Разработка системы управления источником питания, основанной на принципе широтно-импульсного моделирования

Размещено на http://www.allbest.ru/

Министерство образования и науки Российской Федерации

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования

ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР)

Кафедра промышленной электроники (ПрЭ)

Зарядное устройство на основе нулевого инвертора

Пояснительная записка к курсовому проекту

по дисциплине: "Энергетическая электроника"

2016 г.

Содержание

Введение

1. Разработка принципиальной схемы силовой части преобразователя

2. Расчет элементов силовой части преобразователя

3. Разработка схемы управления

4. Расчет статической точности

5. Усилитель мощности

6. Защита по току

7. Временные диаграммы

Заключение

Список использованных источников

Приложения

Введение

В большинстве случаев питание радиоэлектронной аппаратуры РЭА осуществляется от промышленной сети переменного тока с частотой 50 Гц. Напряжение такой сети регламентируется на уровне 380/220В с допустимыми отклонениями плюс 10 % минус 15 %. В некоторых странах используют сеть переменного тока с частотой 60 Гц. В автономных объектах дизель-генераторы вырабатывают напряжение переменного тока частоты 400Гц с отклонениями от номинального напряжения в пределах плюс 13 % минус 25 %.

В реальных сетях случаются провалы напряжения до нуля, т.е. отключения сети как на короткие промежутки времени (сравнимые с периодом переменного напряжения), так и на сравнительно длительные (секунды, минуты). Большой диапазон изменения входного напряжения при значительном разбросе требуемых установок выходного напряжения может сказаться на выборе структуры проектируемого устройства, а наличие провалов питания требует использования промежуточных накопителей энергии, в связи с чем может встать вопрос о необходимости применения систем гарантированного электропитания (СГЭП). В некоторых случаях источником питания может служить сеть постоянного тока. [1].

Широкое применение в современной радиоэлектронной аппаратуре получили вторичные источники электропитания с импульсным регулированием. Это объясняется, в первую очередь, их высокими энергетическими и объемно-массовыми показателями. Они строятся в основном на базе однотактных и двухтактных преобразователей напряжения. Транзисторы в преобразователях работают в режиме переключения: это и объясняет высокие энергетические показатели источников с импульсным регулированием.

Применение современной элементной базы позволяет осуществлять преобразование энергии на частотах до нескольких сотен килогерц, а в ряде случаев и выше. Работа устройств на повышенных частотах позволяет уменьшить объем и массу электромагнитных элементов, и емкость конденсаторов, и тем самым повысить удельные объемно-массовые показатели.

В импульсных источниках применяются следующие способы регулирования: широтно-импульсный (ШИМ), при котором период коммутации постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения (отсечки) изменяется; частотно-импульсный (ЧИМ), при котором период коммутации не постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения (отсечки) постоянно.

В данном курсовом проекте было разработано зарядное устройство на основе нулевого инвертора. Зарядное устройство имеет гальваническую развязку. Кроме расчета и выбора элементов силовой части была разработана схема электрическая принципиальная устройства управления на современной элементной базе.

1. Разработка принципиальной схемы силовой части преобразователя

Входной преобразователь состоит из двух основных блоков - сетевого выпрямителя и низкочастотного сглаживающего фильтра, и осуществляет выпрямление напряжения сети переменного тока для получения постоянного напряжения, требуемого для питания силового инвертора. Входной низкочастотный фильтр обеспечивает сглаживание пульсаций выходного напряжения входного выпрямителя до приемлемого качества.

Согласно техническому заданию требуется разработать преобразователь напряжения (рисунок 2.1). Опишем принцип работы требуемого устройства.

Рисунок 2.1

С помощью нулевой схемы инвертора VT1-VT2, VD1-VD2, TV1 получаем звено c выходным переменным напряжением прямоугольной формы повышенной частоты, а также гальваническую развязку входа и нагрузки. Для получения требуемого выходного постоянного напряжения необходим высокочастотный выпрямитель и фильтр VD7-VD10 и L1 и С 12. Для контроля выходного тока ставим датчик выходного тока, шунт. Контроль перегрузки по току обеспечим, применяя драйверную регулируемую токовую защиту ключа.

Для отключения АБ по окончании заряда на выходе стоит датчик напряжения, при превышении порогового значение происходит выключение преобразователя (ключей).

2. Расчет элементов силовой части преобразователя

Схема сетевого мостового выпрямителя и низкочастотного фильтра приведена на рисунке 3.

