Расчет приемного тракта линейного канала связи по структурной схеме

Размещено на http://www.allbest.ru/

Министерство образования и науки молодежи и спорта Украины

Днепропетровский национальный университет имени Олеся Гончара

Факультет физики, электроники и компьютерных систем

Кафедра электронных средств телекоммуникаций

Курсовой проект

Расчет приемного тракта линейного канала связи по структурной схеме

Выполнил:

студент группы КТ-13-1

Черкасов Олег

Проверил:

доц. Вытовтов К.А.

Днепропетровск

2015 г.



Содержание

Введение

1. Теоритическая часть

1.1 Описание схемы

1.2 Рабочие характеристики усилителя

1.3 Требования к источнику питания

1.4 Настройка и поиск неисправностей

1.5 Выводы

2. Практическая часть

2.1 Расчет усилительного каскада с общим эмиттером

2.2 Расчет дифференциального усилителя

Список литературы



Введение

В описанном усилителе мощности звуковой частоты класса АВ применяются в выходном каскаде пара комплементарных полевых МОП транзисторов. Эта особенность позволяет улучшить рабочие характеристики по сравнению с эквивалентным выходным каскадом на биполярных транзисторах и позволяет упростить схему драйвера. Драйвер работает в линейном режиме класса А. В то время, когда проектировалась эта схема, силовые МОП - транзисторы с логическим уровнем управления еще не были доступны и были использованы обычные МОППТ. Применение приборов с низким пороговым напряжением упрощает схему и снижает рассеиваемую мощность в режиме покоя.

Описанный усилитель отдает эффективную мощность порядка 60 Вт в 4-омную нагрузку, при напряжении питания ±30 В. Ширина рабочей полосы частот превышает 100 кГц, но может быть изменена выбором соответствующих номиналов в цепях коррекции.



1. Теоритическая часть

1.1 Описание схемы

В усилителе мощности звуковой частоты класса АВ, описанном в этой работе, применяются в выходном каскаде пара комплементарных полевых МОП транзисторов. Эта особенность позволяет улучшить рабочие характеристики по сравнению с эквивалентным выходным каскадом на биполярных транзисторах и позволяет упростить схему драйвера. Драйвер работает в линейном режиме класса А. В то время, когда проектировалась эта схема, силовые МОП-транзисторы с логическим уровнем управления еще не были доступны и были использованы обычные МОППТ. Применение приборов с низким пороговым напряжением упрощает схему и снижает рассеиваемую мощность в режиме покоя.

Принципиальная электрическая схема усилителя показана на рис. 1. Использование разделенных шин питания (±Uпит.) дает заметное снижение пульсаций источника питания и позволяет непосредственно подключить нагрузку. Выходные транзисторы VT5, VT6 включены по схеме с общим стоком (истоковый повторитель).

Это дает двойное преимущество:

· снижается возможная паразитная генерация в мощном выходном каскаде, так как коэффициент усиления по напряжению составляет меньше единицы;

· исключается положительная обратная связь от теплоотвода, на котором устанавливается транзистор, так как вывод стока, электрически соединенный с корпусом, находится под постоянным напряжением.

Симметричность выходного напряжения достигается подачей на затвор n-канального транзистора VT5 напряжения отрицательной обратной связи по постоянному сигналу с выхода усилителя. Использование цепи обратной связи С4, R8, R9 также позволяет предварительному каскаду на транзисторе VT4 работать при практически постоянном токе, что улучшает линейность каскада схемы управления. Диод VD1 работает как "подпорка" для цепи отрицательной обратной связи, ограничивая положительное напряжение на затворе VT5. Это позволяет поддерживать симметрию сигнала при подключении нагрузки.

Транзистор VT3 и резисторы R11, R12, R13 обеспечивают напряжение смещения для выходных транзисторов, переменный резистор R12 служит для регулирования выходного тока покоя изменением порогового напряжения. В схеме имеется температурная стабилизация тока покоя, так как напряжение эмиттер-база биполярного транзистора VT3 и пороговые напряжения двух МОП-транзисторов имеют температурный коэффициент, равный 0,3%/°С.

Транзистор VT4 работает в режиме класса А при номинальном токе покоя 5 мА, определяемом номиналами резисторов R8, R9. Сигнал на VT4 подается от дифференциальной пары VT1, VT2. Ток покоя входного каскада составляет 2 мА и устанавливается резистором R3. Сигнал отрицательной обратной связи подается с выхода усилителя на базу VT2 через резистор R6.

