Обработка линейного сигнала в дискретном канале радиосвязи

Размещено на http://www.allbest.ru

«ОБРАБОТКА ЛИНЕЙНОГО СИГНАЛА

В ДИСКРЕТНОМ КАНАЛЕ РАДИОСВЯЗИ»



СОДЕРЖАНИЕ

Введение

1. Регенерация дискретного сигнала

2. Синхронизация в цифровых системах связи

2.1 Синхронизация по несущему колебанию

2.2 Тактовая синхронизация

2.2.1 Разомкнутые подсистемы

2.2.2 Замкнутые подсистемы тактовой синхронизации

2.2.3 Стартстопная тактовая синхронизация

2.3 Групповая синхронизация

2.3.1 Безмаркерный и маркерный способы синхронизации

2.3.2 Групповая синхронизация с неявным маркером

2.3.3 Стартстопная групповая синхронизация

2.3.4 Маркер

Заключение

Литература



ВВЕДЕНИЕ

Приступая к изучению построения системы электросвязи, необходимо дать некоторые определения, чтобы избежать путаницы в терминологии, которую часто допускают студенты. Итак:

Информация - это совокупность сведений, данных о каких либо событиях, явлениях и предметах окружающего мира.

Сообщения - это совокупность знаков, отображающих ту или иную информацию. дискретный сигнал цифровой связь

Источник и получатель сообщений разделены некоторой средой, в которой источник образует возмущения. Именно эти возмущения и называются сигналами и воспринимаются получателем. Следует обратить внимание на то, что сигналом следует называть только те возмущения среды (- электромагнитные колебания, световые либо акустические колебания), которые непосредственно связаны с передаваемой информацией. Не любое колебание можно назвать сигналом. Следует избегать словосочетаний «полезный сигнал», так как бесполезных сигналов не может быть. Такое же замечание следует отнести и к словосочетанию «полезная информация».

Процесс передачи сообщения от источника к получателю называется связью. При этом используются некоторый материальный носитель сообщения (бумага, магнитная лента и т.п.) или физический процесс, отображающий передаваемое сообщение, который называется сигналом.

Совокупность средств и среды передачи, обеспечивающих передачу сообщений, образует канал связи.

Системой электросвязи называют совокупность технических средств и среды распространения, обеспечивающих передачу сигналов электросвязи.

Телекоммуникационная сеть - это совокупность сетевых узлов (СУ), сетевых станций (СС) и линий (каналов и трактов), их соединяющих, для передачи сообщений от источника сообщений (ИС) к получателю сообщений (ПС).

Линейный тракт - совокупность устройств и среды передачи используемых для передачи сообщений по некоторой группе каналов.

Линия передачи - это совокупность линейных трактов однотипных или разнотипных систем передачи, имеющих общие среду распространения, линейные сооружения и устройства их обслуживания.

Среда передачи - это физическая среда, предназначенная и соответствующим образом оформленная для передачи по ней сигналов электросвязи. Такой средой при радиосвязи может быть окружающее пространство, при оптической связи - окружающее пространство или оптоволокно. Кабельная связь осуществляется с использованием коаксиальных кабелей и т.д.

Первичный сигнал - это электрическое колебание, получаемое на выходе преобразователя «сообщение - электрическое колебание».



1. РЕГЕНЕРАЦИЯ ДИСКРЕТНОГО СИГНАЛА

Дискретный радиосигнал, формируемый на выходе модулятора, имеет форму прямоугольных радиоимпульсов. При прохождении таких импульсов полосового фильтра, ограничивающего спектр радиоизлучения, усилителя мощности, антенно-фидерных трактов, а также линейной части приемника, в радиосигнале на входе демодулятора имеет место искажение прямоугольной формы радиоимпульсов. Эти искажения называются линейными, так как обусловлены ограничением спектра радиосигнала, неравномерностью амплитудно-частотной характеристики радиотракта и нелинейностью его фазочастотной характеристики. Кроме этого радиосигнал существенно ослабляется на трассе распространения, а также аддитивно складывается с тепловым шумом приемной аппаратуры.

В результате этого дискретный сигнал на выходе демодулятора утрачивает явные признаки цифрового сигнала и поэтому не может непосредственно использоваться для дальнейшей обработки. Примерный характер возникающих искажений изображен на рисунке 1 (диаграммы 1-5).