Рисунок 3.1 - Схема сетевого выпрямителя и низкочастотного фильтра

Рассчитаем элементы этой схемы. Расчет начнем с расчета диодов выпрямителя. Для начала рассчитаем минимальное и максимальное напряжение на закрытых диодах выпрямителя при работе в однофазном включении:

В (3.1)

В (3.2)

В (3.3)

Учитывая падения напряжения на фильтре, примем Udmin равным 125В.

Выходное напряжение должно изменяться по мере заряда АБ от

U_{АБ мин.}= 100В до U_{АБ макс.} = 162В:

где:

Мощность на нагрузке:

ВА.

Мощность, потребляемую импульсным стабилизатором, находим по выражению:

ВА (3.4)

где Рн - мощность на нагрузке;

_пр - КПД преобразователя. Принимаем КПД ? 96 %;

Наибольшее среднее значение тока, потребляемого импульсным стабилизатором, определяем из выражения:

А (3.5)

Максимальное значение тока, протекающего через диоды сетевого выпрямителя, определяем по выражению:

А (3.6)

Среднее значение тока, протекающего через диоды сетевого выпрямителя, определяем по выражению:

А (3.6)

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду выпрямителя, определяем по выражению:

В (3.7)

Выбираем диоды сетевого выпрямителя VD11-VD14 2Д 234В по максимальному обратному напряжению и среднему току через него с параметрами: Uобр.max = 400В, I_VD = 3А.

Для расчета низкочастотного фильтра зададимся выходным коэффициентом пульсаций. Примем его 5 %, что удовлетворяет инженерной точности и не превышает допустимую амплитуду переменной составляющей большинства используемых конденсаторов. Учитывая то, что максимальный коэффициент пульсаций на выходе однофазного мостового выпрямителя Кп.вых = 0,67, определим коэффициент сглаживания фильтра по формуле:

(3.8)

Из полученного значения находим максимальное произведение индуктивности и емкости фильтра по формуле:

Гн•Ф (3.9)

Находим минимальную индуктивность, при которой дроссель будет работать в режиме непрерывных токов, по формуле:

Гн (3.10)

Индуктивность дросселя Lдр должна быть больше Lкр для обеспечения непрерывного тока дросселя. Выбираем дроссель L6…L13 Д 272 с параметрами Lобм = 150 мГн, Iп=1,6 А с последовательно соединенными обмотками (8шт).

8х 0.15х 2=2.4Гн

Емкость конденсатора рассчитаем по формуле:

Ф (3.11)

Выбираем в качестве емкости фильтра конденсатор К 50-68-450В-1мкФ±20 %.

Для исключения резонансных явлений проверяем низкочастотный фильтр на резонанс. Должно выполняться условие:

Гн•Ф.

Фильтр подвержен резонансу.

Выбираем в качестве емкости фильтра конденсатор К 50-68-450В-4.7мкФ±20 %. Проверяем:

Гн•Ф.

Фильтр не подвержен резонансу.

Определим коэффициент трансформации, так чтобы при минимальном напряжении и максимальной длительности импульса получить требуемое напряжение на нагрузке.

Принимаем максимальное значение гаммы: г_max=0.9

Коэффициент трансформации:

где потери на rдр?0.02*Uн =0.02*120 =2.4

При известном значении коэффициента трансформации найдем минимальное значение гаммы г_min.

Зададим частоту работы ключей равную 15000Гц:

Рассчитаем критическое значение индуктивности:

Гн

Дроссель L1…L5 выбираем типа Д 17-2 с параметрами:

индуктивность при номинальном токе -0.002 Гн, номинальный ток 6.3 А F=100кГц. Соединим 5 шт. последовательно.

L=0.002х 2х 8=0.032

Рассчитаем изменение тока дросселя:

Максимальный ток коллектора транзистора:

Выбираем в качестве ключа IGBT транзистор типа SGB15N60 c параметрами: ток коллектора -15 А, напряжение коллектор-эмиттер 600 В, напряжение насыщения 2.5 В, корпус ТО 220А.

Рассчитаем значение емкости конденсатора:

Выбираем алюминиевый оксидно-электрический конденсатор типа К 50-20, номинальная емкость -20 мкФ, допустимая пульсация на 50 Гц-16 %.

Рассчитаем допустимую пульсацию на частоту 15кГц.