Элементы R7, С2 определяют коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи усилителя и обеспечивают увеличение коэффициента усиления на низких частотах. Дополнительные элементы R15, С7, включенные между выходом и общим проводом, подавляют высокочастотный отклик выходного каскада, приводя к тому, что высокочастотные характеристики усилителя определятся характеристиками входного каскада. Элементы R1, R2, С1, на входе усилителя определяют входной импеданс (47 кОм) и служат для подавления высокочастотных помех.

Дополнительное подавление пульсаций напряжения источника питания, подаваемого на входной каскад, осуществляется элементами R4, C3. Дополнительные элементы схемы предназначены для обеспечения высокой стабильности всего усилителя. Значения их номиналов будут в некоторой мере зависеть от топологии печатной платы.

При разработке печатной платы нужно следовать нижеприведенным правилам:

1. Следует применять принцип "общей земли", т.е. блокировочные конденсаторы источника питания, элементы цепей смещения и входного каскада должны располагаться в непосредственной близости к поверхности земляной шины печатной платы, устраняя тем самым воздействие тока через общую шину. Аналогично нужно подключать нагрузку, резистор обратной связи и элементы высокочастотной коррекции к общей точке (именно точке) печатной платы;

2. Длина соединительных проводников к затворам МОП транзисторов VT5, VT6 должна быть минимальной во избежание паразитной генерации в мощном выходном каскаде. Для подавления паразитной генерации можно увеличить номинал резистора R10, но слишком большая величина резистора будет ограничивать скорость нарастания выходного напряжения. Генерацию в усилителе, вызываемую емкостной связью в базе транзистора VT4 можно убрать изменением номинала резистора R14;

3. Сдвиг фазы в усилителе при работе на реактивную нагрузку может приводить к нестабильной работе на высоких частотах. При емкостной нагрузке генерацию на высоких частотах устраняет дроссель (без ферромагнитного сердечника). При активном сопротивлении нагрузки 8 Ом и емкости 2 мкФ индуктивность дросселя будет составлять 3 мкГн. Окончательные параметры дросселя определяются экспериментально.



1.2 Рабочие характеристики усилителя

Для достижения среднеквадратичной мощности 60 Вт, ток в нагрузке с сопротивлением 4 Ома должен иметь среднеквадратичное значение 3,9 А или пиковое значение 5,5 А.

Эти значения получаются из формул:

где РО - выходная мощность, Вт;

I - ток в нагрузке, А;

U - напряжение на нагрузке, В;

Im - амплитудное значение тока, A;

Um - амплитудное значение напряжения, В; RH- сопротивление нагрузки, Ом.

Кроме того, из (1) следует, что напряжение на нагрузке при выходной мощности 60 Вт имеет среднеквадратичное значение 15,5 В или пиковое 22 В.

Чтобы получить ток истока 5,5 А, n-канальный МОП транзистор IRF532 требует напряжение затвор-исток, около 5 В. Можно сделать вывод, что напряжение смещения на затворе для достижения пиковой мощности при положительной полуволне равно Um + Uзи = 27 В. Аналогичный расчет для отрицательной полуволны при использовании p-канального МОП-транзистора IRF9532 показывает, что требуется подача отрицательного напряжения смещения на затвор значением 28 В.

Следовательно, для 60-ваттного выхода будет достаточно напряжения ±30 В при условии, что подаваемое напряжение будет не ниже ±28 В под нагрузкой, т.е. импеданс источника питания должен быть менее 1 Ома. Соотношения между мощностью, отдаваемой в нагрузку и мощностью, получаемой от источника питания, показаны на рис. 3, при синусоидальном сигнале при напряжении питания ±30 В. Кривая, представляющая мощность на нагрузке, может быть легко построена с помощью (1) для различных величин тока нагрузки.

Мощность, потребляемая от источника, определялась с помощью следующей формулы:

усилитель частота звуковой эмиттер

где Рподв - потребляемая от источника питания мощность, Вт;

Unum- напряжение источника питания, В;

Inum - потребляемый усилителем ток, А.

Разница между двумя значениями мощности - это мощность, рассеиваемая на МОП-транзисторах и, как можно видеть из рис. 3, она имеет пик, равный примерно 46 Вт. Предполагая, что максимальная температура окружающей среды равна 55°С, полное тепловое сопротивление между переходами двух МОП-транзисторов и окружающей средой должно быть меньше 2°С/Вт. Считая, что каждый из МОП ПТ IRF532 и IRF9532 имеет тепловое сопротивление переход-корпус, равное 1,67°С/Вт, максимальная температура корпуса должна быть менее110°С и тепловое сопротивление теплоотвод-окружающая среда должно быть меньше 1,16°С/Вт.



