Размещено на http://www.allbest.ru/

ВВЕДЕНИЕ

Радиопередающие устройства предназначены для формирования РУ сигнала , содержащего полезную информацию , его усиления и излучения в пространство. радиопередающий полупроводниковый передатчик связь

Одной из основных тенденций развития техники радиопередающих устройств является стремление выполнить радиопередатчик полностью на полупроводниках и интегральных схемах.Однако , требуемая выходная мощность не может быть обеспечена каскадом на п/п приборах.

По назначению радиопередающие устройства делят на :

связные,

радиолокационные,

навигационные,

специальные (радиоуправление,создание помех и др.).

Радиопередатчики классифицируют также по :

условиям эксплуатации,

выходной мощности,

частоте,

виду модуляции.

Отметим,что по выходной мощности,РПдУ делятся на :

маломощные (Рвых - десятки мВт),

средней мощности (сотни мВт - десятки кВт).

По частоте РПдУ делятся на :

высокочастотные (частоты менее 300 МГц),

СВЧ (частота более 300 МГц).

В последнее время за счёт улучшения технологий полупроводниковых приборов появились новые возможности для создания полностью п/п передатчика.Сейчас появилась возможность создать транзисторы , генерирующие в НЧ области РТ диапозона волн мощности порядка сотен ватт , а в дециметровом диапозоне - нескольких десятков ватт.

В настоящей курсовой работе изучаются радиопередающие устройства на полупрводниковых приборах , а также основные принципы построения передатчиков коммерческой связи , реализующих частотную модуляцию.



1. РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКА

Исходя из исходных параметров моего передатчика F=500 кГц при fо=400 МГц, а Кн=2% правильно было бы выбрать или найти по комбинированной методике используя частотную модуляцию , производимую на пониженой помежуточной частоте и применении схемы АЧ или ФАПЧ . Для схемы с умножением частоты нестабильность рассчитаем по формуле :

= o + пч - fпч/fo ,

при 3^х - кратном умножения частоты (для транзисторных умножителей n<=3) получим :

fпч = fo/3³ = fo/27

= o + пч/27

Если задаться o 10^-7 - что свойственно для кварцевого автогенератора и известна то получим :

пp = 27(-o) = 27*9*10^-7 = 2.43*10^-5 ,

что свидетельствует о том , что ГУН нужно применять лучше генератор с кварцевой стабилизацией частоты.

В данном передатчике реализована схема ФАПЧ. Средняя частота проектируемого передатчика 100 МГц. Система ФАПЧ работает на частотах до десятков МГц. Сигнал подаваемый на один из входов фазового дискриминатора должен иметь небольшой индекс модуляции. Для выполнения этих требований в схему включают делители частоты или уменьшают частоту подстраиваемого генератора.

После генератора включается буферный каскад , который ослабляет влияние последующих каскадов на генератор. Для получения требуемой выходной мощности служит выходной и предвыходной каскады.



2. РАСЧЁТ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКА

2.1 РАСЧЁТ ВЫХОДНОГО КАСКАДА

В качестве активного элемента в вых. каскаде используется биполярный транзистор.

Его включение осуществляется по схеме с ОЭ , что позволяет получить мах. коэф. Передачи по мощности.

Для дальнейшего расчёта нам нужно задаться такими параметрами как:

I_kmax,

,

Eп.

Максимальная мощность будет выделяться в нагрузку при угле отсечки = 120. Но оптимальным он считается = 90 потому что при таком угле мощность снизится на 7%,но КПД , что очень важно , повысится на 10% и почти вдвое снизится рассеиваемая мощность на коллекторе. Следовательно выберем = 90.

Активный элемент в основном задаётся из параметров :

f = 400 МГц ,

P_kmax = (2..3)P_вых = 60 Вт.

Исходя из этого , наиболее качественно подходит транзистор КТ930А. Его параметры :

f_m = 900 МГц - предельная частота,

T_k <= 313 - предельный нагрев коллектора,

P_оп = 75 Вт - макс. рассеиваемая на коллекторе мощность,

S_тр = А/В = 1 - крутизна статической хар-ки,

C_н = 60 пФ - ёмкость КБ,

C_э = 60 пФ - ёмкость ЭБ,

I_kдоп = 6 А - макс. допустимый ток коллектора,

U_kдоп = 50 B - макс. допустимое напряжение КЭ.