Так, как предельно допустимая пульсация напряжения превышает предполагаемую пульсацию, то конденсатор выбран правильно.

Диод VD7, выбираем исходя из максимального обратного напряжения равного:

В

При г>0.02 диоды выбираем по среднему току. Средний ток диода:

рабочей частоты f=15000Гц.

В качестве VD7-VD10 выберем диод 2Д 216Б со следующими характеристиками: Uобр=200В, Imax=10A, прямое падение напряжения-1,4 В, fmax = 100кГц.

Рассчитаем рассеиваемую мощность на диоде:

Pvd = U*Ivd*г = 1.9Вт

Обратные диоды VD1-VD2 ключей VT1-VT2 выбираем того же типа.

Определим действующие значения токов и амплитуды напряжений первичной и вторичной обмотки трансформатора:

U₁ =77В

U₂ = 100В

I₁ = К_тр * I_Нmax * vг_max = 6.8A

I₂ = I_Нmax * vг_max = 2.8A

Рассчитаем габаритную мощность трансформатора:

Вт

Выбор типоразмера магнитопровода. Так как режим работы трансформатора двухтактный положим индукцию В равную 0.2 Тл, а плотность тока на частоте 15 кГц 3.5 А/ мм кв.

Рассчитаем произведение площади окна на площадь сечения для выбора магнитопровода из стандартного ряда.

Sок*Sс= 100*Рг/4*Кф*j*B*F*Кс*Ко,

Sок*Sс= 100*522/4*1*3.5*0.2*15000*1*0.3 = 4,

где Soк - площадь окна сердечника магнитопровода [см²];

Sc - поперечное сечение сердечника [см²]

Рг - габаритная мощность трехобмоточного трансформатора;

Кф - коэффициент формы напряжения (для прямоугольного сигнала-1)

Кс - коэффициент заполнения сердечника сталью к=1

j - плотность тока в обмотках трансформатора (примем j = 3.5А/мм ²)

Ко - коэффициент заполнения окна сердечника медью (для проводов круглого сечения в пределах от 0,2 до 0,35), примем Ко = 0,3

В - индукция в магнитопроводе, примем В = 0,2Тл

Выбираем прессованный магнитопровод (феррит марки М 2000HM1) типа К 45*28*12 имеющие размеры а=8.5, b=12, d=28, D=45, Lcp= 11.47, So*Sс=6.273см ⁴, Sс=1.02, So=6.15

Электрический расчет.

Wo = 10⁴/4*Кф*В*F*Sc*Кс = 10⁴/4*1*0.2*15000*1,02*1= 0,8В/вит

Принимаем падение напряжения на обмотках 2 %, рассчитаем количество витков обмоток.

W1 = W₀*0.98*U₁ = 60 витков

W2 = W₀*0.98*U₂ = 78 витков

Определяем диаметр проводов обмоток трансформатора (без учёта толщины изоляции):

D₁ = 1.13*v(I₁ /J)

D₁ = 1.13*v(6.8/3.5) = 1.3 мм

D₂ = 1.13*v(2.8/3.5) = 0.9 мм

Для первичной обмотки выбираем провод ПЭВ 1 ПЭВ 1 с параметрами: номинальный размер диаметра провода без изоляции- 1.3 мм, расчетное сечение 1.327, с изоляцией - 1.38 мм.

Для вторичной обмотки выбираем провод с параметрами: номинальный размер диаметра провода без изоляции- 0.9 мм, расчетное сечение 0.6362, с изоляцией -0.96 мм.

Приближенно проверим на вместимость обмоток в окно сердечника.

Площадь первичной обмотки:

Площадь вторичной обмотки:

Коэффициент укладки:

Обмотки трансформатора входят в окно магнитопровода.

Расчет датчика тока. В качестве датчика тока в схеме используется резисторный шунт Rш.

Шунт используется для выделения на нем напряжения (обратной связи Uос) пропорциональное протекающему току.

Рассчитаем сопротивление шунта таким образом, чтобы при номинальном токе, на шунте падение напряжения было 0.1 В:

Rш=U/Iн=0.1/3=0.03 Ом;

Выберем резисторный шунт 0.03Ом1 % 1Вт.

Расчет усилителя. Напряжение, снимаемое с шунта Rш подается на операционный усилитель DA7 выполненный по схеме неинвертирующего усилителя.