Амплитудно-частотные характеристики усилителя при разных номиналах элементов цепи обратной связи показаны на рис. 4. Коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи равен 30 дБ, граничные частоты по уровню 3 дБ равны 15 Гц и 60 кГц. Кривые при замкнутой цепи обратной связи показаны для коэффициентов усиления усилителя 100 (R7 = 470 Ом) и 20 (R7 =2,2 кОм). В обоих случаях кривые остаются плоскими в пределах +1дБ между 15 Гц и 100 кГц и нагрузке 8 Ом. Скорость изменения выходного напряжения усилителя, измеренная при подаче на вход меандра амплитудой 2 В между пиками составила 13 В/мкс при нарастании и 16 В/мкс при спаде.

Отклонение от этих значений может быть сбалансировано включением последовательно в цепь затвора VT6 дополнительного резистора.



Суммарный коэффициент нелинейных искажений усилителя показан на рис. 5. Снижение коэффициента усиления при замкнутой петле обратной связи от 100 до 20 создает существенное уменьшение искажений. Ток покоя выходного каскада был установлен порядка 100 мА, и он может существенно влиять на величину искажений, если будет ниже 50 мА.

Таблица 1

Напряжение питания, В	Напряжение смещения, мВ	Ток покоя, мА
35	-40	135
30	-20	100
25	+4	75
20	+30	54

Зависимость тока покоя в выходном каскаде и выходного напряжения смещения от напряжения источника питания приведены в табл. 1. Ток покоя устанавливается, в первую очередь, потенциометром R12. Минимальное напряжение смещения получается, если движок резистора повернут до отказа против часовой стрелки, если используется топология печатной платы, показанная на рис. 2. Измерение тока проводят, подавая напряжение положительной полярности через амперметр с максимальным значением шкалы 1 А. Затем резистором R12 выставляют ток покоя, равный 100 мА при напряжении питания ±30 В. Амперметр должен быть удален из схемы перед подачей входного сигнала на усилитель.



1.3 Требования к источнику питания

Простой сетевой источник питания, пригодный для усилителя класса АВ, показан на рис. 6. Напряжение ±30 В берется со вторичной обмотки сетевого трансформатора с отводом от средней точки. Помехоподавляющие конденсаторы развязки по питанию С1 и С6 (рис. 1) должны быть установлены как можно ближе к выходному каскаду усилителя и служат для снижения пульсаций питания до 5,5 В между пиками при полной нагрузке.

1.4 Настройка и поиск неисправностей

Маловероятно, что какой-либо опытный экспериментатор будет иметь трудности при достижении удовлетворительных результатов при построении усилителя по этой схеме. Главные проблемы, которые следует предусмотреть - это неправильная установка элементов и повреждение МОП-транзисторов при неправильном обращении с ними или при возбуждении схемы.

В качестве руководства для экспериментатора предлагается следующий перечень контрольных проверок для поиска неисправностей:

1. При сборке печатной платы сначала установите пассивные элементы и убедитесь в правильном включении полярности электролитических конденсаторов. Затем установите транзисторы VT1-VT4. И, наконец, установите МОП транзисторы, избегая статического заряда, замыкая одновременно выводы на землю и используя заземленный паяльник. Проверьте собранную плату на правильность установки элементов. Для этого будет полезно пользоваться расположением элементов, показанном на рис. 2. Проверьте печатные платы на отсутствие замыканий припоем дорожеки, если они есть, удалите их. Проверьте узлы паек визуально и электрически с помощью мультиметра и переделайте, если это необходимо.

2. Теперь на усилитель может быть подано напряжение питания и выставлен ток покоя выходного каскада (50-100 мА). Потенциометр R12 сначала устанавливается по минимальному току покоя (до отказа против часовой стрелки на топологии платы рис. 2). В положительную ветвь питания включается амперметр с пределом измерения 1 А. Вращением движка резистора R12 добиваются показаний амперметра 50-100 мА. Установка тока покоя может быть выполнена без подключения нагрузки. Однако, если нагрузочный динамик включен в схему, он должен быть защищен предохранителем от перегрузки по постоянномутоку. При установленном токе покоя приемлемое значение выходного напряжения смещения должно быть меньше 100 мВ. Излишние или беспорядочные изменения тока покоя при регулировке R12 указывают на возникновение генерации в схеме или неправильное соединение элементов. Следует придерживаться рекомендаций, описанных ранее (последовательное включение в цепь затвора резисторов, минимизация длины соединительных проводников, общее заземление).