U_бдоп = 4 В - макс. модуль напряжения базы,

L_э = 1,42 нГн - индуктивность вывода эммитера,

L_к = 1,6 нГн - индуктивность вывода коллектора,

f = f/B - граничная частота.

Пусть В = 30 - постоянный усреднённый по времени коэф-т усиления по току

f = 900/30 = 30 МГц

Коэффициенты разложения косинусоидального импульса - нормированные отношения ряда Фурье. При = 90 они находятся :

₁(90) = 0.5 , ₀ = 0.316

₁(Q) = ₁(Q) = ₁( - Q) = 0.5

₀(Q) = ₁(Q) = ₀( - Q) = 0.316

Запас мощности для компенсации потерь в целях согласования :

Пусть _ц.с. = 0,8 - КПД цепей согласования. Тогда

P₁ = P_вых/_ц.с. = 30/0,8 = 37,5 Вт

Зададимся

I_kмах = 0,9* I_kдоп = 0,9*6 = 5,4 А

Зададимся Eп при условии , что :

Eп <= U_kдоп/2 = 50/2 = 25 B



Пусть Eп = 25 В . Исходя из выше перечисленных параметров произведём расчёт :

Нормированная высота импульса коллек. тока :

J_кр = 0,5 - 0,5 (1 - 8Р₁/₁(Q)*S_кр*E_кр²)^1/2 = 0.4 A

Коэффициент напряжённости режима :

_кр = 1 - _кр = 1 - 0.4 = 0.6

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока :

I_к1 = ₁(90)*i_кмах = 0.5*0.54 = 2,7 (А)

Амплитуда первой гармоники коллекторного напряжения :

U_к1 = _кр * Eк = 0.6*25 = 15 (В)

Постоянная составляющая коллекторного тока :

I_к0 = ₀(90)* i_кмах = 0.318 * 5.4 = 1.717 (А)

Мощность потребляемая от ист. питания :

P₀ = I_к0* Eк = 1.717*25 = 42.93 (Вт)

Мощность , рассеиваемая на коллекторе :

P_рас = P₀ - P₁ = 42.93 - 37.5 = 5.43 (Вт)



Проверим на допустимую величину :

P_рас < P_доп = 75 (Вт)

Электронный КПД :

_э = P₁/ P₀ *100% =87.35%

Амплитуда управляющего заряда :

Q_у = i_кмах/2f₁(1-cosQ) = 5.4/(2*3.14*900*10⁶) = = 954.9*10^-12 (Кл)

Минимальное мгновенное напряжение на эммитерном переходе :

Uэ_min = U_отс - Q_у/C_э*(1 - cos(+Q)) = -0.394 (B)

Проверка

Uэ_min < Uб_доп = 4 В

Постоянное напряжение на эммитерном переходе :

Uэ_по = U_отс - ₀(-Q)Q_у/C_э = = 0.6 - 0.318 *954.9/800 = 0.42 (B)

Сопротивление нагрузки :

R_н = U_к1/I_к1 = 15/2.7 = 5.556 (Oм)

Коэффициент умножния :



x = 1 + ₁(Q)*2f_mC_к*R_н = 1.942

Амплитуда первой гармоники суммарного тока :

I_б1= 2fQ_у*x=2*3.14*400*10⁶*9.5*10^-10*1.9= = 4.66 (A)

Для восстановления симметр. , косинусоидальной формы импульсов i_н(t) парал. Входу транзистора подключаем корректирующий резистор :

R₃ = 1/2fC_э = 6,63 (Ом)

Часть выходной мощности потреблямая в R₃ :

P_вх =1/2* ₁(-Q)Q_у²/( R₃ - C_э² ) = 0,0554 (Вт)

Входное сопротивление :

R_вх = ₁Q2 f_mC_э/x = =0.5*2*3.14*0.03*0.24/1.778 = 0.349 (Ом)

Часть мощности в R_вх ,обусловленная прямым прохождением мощности в нагрузку через L_э :

P_вх^” = I_бэ²*R_вх/2 = 3,796 (Вт)

Суммарная мощность расходуемая в сопротивлениях R₃ и R_вх :