Коэффициент усиления данного усилителя равен:

Рассчитаем необходимый коэффициент усиления DA1:

U_ш - напряжение на шунте при токе 3А.

Рассчитаем сопротивления R22, R21:

Выберем резистор R22 МЛТ-0.125-1кОм, тогда резистор R21:

R21 = 19*1 = 19кОм

Выберем резистор R21 МЛТ-0.125-20 кОм.

Операционный усилитель выбираем типа LM358 с параметрами:

- напряжение питания - 3…38 В,

- ток потребления 3мА,

- средняя частота -0.8МГц,

- скорость нарастания -0.7В/мкс,

- входной ток -100 нА,

- выходной ток -30 мА.

Отключение батареи по окончании заряда:

Напряжение U_{АБ макс.} = 162В свидетельствует об окончании заряда

Для блокировки работы DA1 ШИМ необходимо подать напряжение 1.4В на вход 10. т.е. рассчитаем делитель R24, R25 таким образом, чтобы при максимальном напряжении АБ на делителе было 1.4В.

.

Выберем резистор R25 МЛТ-0.125-1кОм, тогда резистор R24:

R24 = 114.7*1 = 114.7 кОм.

Выберем резистор R24 МЛТ-0.125-110кОм. МЛТ-0.125-4.7 кОм.

3. Разработка схемы управления

Система управления предназначения для формирования импульсов управления силовыми ключами преобразователя, осуществления ручного или автоматического управления, световой или звуковой индикации режимов работы, обеспечения защиты самого преобразователя от коротких замыканий. преобразователь силовая усилитель защита

В настоящее время широко применяют системы управления на базе современных импортных микроконтроллерах, хорошо зарекомендовавшие себя в этой области, где необходимо выполнение сложного логического алгоритма с параллельной индикацией режима работы.

Управляющие микросхемы. Множество фирм производят интегральные микросхемы для источников электропитания ключевого типа. Опыт работы с различными управляющими микросхемами и их анализ показали, что наиболее приемлемыми из них являются следующие ШИМ четвертого и более поздних поколений. Каждая их этих микросхем содержит узлы управления для стабилизации источника электропитания, в которые входят: стабилизированный источник опорного напряжения, усилитель сигнала рассогласования, генератор, собственно широтно-импульсный модулятор, управляющий триггер, два противофазных ключа и схема введения паузы. Использование стробирующего импульса, запирающего оба выхода микросхемы, гарантирует невозможность появления одновременно двух выходных сигналов в процессе переключения силовых ключей.

Выбираем микросхему типа SG3524 с параметрами:

- Напряжение питания до 40 В;

- Выходной ток коллектора - 100 мА;

- Максимальная частота -300 кГц;

- Длительность импульса -0-45 % каждого выхода;

- Коэффициент усиления операционного усилителя- 80дБ при разомкнутой ОС;

- Рассеиваемая мощность 1 Вт;

- Корпус - DIP16;

Рисунок 4.1 - Расположение выводов SG3524

Рисунок 4.2 - Структурная схема ШИМ-контроллера SG3524

Рисунок 4.3 - Типовая схема включения SG3524 в составе двухтактного преобразователя со средней точкой

Схема включения ШИМ контроллера изображена на рисунке 4.4.

Краткое описание принципа работы микросхемы:

На вход 2 подается опорное напряжение, получаемое с внутреннего источника опорного напряжения 5 В. На вход 1 подается напряжение обратной связи. Выход усилителя рассогласования выведен (вывод 9) из микросхемы для установки элементов обратной связи (коэффициент рассогласования, корректирующие цепи).

По рекомендации на микросхему, на вывод 9 вешается цепь из последовательного включения резистора 20 кОм и емкости 1 нФ, от самовозбуждения ОУ. Частота выходных импульсов задается внешними навесными элементами на выводах 6 и 7.

Резистор R7 выбираем типа МЛТ-0.125-20 кОм.

Конденсатор С 4 выбираем типа КМ-6-1 нФ.

Рисунок 4.4 - Схема включения ШИМ контроллера

При подаче на вывод 10 SD напряжения превышающего значение 1.4В, выходы ключей отключаются - относительная длительность импульса равна нулю.

Рассчитаем элементы, задающие частоту генерации.

Так, как мертвое время определяет максимальную гамму, то используя характеристики на микросхему зададим его равным 2 мкс, тогда Ст равен 5 нФ.