Кроме того, конденсаторы развязки по питанию должны устанавливаться в непосредственной близости к выходному каскаду усилителя и точке заземления нагрузки. Во избежание перегрева мощных транзисторов регулирование тока покоя должно выполняться при установленных на теплоотводе МОП транзисторах.

3. После установления тока покоя амперметр должен быть удален из цепи положительного питания и на вход усилителя может быть подан рабочий сигнал. Уровень входного сигнала для получения полной номинальной мощности должен быть следующим:



Uвх = 150 мВ (RH = 4 Ом, КU = 100); Uвх = 160 мВ (RH = 8 Ом, КU = 100); Uвх = 770 мВ (RH = 4 Ом, КU = 20); Uвх = 800 мВ (RH = 8 Ом, КU = 20).

"Подрезание" на пиках выходного сигнала при работе с номинальной мощностью указывает на плохую стабилизацию напряжения питания и может быть исправлено снижением амплитуды входного сигнала и уменьшением номинальных характеристик усилителя. Амплитудно-частотная характеристика усилителя может быть проверена в диапазоне частот 15 Гц-100 кГц с помощью набора для звукового тестирования или генератора и осциллографа. Искажение выходного сигнала на высоких частотах указывает на реактивный характер нагрузки и для восстановления формы сигнала потребуется подбор величины индуктивности выходного дросселя L1. Амплитудно-частотная характеристика на высоких частотах может быть выровнена с помощью компенсационного конденсатора, включенного параллельно с R6. Низкочастотная часть амплитудно-частотной характеристики корректируется элементами R7, С2.

4. Наличие фона (гудения) вероятнее всего происходит в схеме при установке слишком высокого усиления. Наводка на входе с высоким импедансом минимизируется использованием экранированного кабеля, заземленного непосредственно в источнике сигнала. Низкочастотные пульсации питания, попадающие с питанием во входной каскад усилителя, могут быть устранены конденсатором C3. Дополнительное ослабление фона осуществляется дифференциальным каскадом на транзисторах VT1, VT2 предусилителя. Однако если источником фона является питающее напряжение, то можно подобрать значения C3, R5 для подавления амплитуды пульсаций.

5. В случае выхода из строя транзисторов выходного каскада из-з акороткого замыкания в нагрузке или из-за высокочастотной генерации необходимо заменить оба МОП-транзистора, при этом маловероятно, чтобы из строя вышли другие элементы. При установке в схему новых приборов процедура настройки должна быть повторена.

Выводы

Используя комплементарную пару полевых МОП транзисторов IRF532 и IRF9532 и источник питания ±30 В, можно достичь следующих рабочих характеристик.

Максимальная среднеквадратичная мощность:

при RH = 4 Ом, Вт 60

при RH = 8 Ом, Вт 32

Рабочий диапазон частот, Гц 15-100 000

Коэффициент нелинейных искажений:

при f = 1 кГц, Рвых = 60 Вт, RH = 4 Ом, % 0,15

при f = 1 кГц, Рвых = 32 Вт, RH = 8 Ом, % 0,08

Коэффициент усиления, дБ 25-40

Входной импеданс, кОм 47

На рис. 7, 8 показан отклик на прямоугольные импульсы частотой 1 кГц и 100 кГц, а также отклик усилителя на синусоиду частотой 1 кГц и 100 кГц.



2. Практическая часть

2.1 Расчет усилительного каскада с общим эмиттером

Напряжение входного сигнала = 15 мВ;

входное сопротивление усилителя = 1 кОм;

мощность, выделяемая на нагрузке =40 мВт;

сопротивление нагрузки усилителя = 400 Ом;

нижняя частота полосы пропускания = 50 Гц;

верхняя частота полосы пропускания = 10 кГц;

коэффициент частотных искажений на нижней частоте = 3

коэффициент частотных искажений на верхней частоте = 3

1) URK=0,4EK=0,4*15=6 B

URЭ=0,1ЕК=0,1*15=1,5 В

UКЭ0=0,5ЕК=0,5*15=7,5 В - в состоянии покоя

2) РК0=0,3РН=0,3*40=12 мВт - в состоянии покоя

РКдоп=РК0/0,8=12/0,8=15 мВт - максимально допустимая мощность на коллекторе

3) UКЭдоп=UКЭ/0,4=7,5/0,4=18,75 В - максимально допустимое напряжение

IK0=PK0/UKЭ0=12/7,5=1,6 мА - ток коллектора



4) Выбираем транзистор

КТ315-Б Iб0=IK0/32=1,6/32=0,05 мА.