P_вх = P_вх + P_вх^” = 0.054 + 3.796 = 3.85 (Вт)



Коэффициент усиления по мощности :

K_кр = (Р₁ + P_вх^”)/ P_вх = (37.5 + 3.796)/3.85 = = 10.726

Входная индуктивность :

L_вх = L_б + L_э/x = 1.42 + 0.24/1.924 = 1.544 (нГн)

Входная ёмкость :

C_вх = x*C_э/₁(- Q) = 3.108 (нФ)

Усреднённое сопротивление коррекции :

R_кор = ₁(- Q)* R₃ = 0.5*6.63 = 3.316 (Ом)

Цепь питания выходного каскада содержит источник питания и блокировачные элементы.

Используем параллельную схему питания коллекторной цепи где С_р предотвращает попадание E_п на выходные цепи , С_бл служит в качестве фильтра , а также предотвращает

высокочастотные наводки. дроссель L_бл блокирует закорачивание высокочастотной составляющей через источник питания. Здесь номиналы L_бл и С_бл выбираются из условия :

2fL_бл R_н

1/2fС_бл R_н

Допустим :



L_бл = R_н/(200*3,14*400*10⁶) =22,2 пГн ,

Выберем

L_бл = 1 мкГн > 22,2 пГн

Допустим :

100R_н = 2fС_бл

С_бл = 1/200fR_н = 0.61 пФ - выберем 6 пФ

Для практического осуществления выбранного режима нужно организовать цепь смещения рабочей точки , где E_см = U_эп0 = 0.42 B .Чтобы не применять отдельный источник смещения рабочей точки , напряж. смещения получаем от ист. питания с помощью резистивного делителя .

Напряжение смещения имеет ту же полярность , что и E_пит и содержит 2 составляющих :

постоянное напряжение (образовано ист. питания и резистивным делителем),

автосмещение вследствие протекания постоянной составляющей входного тока I₉ через параллельное соединение резисторов R₁ и R₂.

Требуемый режим устанавливается при выполнении следующих условий :

E_п/(R₁ + R₂) = U_отс ;

R₂ R₂/(R₁ + R₂) = R_см = R₃ ;

Наиболее оптимально данным условиям соответствует R₂ = 21 Ом , тогда

l₁ = E_п/U_отс - R₂ = 10.25 Ом



Проверим 1^ое условие

R₂ R₂/(R₁ + R₂) = 210/31 =6.7 Ом R₃ = 6,63 Ом =>выполняется

2.2 РАСЧЁТ ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩЕЙ ЦЕПИ

Пусть выходная нагрузка - антена соединяется с передатчиком через стандартный фидер сопрот. 50 Ом . Так как несущая частота не изменена , то обеспечим ухкополосное согласование снагрузкой :

Для согласования применим П-образную инвертирующую цепь.Характеристическое сопротивление цепи

= (R_н* R_н )^1/2 = (50*5.556)^1/2 = 16.67 Ом

Пусть :

С₁ = С₂ = 1/2f = 23,87 пФ

L = /2f мГн

Для практической точной настройки контура используют подстроечные конденсаторы .

Проверим уловие соответствия внеполосовых излучеий требуемой норме .

Допустимое излучение гармоник вне полосы должно соответствовать условию : (согласно расчёту [8]) .

K_под = 10lgP_i/P_l <= -3.5 дБ

lgP_i/P_l <= -3.5

P_i <= P_l * 10^-3.5 = P_i*0.362*10^-3



P_i <= 0.012 Bт

Из анализа функций Берга и функций гармонического разложения сигнала при = 90 заключаем , что условие обязательно выполнится , если проверку проведём только для 2-й гармоники , т.е. i = r .

Значит

P₂/P₁ <= 0.362*10^-3 ,

но

P₁/P₂ = [₂()/₁()]² F₂

₂=2(sin²cos²-2sin²2cos²)/2(4-1)(1-cos) =0.2 ;

[₂()/₁()]² = (0.2/0.5) = 0.16

Отсюда

P₂/P₁ = 0,16 F₂

где F₂ - КПД П - образной схемы Для i = r получим :

F₂ = 1/4((4-2)² + 9*P_n/P_н ) = 0.0499 = 0.05

P₂/P₁ = [₂()/₁()]² F₂ = 0.16*0.05 = 0,00799 = 0.008 Вт > 0.362*10^-3

Следовательно мы не можем согласовать усилитель при такой цепи согласования, чтобы получить величину суммарной излучаемой внеполосовой мощности не более заданной . Следовательно надо применить более сложную цепь согласования.