Выбираем конденсатор керамический типа КМ 6-4.7 нФ. Исходя из известных значений частоты 15 кГц, и емкости конденсатора найдем значение резистора:

(кОм);

где f в кГц, Rt в кОм, Ct в мкФ.

Резистор R8 выбираем типа МЛТ-0.125-16кОм.

Рассчитаем резисторы R9,R10 для задания тока включения для оптрона драйвера управления на 10 мА.

(кОм);

Резистор R9 и R10 выбираем типа МЛТ-0.125-1.5 кОм.

Резистор R1 и R2 выбираем соответственно типа МЛТ-0.125-4.7 кОм и СП 5-1-10 кОм.

В качестве транзисторного оптрона выбираем микросхему TLP521-1 c параметрами: коэффициент передачи по току -600 %, напряжение коллектор эмиттер- 55В, максимальный выходной ток 50 мА, напряжение изоляции 2,5Кв, корпус PDIP4.

Рассчитаем элементы необходимые для обеспечения заданной ТЗ точности и динамических свойств САР.

Для того чтобы резисторы обратной связи встроенного дифференциального усилителя не влияли на сопротивление делителя напряжения, ставим операционный усилитель, имеющий большое входное сопротивление для сигнала датчика напряжения. Усилитель подключаем по схеме простого повторителя. В качестве операционного усилителя выбираем микросхему импортного производства типа LM311N с параметрами:

Напряжение питания 1.5…15 В, напряжение смещения 2-7 мВ, входной ток 100-200 нА, ток выхода 50 мА, ток потребления 7,5 мА, корпус PDIP8.

4. Расчет статической точности

При изменении Iн изменяется выходное напряжение УОС, которое сравнивается компаратором с сигналом ГПН. В этом случае происходит такое изменение коэффициента заполнения выходных импульсов компаратора, а соответственно и силового ключа, при котором выходной ток возвращается к прежнему уровню.

Для уменьшения влияния пульсации на работу ШИМ в цепь обратной связи вводят интегрирующее (инерционное), а для повышения быстродействия - дифференцирующее (форсирующее) звенья.

Выбор оптимальных значений коэффициента обратной связи, постоянных времени форсирующего и интегрирующего звена называют динамическим синтезом.

Решение этой задачи в общем виде практически невозможно, поэтому часто используется приближенные методы в сочетании с макетированием конкретной схемы.

К=0.03 точность стабилизации

Найдем отклонение выходного напряжения, вызванное отклонением выходного тока из заданной точности стабилизации.

Udelн = K*Rн*Iн = 0.03*54*3 = 4.86В

Rн=Uн/Iн=162/3=54

Найдем отклонение входного напряжения:

Udelвх = 179-132 = 47В

Номинальное (в данном случае среднее) входное напряжение

Uвх = (179 + 132) / 2 = 156В

Рассчитаем требуемый коэффициент стабилизации:

Для исключения автоколебаний в стационарном режиме должно выполняться условие:

Кст<4*Tф*Tф/(Т*Т)

Рассчитаем постоянную времени фильтра силовой части преобразователя.

Используем параметры, рассчитанные ранее.

Lк = 0.032

С = 20мкФ

Тф = 2*3.14*vLk*C = 0.0028

Рассчитаем период задающего генератора:

T = 1/F = 6.667*10^-5

Граничный коэффициент передачи, при котором САР может перейти в автоколебания.

Кг = 4*Tф ² / Т ² =1764

Максимальное напряжение пилообразного напряжения Uпmax = 4В.

Найдем коэффициент передачи согласующего устройства (2В c делителя напряжения)

Кд = 2 / Uн = 0.01

Рассчитаем требуемый коэффициент усиления дифференциального усилителя.

Зададим сопротивления R3, R4 равными 10 кОм.

Резистор R3, R4 выбираем типа МЛТ-0.125-10 кОм.

Рассчитаем значения сопротивления резисторов R5,R6 исходя из найденного коэффициента усиления дифференциального усилителя.

R5 = Кус * R3 = 110 кОм

Резистор R5,R6 выбираем типа МЛТ-0.125-110 кОм.

Для повышения устойчивости САР обычно вводится интегральное звено. (Параллельно резистору R6 ставится конденсатор С 3)

Постоянная времени инерционного звена выбирается из условия Т<Ти<Тф.

При невыполнении условия возникают низкочастотные колебания.

Зададим постоянную времени равную:

.

нФ.