Находим рабочую точку:

Iб= 0,05 мА; UБЭ0=0,05 В

IД0=3ІБ0=3*0,05=0,15 мА

RЭ1=0,1ЕК/(IД0+ІБ0)=0,1*15/(0,15+0,05)=7,5 кОм

RK=0,4EK/IK0=0,4*15/1,6=3,75 кОм

5) RK.H.===379,75 Ом

Для схемы с общим эммитером:



R=

=102.34 мкФ

Частотные искажения на верхней частоте определяются в основном постоянной времени верхних частот и, следовательно, емкостью коллекторного перехода.

=

=

=

=- мощность переменного тока в коллекторной цепи

=176-49=127 мВт - мощность, рассеиваемая на коллекторе

=- КПД усилителя

=

=

=56*23.34=1306.67- коэффициент усиления по мощности

2.2 Расчет дифференциального усилителя

Rн = 400 Ом - сопротивление нагрузки;

диапазон усиливаемых частот fв=2ГГц;

сопротивление источника сигнала Rист=1 кОм;

Рн = 40 мВт - мощность на нагрузке;

Ек = 15 В - напряжение источника питания;

1) Uкэо = 0,5 * Ек = 0,5 * 15 = 7,5 В - напряжение в состоянии покоя;

2) Uкэ доп = Uкэо/0,4 = 7,5 / 0,4 = 18,75 В - допустимое напряжение в состоянии покоя;

3) URэ = 0,1*Ек = 0,1*15 = 1,5 В - напряжение на Rэ

4) Рко = 0,35*Рн = 0,3*40 = 12 мВт - мощность, выделяемая на коллекторе в состоянии покоя;

5) Рк доп = Рко/0,85 = 12/0,85 = 14,12 Вт - допустимая мощность на коллекторе в состоянии покоя;

6) Iко = Рко/Uкэо = 12/7,5 = 1,6 мА - ток на коллекторе в состоянии покоя;

Uк>UН

Uк >15 В;

Fпред >FВ:

В качестве VT1 и VT2 выбираем транзисторы ГТ329Б со следующими параметрами:

h21=200;

Fпред=2 ГГц;

Rвхоэ=1 кОм;

Ск=2 пФ.

Iбо = 5 мА

Uбэо = 10 В

Fпред= 1700МГц.

h11=554

Рассчитаем Fb и Fв и сравним их:

1/Fs=10-6

Fb= Fпред/h21= 2*109 /200=0.01*10 9Гц;

Fв=1/(1/Fs+2п*S*rб*Cк)=1/(10-6+6,28*0,25*1*10-3*2*10-9)=101МГц

Fb > Fв

Выберем напряжение питания исходя из следующего условия:

Ек=95 В

Напряжение в рабочей точке:



Uко=0,45 Ек=42,75 В

Зададимся коэффициентом усиления каскада К0=40, выберем из номинального ряда добавочные сопротивления равные 22 Ом, тогда коэффициент усиления каскада с учётом местной обратной связи будет равен:

, где

В итоге коэффициент усиления дифференциального каскада будет равен:

Кf=40/6,5=6,15

Рассчитаем крутизну усиления транзисторов:

S=h21/h11= 200/554=0.36

Вычислим приведённое сопротивление в цепи коллектора:

Rk= K0/S=40/0.36=111.1Ом

Найдём сопротивление цепи коллектора Rк1 и Rк2:

Rk=Rн*K0/Rн*S-K0=400*40/400*0,36-40= 71,1 Ом

Выбираем из номинального ряда Rэ=170 Ом



Список литературы

1. Шамшин В.Г. Устройства усиления электрических сигналов: учебное пособие / В.Г. Шамшин; Дальневосточный государственный технический университет. - Владивосток:

2. А.Е. Левитин. "Справочник по радиовещательным приемникам"

3. http://www.vegalab.ru/

4. http://www.ngpedia.ru/

5. http://hamlab.net/

6. http://www.bobropalv.ru/

Размещено на Allbest.ru