Для приведения выходного сигнала демодулятора к нормализованной форме цифрового сигнала необходимо выполнить ряд его преобразований. Прежде всего, необходимо установить на каких участках временной оси передаются уровни логической единицы, а на каких - логического нуля. Эту задачу решает различитель сигналов (нулей и единиц). Сопоставление временных диаграмм 1 и 4 на рисунке 1 показывает, что таким различителем может быть амплитудный компаратор с нулевым порогом принятия решениия (для ФМ и ЧМ - сигналов). На выходе различителя (диаграмма 6) при этом формируется дискретный видеосигнал, восстановленный в логических уровнях и имеющий временные характеристики, совпадающие с передаваемым сигналом (диаграмма 1). При отсутствии шума и других помех операция различения сигналов могла быть единственной и обеспечивала бы 100% вероятность правильного приема. При наличии аддитивного теплового шума и других внешних помех картина существенно изменяется.

Рисунок 1

Характер выходного напряжения демодулятора становится случайным. Пример реализации выходного напряжения демодулятора при аддитивном тепловом шуме показан на временной диаграмме 5 рисунка 1. При поступлении такого напряжения на вход различителя на его выходе будет формироваться видеосигнал в восстановленных логических уровнях (диаграмма 7). Однако, временные соотношения двоичных символов в этом видеосигнале будут нарушены. Эти искажения могут иметь две формы проявления. Одна из них, имеющаяся всегда, состоит в случайном смещении фронтов двоичных символов. Такие искажения называются «краевыми». Другая форма - это дробления, проявляющаяся как случайные провалы до уровня логического нуля на участках временной оси, где должны быть уровни логической единицы и всплески до уровня логической единицы там, где передаются нулевые уровни. То есть двоичные символы дробятся. Такие искажения возможны только тогда, когда полоса пропускания радиоканала существенно больше согласованной.

При такой избыточной ширине полосы пропускания радиоканала интервал корреляции шума, имеющий значение, примерно равное обратной величине полосы пропускания, оказывается значительно меньше длительности двоичного элемента и смесь сигнала с шумом на входе различителя в пределах длительности каждого двоичного элемента может оказываться над порогом и под порогом различения.

Для устранения краевых искажений применяют стробирование результатов различения сигналов в точках, расположенных примерно в центре ожидаемых интервалов расположения двоичных символов. Стробы представляют собой короткие импульсы, осуществляющие точечную выборку в той части двоичного сигнала на выходе различителя, которая в меньшей степени подвержена краевым искажениям, а именно в ожидаемом центре двоичного символа,

На рисунке 2 (диаграмма 1) приведено множество наложенных друг на друга реализаций принимаемых двоичных символов с краевыми искажениями.

На рисунке видно, что малые отклонения фронтов от их истинного положения боле вероятны, чем большие. Вероятности как переднего так и заднего фронтов двоичного элемента малы.

В математической модели описания краевых искажений принято считать, что , как случайная величина, хорошо описывается нормальным законом плотности вероятностей, а смещения переднего и заднего фронтов независимы. Временная диаграмма 2 на рисунке 2 показывает расположение стробов, получаемых от подсистемы тактовой синхронизации (ПТС).

Рисунок 2

Частота следования стробов F_T должна быть равна частоте следования двоичных символов в принимаемом их потоке, то есть .

Результат каждого стробирования запоминается на интервал между стробами (диаграмма 2), в результате чего восстанавливается нормализованная форма цифрового сигнала, лишенная краевых искажений. Устройством, запоминающим результаты стробирования, может служить D - триггер. Функциональная схема регенератора приведена на рисунке 3, где амплитудный компаратор выполняет роль решающего (порогового ПУ) устройства.

Рисунок 3

Пример, временных диаграмм напряжений, действующих, в характерных точках функциональной схемы регенератора приведен на рисунке 4, где первая временная диаграмма представляет реализацию передаваемой двоичной последовательности, а остальные диаграммы соответствуют точкам функциональной схемы, изображенной на рисунке 3. На этих диаграммах видно, что при восстановление двоичного символа производится верно, а при в выходной последовательности появляется ошибка (шестой двоичной символ на диаграмме 6). Вероятность появления таких ошибочных решений обозначают как и называют «вероятностью ошибки на бит».

Рисунок 4

Если полоса пропускания радиоканала оказывается больше согласованной, на выходе различителя наряду с краевыми искажениями появляются дробления. Применение описанного способа регенерации со стробированием оценок двоичных символов на выходе различителя в центрах ожидаемых интервалов появления двоичных элементов оказывается малоэффективным. При таких искажениях восстановление временных соотношений в принимаемой двоичной последовательности должно производится на основе интегральной оценки времени пребывания напряжения на уровнях логического нуля и логической единицы в пределах каждого ожидаемого интервала появления двоичного символа. В конце каждого такого интервала принимается решение о том что передавалось на интервале анализа.