Конденсатор выбираем типа КМ 6-3300 пФ.

Для улучшения динамических свойств САР вводят дифференциальные звенья (параллельно R4 ставим конденсатор C5).

Постоянная времени форсирующего звена выбирается такой, чтобы обеспечить апериодический характер переходного процесса при включении ППН, и не должна превышать предельного значения, определяемого по условию недопустимости возникновения автоколебаний на частоте, отличной от частоты задающего генератора:

Tф<(2*Тф*Тф*Кос))/(Кст*Т*q),

где q - максимальный коэффициент заполнения импульса равный 0.5.

.

Принимаем постоянную времени форсирующего звена равным:

Tf = Tfk/5 = 0.004

Исходя из найденного значения постоянной времени найдем значение емкости конденсатора С 5:

C5 = Tf/R3 = 0.4мкФ

Конденсатор С 5 выбираем типа КМ 6-0.4 мкФ.

5. Усилитель мощности

Сопряжение цепей управления ключами силового инвертора основного канала с низковольтным логическим выходом схемы управления требует обеспечения гальванической развязки и согласования управляющих сигналов по мощности. Гальваническая развязка может быть обеспечена как оптоэлектронными приборами, так и использованием трансформаторов.

Одно из достоинств оптоэлектронной ОЭ развязки - технологичность, но при этом имеется ряд недостатков: низкий к.п.д. передачи сигнала и необходимость в дополнительных, гальванически развязанных источниках питания. Проще эта задача решается при использовании трансформаторов. Основным недостатком этого решения является наличие моточных изделий.

Рисунок 6.1 - Усилитель мощности на основе микросхемы IR21271

Для управления ключом драйвер можно выполнить на дискретных элементах или использовать современные электронные компоненты, которые имеют высокую степень интеграции, надежность, технологичность.

Так как согласно ТЗ необходимо обеспечить защиту нагрузки от КЗ выбираем одноканальный драйвер с ограничением тока фирмы International Rectifier типа IR21271, имеющий следующие параметры:

? максимальное напряжение-600 В,

? напряжение управления в пределах от 9 до 20 В,

? максимальный выходной ток 420 мА,

? напряжение срабатывания защиты 1.8 В,

? выходной сигнал в фазе с входным,

? выходной сигнал токовой защиты лог. "0",

? время включения выключения 200 и 150 нс соответственно,

? напряжение управления 10-20 В,

? корпус DIP8.

Зададим ток через VD6 равный 1 мА и рассчитаем необходимое ограничивающее сопротивление R14. При открывании ключа напряжение питания драйвера прикладывается к цепи R14-VD6- VT.

(Ом)

Выбираем резисторы R13, R14 типа МЛТ-0.125-10 кОм.

К диоду VD6 предъявляются требования: максимальное напряжение - 96 В, и заданный нами ток - 1мА.

Диод выбираем типа КД 221Б с параметрами: обратное максимальное напряжение - 200 В, прямой ток 0,6 А, прямое падение напряжения -1,4 В, частота преобразования -50 кГц.

Диод VD4 выбираем такого же типа КД 221Б.

Резистор R16 ограничивает зарядный ток затвора. Ограничим зарядный ток на уровне 300 мА.

Тогда резистор R16 равен:

(Ом).

6. Защита по току

Принцип токовой драйверной защиты основывается на сравнении напряжения (при подаче открывающего импульса) с опорным напряжением, сформированным простым делителем напряжения. Согласно описанию на драйвер, как только при импульсе управления напряжение на выводе 6 превысит уровень 1.8 В ключ запирается. Открывается драйвер при условии, что был снят импульс управления на входе драйвера. Рассчитаем напряжение резистивного делителя.

(В).

Зададим общий ток делителя равный 0.3 мА. Тогда общее сопротивление делителя равно:

Рассчитаем сопротивление R20.

(Ом).

Рассчитаем сопротивление R18.

(кОм).

Для более точной подстройки выбираем резисторы R19, R20 подстроечного типа СП 3-1-10 кОм, резисторы R17, R18 выбираем типа МЛТ-0.125-6.8 кОм.

Конденсаторы С 9, С 11 предназначены для шунтирования переменной составляющей напряжения питания. Выбираем их керамического типа КМ-6-0,15 мкФ.

Рассчитаем резисторы R11, R12 на ток транзистора оптрона равный 15мА.

(Ом).

Выбираем резисторы R11, R12 МЛТ-0.125-1 кОм.