Для неё коэф-т фильтрации имеет вид :

F₂ = (n²(((n² - 1)(n +1)-1)²+R_к/R_н (n + 1)²(n-1)²)^-1



Для i = r получим :

F₂ = (4(((4 - 1)(h +1)-1)²+R_к/R_н (h + 1)²(4-1)²)^-1 =

= (4((3(h +1)-1)²+ (h + 1)²)^-1 = (4(9h² + 12h + 4 + h² + 2h + 1)

Т.к.. F₂ = 0,362*10^-3/0,16 = 2,263*10^-3 , то

9h² + 12h + 4 + h² + 2h + 1 = 110,497

10h² + 14h - 105,497 = 0

h₁ = 2.623 , h₂ = -4.023

h = - x_зс/WL , то x_зс = 2fL = 67.041

На этом расчёт усилителя мощности выходного каскада закончен.

2.3 РАСЧЁТ ГЕНЕРАТОРА

Для обеспечения высокой стабильности частоты как в нашем случае применим схему транзисторного генератора с кварцевой стабилизацией частоты.

Выбираем транзистор малой мощностью .

Требуемые данные : f = 400 МГц , Р_н >= 100 МВт:

Этим условиям наиболее подходит транзисор 2T397A-2 , его параметры :

f_т = 500 МГц ,

_ос= 40 пс ,

U_отс = 0,75 В ,

U_kдоп = 40 В ,

C_k = 1,3 пФ ,

C₇ = 0.15 пФ ,

I_kдоп = 30 mА ,

U_бдоп = 4 B ,

P_доп = 120 mВт ,

S_гр = 100 А/В ,

Пусть В = 100 тогда :

f = f/B = 500/100 = 5 МГц , f₀ = f + f = = 500 + 5 = 505 МГц

Активная часть коллекторной ёмкости :

С_n0 = e_n/2 = 1.3/2 = 0.65 пФ

Сопротивление потерь в базе :

V_б = _ос / С_n0 = 40/0,65 = 61,5 Ом

Условие на необходимость использовать коректирующую цепочку :

0,5f < f_н 0.2 f

0.2 f = 0.2 * 500 = 100 МГц

f_н = 14,81 МГц

0,5f = 0,5*5 = 2,5 МГц

< 14.81 100 - условие выполняется следовательно к транзистору следует подключить корректирующую цепочку , которая расчитывается :

R_кор = S_гр(1+(f_н/ f)²) ^1/2/В=100(1+(14.81/5)²) ^1/2/В = 10.9

R_з=1/2fC_k=10⁶/(2*3.141*500*0.15)=2.12 кОм

R_кор = R_кор R₃ /(R_кор + R₃) = 10.9*2.12/2132.9 = = 10.84 Ом



Корректирующая ёмкость :

С_кор =1/2f R_кор=1/(2*3.14*505*10.9) = 2.9 мкФ

Граничная катушка с учётом коррекции имеет вид :

S^к = 1/R_кор = 1/10,84 =0,093

2.4 РАСЧЁТ ЭЛЕКТРИЧЕСКОГОРЕЖИМА

Расчёт будет проводится по анологии с [4] , но учитывая то обстоятельство , что мы имеем дело не с LC генераторами , а с кварцевым генератором :

Пусть

I_нmax = 0.8 I_kдоп = 0.8*2.4 = 24 mА

По постоянному току :

U_n0 = 0.4 E_пдоп = 10 В ;

k_ос= 1;

Для наилучшего сопряжения с умножителями выберем

= 60 - ₀ = 0.218 ; ₁ = 0.391 ;

По постоянному току :

I_к0 = ₀*i_кmax = 0,218*24 = 5,23 мА



На первой гармонике :

I_к1 = ₁*i_кmax = 0.391*24 = 9.38 мА

U_н1 = U_б1^*/ k_ос = U_б1^* = 24*10^-3 /(93*10^-3 *0.5) = 0,516 В 0,316 В

Сопротивление коллектора :

