11)

где r_м = 0,022*10^-6 Ом·м - удельное сопротивление меди при температуре T = 70°C.

3.4.2 Индуктивное сопротивление рассеяния обмотки статора

Коэффициент магнитной проводимости паза лп.

Для расчёта лп необходимо найти h₁:

h₁ = h_п1-h_щ-h₃-2·b_из = 3,22 мм;

л_п = h₁/(3•d₂₁)+3•h₃/(d₂₁+2•b_щ)+h_щ/b_щ = 1,454.

Из табл. 5 [7] для q = 2 ф_z = 1,24.

Коэффициент воздушного зазора для статора:

.

Коэффициент воздушного зазора для ротора:

Коэффициент воздушного зазора:

K_д = K_дs•K_дr = 1,179.

Коэффициент магнитной проводимости воздушного зазора:

.

Коэффициент магнитной проводимости лобовых частей обмоток:

.

Сумма коэффициентов магнитных проводимостей:

л_s = л_п+л_д+л_л = 4,254.

Индуктивное сопротивление рассеяния обмотки статора xs:

Ом

3.5 Геометрия и электрические сопротивления ротора

Принимаем число пазов ротора z_r = 9.

Выбираем паз: открытый, круглый (рис. 3.2).

Рис. 3.2 Паз ротора

На рисунке:

b_zr - ширина зубца ротора, принимаем b_zr = 2,5 мм;