7. Временные диаграммы

Заключение

При выполнении данного курсового проекта бала разработана система управления источником питания, управляемым по принципу широтно-импульсного моделирования. Полученный источник питания удовлетворяет всем техническим требованиям проекта.

В ходе выполнения данной работы были рассчитаны и выбраны элементы силовой части преобразователя. А также разработана система управления преобразователем на современной элементной базе, получена схема электрическая принципиальная.

При разработке источника питания был получен опыт по разработке схем управления вторичными источниками питания, закреплены полученные ранее знания по микросхемотехнике, кроме того, появился навык поиска необходимой технической информации из всемирной сети Интернет.

Список использованных источников

1. Китаев В., Бокуняев А. Расчет источников питания устройств связи: Учебное пособие для высших учебных заведений. - М.: Радио и связь, 2014.

2. Источники вторичного электропитания/ Под ред. Ю.И. Конева. -М.: Радио и связь, 1990. -280 c.

3. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах: Справочник/ Под ред. В.П. Дьяконова. - М.: Радио и связь,1994. - 277с.

4. Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания: Справочник. - М.: Радио и связь, 1992. - 224с.

5. Интегральные микросхемы. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. - М.: Издательство Додека, 1997. - 224 с.

6. Коновалов Б.И., Мишуров В.С. Преобразовательная техника. Методическое пособие для студентов заочной формы обучения по специальности 200400. 1998. - 61 с.

7. Семёнов В.Д. Основы преобразовательной техники: Учебное пособие. - Томск: Томский центр дистанционного образования, 2001. - 97 с.

8. Справочные данные по элементной базе преобразовательной техники.

9. Работы выпускные квалификационные [Текст]: методические указания по оформлению документации / сост. В.П. Родюков; Факультет дистанционного обучения, ТУСУР. - Томск: Факультет дистанционного обучения, ТУСУР, 2011. - 110 с.

Приложение А

Зарядное устройство на основе нулевого инвертора. Перечень элементов

Поз. обознач.	Наименование	Кол.	Примечание
	Конденсаторы
С 1	К 50-68-450В-4.7мкФ±20 %	1
С 2	КМ 6-0.15 мкФ	1
С 3	КМ 6-3300 пФ	1
С 4	КМ-6-1 нФ	1
С 5	КМ 6-0.4 мкФ	1
С 6	КМ 6-4.7 нФ	1
С 7…С 11	КМ 6-0.15 мкФ	5
С 12	К 50-20-20 мкФ-50В	1
	Микросхемы
DA1	Шим контроллер SG3524	1
DA2	Операционный усилитель LM311	1
DA3..DA4	Микросхема драйвера IR21271	2
DA5,DA6	Транзисторный оптрон TLP521-1	2
DA7	Операционный усилитель LM311	1
L1… L5	Дроссель Д 17-2	5
L6…L13	Дроссель Д 272	8
	Резисторы
R1	МЛТ-0.125-4.7 кОм	1
R2	СП 5-1-10кОм	1
R3, R4	МЛТ-0.125-10 кОм	2
R5,R6	МЛТ-0.125-110 кОм	2
R7	МЛТ-0.125-20 кОм	1
R8	МЛТ-0.125-16 кОм	1

Приложение Б

Поз. обознач.	Наименование	Кол.	Примечание
	Резисторы
R9,R10	МЛТ-0.125-1.5 кОм	2
R11,R12	МЛТ-0.125-1 кОм	2
R13,R14	МЛТ-0.125-10 кОм	2
R15,R16	МЛТ-0.125-51 Ом	2
R17,R18	МЛТ-0.125-6.8 кОм	2
R19,R20	СП 3-1-10 кОм	2
R21	МЛТ-0.125-20 кОм	1
R22	МЛТ-0.125-1 кОм	1
R23	0.03Ом1 % 1Вт	1
R24	МЛТ-0.125-110кОм. МЛТ-0.125-4.7кОм.	1
R25	МЛТ-0.125-1 кОм	1
TV1	Трансформатор	1
	Диоды
VD1…VD2	2Д 216Б	2
VD3…VD6	КД 221Б	2
VD7…VD10	2Д 216Б	4
VD11…VD14	2Д 234В	4
VT1,VT2	IGBT- транзистор SGB15N60	2
XT1	Вилка СНП 226-3ВП-И	1

Размещено на Allbest.ru