R_к = U_к1/ I_к1 = 0.516/(93*10^-3) = 55 Ом

Мощность на 1-й гармонике :

P₁=0.5U_к1*I_к1=0.5*9.384*10^-3*0.516=2.481 мВт

Мощность по постоянному току :

P₀ = U_к0*I_к0 = 0.232*10^-3*10 = 52.32 мВт

P_пас = P₀ - P₁ = 52.38-2.421 = 49.899 мВт

Проверим на допустимую величину :

P_пас < P_доп = 120 мВт

КПД распада :

= P₁/ P₀ = 2.421/52.32 = 0.463

E_см = U_отс - U_б1^* cos = 0.75 - 0.516*0.5=0.492 B

= U_к1/U_к0 = 0,516/10

= 1 -i_кmax/(S_ср * U_к0)=1- 24*10^-3/9310*10^-3 =0,97



2.5 РАСЧЁТ РЕЗОНАТОРА

Выбираем кварц :

L_кв = 0,01 Гн ,

r_кв= 10 Ом ,

С_кв = 0,01 пФ ,

C₀ = 10 пФ ,

04 - 77 серия : f_p = 14.8 мГц ,

_p = 2*3.14*14.8 = 93 МГц.

Условие обеспечения резонансных св-в пластины :

= 2f_pC₀r_кв= 2*3.14*14.8*10⁶*10^-11 = 0.0093 << 0.1…0.3

условие выполнено

Резонансное сопротивление :

=_pL=2f_pL_кв=2*3.14*14.8*10⁶*0.01 =930 кОм

С=(*_p)^-1=(93*10⁶*0,93*10⁶)^-1 =0,01156 пФ

Проверка :

<< 1/(_pC₀) = (93*10⁶*10⁶*10)^-1 = 0.00108 - выполняется.

Зададимся : С = 3С₀ = 30 пФ

=1/(_pС) = (93*10⁶*10^-12*30)^-1 = 358.4 Ом

Q = /r_кв= 358.4/10 = 35.84

R_p= Q₁ = 358.4*35.84 = 12.845 кОм

= (R_к/R_p)^1/2 = (55/(12.845*10⁶))^1/2

С₂ = С/ = 30/0.065 = 458.5 пФ

С₁ = С₂/k_ос = 485.5 пФ

2.6 РАСЧЁТ ЦЕПИ СМЕЩЕНИЯ

U_б = E_см + 3I_к0/S^к*[1 + cos/(₀)]=0.492 + 3*5.232/(93*10^-3)*10^-3[1+0.5/0.109] =4.51кОм

2.7 РАСЧЁТ ЦЕПИ ПИТАНИЯ

R_см = 3R_ист/B = 3*4.5*10^-3/100 = 135 Ом

R₁ = R_ист*U_к0/U_б = 10*4.5*10^-3/100=31.25 Ом

R₂=R₁U_б/( U_к0-U_б)=31.25*1.44*10^-3/(10-1.44) = 5.257 кОм

C_бл2=10/2f_pR_см=10/(93*10^-3*135)= 796.4 пФ

2.8 РАСЧЁТ ФИЛЬТРОВ ПИТАНИЯ

R_бл = 5R_к = 55*5 = 275 Ом

C_бл =10/_p = 107,5 пФ

E_n = U_к0 + I_к0R_бл = 10 + 5.232*275 = 11.44 B

2.9 РАСЧЁТ МОДУЛЯТОРА

Исходные данные :

f₀ = 14.8 МГц

₀ = 93 МГц

f/₀ = 5.3*10^-3

Коэффициент гармоник :

k_г = 2.0% .Диапозон модулирующих : 300-3400 Гц. При расчёте автогенератора были получены :

U_б1 = 0.516 B,

E_пт = 10 B,

U_н1 = 0.516 B,

С = 30 пФ,

С₁ = 458.5 пФ,

P = 0.065.

Выбираем варикап КВ105А , его параметры :

C_в0 = 500 пФ при U _в0 = 9 B,

E_доп = 90 B,

V = 0.5 - степень нелинейной вольт-фазовой хар-ки .

Чтобы смещения на варикап можно было подавать от источника коллекторного питания транзистора , выбираем постоянное смещение на варикапе , близкое к E_п ,т.е. E_в0 = 9B , тогда Q = 150 .

U = 4 k_н/(V + 1) = 0,02/1,5 = 0,053 В

Коэффициент включения варикапа в контур :

P_в = (k_в*С/C_в0)^1/2 =С_в1/C_в0 = 4V*k_п /(V + 1)=4*0,5*0,02 /1,5=0,0267 k_в = = (V + 1)f/(2V*k_п*f₀)=1.5*5.3*10^-3/0.02 = = 0.3975 = 0.154

Амплитуда модулирующего напряжения :

U = U*( U_в0 + U_к) = _{n = 0.7} = 0.514 B

ВЧ напряжение на варикапе (1-я гармоника) :



U_в1 = P_в*U_к1/P = 1.223 B

Ёмкость связи :

C_св = U_в1*C_в0/(U_в1 + U_б1) = 351,64 пФ

Ёмкость

С₁: С₁ = С₁ - C_св*C_в0/(С_в0 + С_св) = 252,1 пФ

Расчитаем резистивный делитель в цепи смещения варикапа , учитывая следующие условия :

E_п R₂/(R₁ + R₂) = 9 B ;

R₁*R₂/(R₁ + R₂) << 1/ С_в0 = 470 кОм

Получим R₂ = 60 кОм ; R₁ = 8 кОм.



3. КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЁТ ПЕРЕДАТЧИКА

3.1 РАСЧЁТ РАДИАТОРОВ ТРАНЗИСТОРОВ ВЫХОДНОГО КАСКАДА

Согласно справочным данным температура перехода не должна превышать : T_пmax = 150C , R_пк = 4C/Вт

Допустим что темпер. окр. среды T_с = 50C . Такая температура может наблюдаться в закрытых непроветриваемых помещениях при нагреве их солнечным излучением , а также при компактно-расположенном обдувании.

Допустим также , что темпер. не превышает 150C , что позволяет создать благоприятный режим работы транзистора , что продлит срок его работы.

Примем сопротивление теплового контакта между корпусом и переходом R_пк = 4C/Вт , между корпусом и теплоотводом = 1C/Вт

R_тс = (T_п - T_c)/ P_пасс - R_пк - R_кт = 5C/Вт



4. РАЗРАБОТКА СХЕМЫ КЗУ

Для питания передатчика требуется напряжение 25 В. Для защиты от перенапряжений и повышения стабильности питающего напряжения передатчик включают в сеть через стабилизатор напряжения.

Для защиты от повышенного тока коллектора (при обрыве антенны) в коллекторную цепь вместо блокирующей индуктивности ставится трансформатор , вторая обмотка которого соединена через эммитерный повторитель с реле , которая размыкает цепь при превышении током допустимых пределов . Другая группа контактов реле может использоваться для коммутации цепи , состоящей из последовательно соединённых светодиодов и топоограничивающего резистора . При срабатывании реле будет загараться светодиод , что оповестит о неисправности. Для индикации включения передатчика может применяться такая же цепь из резистора и светодиода (зелёного).



5. РАСЧЁТ КПД ПЕРЕДАТЧИКА

КПД передатчика вычисляется по формуле :

= P_ср/P = 38%

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В ходе выполнения курсовой работы был расчитан передатчик связи на полупроводниках . Были получены практические навыки расчёта передатчиков и изучена дополнительная литература , что позволило более расширить представления о конструктивных особенностях маломощных передатчиков СВЧ-диапозона.

ЛИТЕРАТУРА

“Радиопередающие устройства” /под ред. Шахгильдера - М;Мир ,2010.

“Транзисторы для аппаратуры широкого применения” Справочник / под ред. Б.Л.Перельмана - М. ; Радио и связь 2011г.

“Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах” под ред. Р.А.Валитова - М ; Советское радио ,2010.

Петров Б.Е. , Романюк В.А. “Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах” ; учеб. пособие для р.т.специальностей ВУЗов - М : Высшая школа -2009 .

Качанов В.И. “Транзисторные радиоперелатчики” Изд.2-е переб. И доп. М, Энергия 2012.

Размещено на Allbest.ru