Временные диаграммы, иллюстрирующие описанную процедуру распознавания, приведены на рисунке 5, где верхняя ненумерованная временная диаграмма представляет передаваемую двоичную последовательность.

Рисунок 5

Остальные диаграммы пронумерованы в соответствии с характерными точками на функциональной схеме регенератора, изображенного на рисунке 6.

Рисунок 6

Временная диаграмма 2, изображающая выходное напряжение интегратора уровня «1» совмещена с диаграммой 3, изображающей выходное напряжение интегратора нулевого уровня. Интервал анализа равен ожидаемому интервалу появления двоичного символа. В конце каждого интервала анализа выясняется, какое из выходных напряжений интеграторов больше. Оно и определяет принимаемое решение. На выходе дифференциального амплитудного компаратора (ДАК) напряжение равно уровню «1» если выходное напряжение интегратора единичного уровня превышает выходное напряжение интегратора нулевого уровня (диаграммы 2,3 и 5 на рисунке 5). В конце каждого интервала анализа интеграторы сбрасываются, а незадолго до этого результат сравнения записывается в D - триггер. Это осуществляется стробирующим импульсами (диаграмма 4), по переднему фронту которых осуществляется запись, а по заднему - сброс. На выходе D - триггера формируется восстановленная (регенерированная) двоичная последовательность без краевых искажений и дроблений, но с возможно ошибочно восстановленными двоичными символами, характеризуемыми вероятностью появления .

Рассмотренный вариант построения регенератора обладает тем недостатком, что содержит аналоговые узлы - интеграторы со сбросом и дифференциальный амплитудный компаратор.

Интегральный метод регенерации может быть реализован без аналоговых узлов путем стробирования выходного напряжения различителя во множестве точек на интервале ожидания каждого двоичного символа. Число этих точек должно быть нечетным, и они должны быть равномерно распределены на интервале анализа с расположением одной из них в центральной части анализируемого интервала. Если число точек устремить к бесконечности, приходим к чисто интегральному методу, а при предельно малом числе точек (одна точка) - к методу стробирования, устраняющего краевые искажения. Практически принимают число точек стробирования равным 3, 5 или 7. Увеличение числа точек стробирования усложняет регенератор, лишь незначительно улучшая результаты регенерации. К концу анализируемого интервала принимается решение о приеме «0» или «1» по большинству значений зафиксированных каждым стробом на интервале анализа. Эту операцию могут выполнять два двоичных счетчика, работающих совместно с цифровым дифференциальным компаратором. Каждый счетчик заменяет соответствующий интегратор. Более рационально объединить функции этих счетчиков и цифровой компаратор в одном узле - реверсивном счетчике, разрядность n которого должна удовлетворять неравенству где m - число точек стробирования. При этом, если в счетчике в конце интервала анализа будет записано положительное число, то старший его разряд окажется в нулевом состоянии. Если же в счетчик будет записано отрицательное число, то старший его разряд окажется в состоянии единица. Таким образом, выходное напряжение старшего разряда определяет результат анализа, который должен фиксироваться в D - триггере в конце каждого интервала анализа. Функциональная схема описанного регенератора при m=3 и временные диаграммы напряжений в характерных ее точках приведены на рисунке 7.

Рисунок 7

Величина смещения значащих моментов является случайной величиной и для большинства дискретных каналов наилучшим образом описывается нормальным законом распределения.

.

Зная (который, вообще говоря, не обязательно может быть нормальным), можно определить вероятность появления искажений, превышающих наперед заданную величину, а, следовательно, вероятность ошибки, вызванной этим смещением.

Для расчета вероятности ошибочной регистрации двоичных символов в стробирующем узле регенератора удобно оперировать относительными значениями краевых искажений

При этом плотность вероятностей значений остается нормальной

где - среднеквадратическое значение случайной величины .

Ошибочная регистрация двоичного символа происходит, если смещение внутрь интервала анализа любого из фронтов принимаемого символа, либо обоих фронтов одновременно превысит величину исправляющей способности

где - длительность действующего фронта стробирующих импульсов, подаваемых на тактовый вход D - триггера регенератора.

Вероятность смещения переднего фронта двоичного символа и заднего внутрь интервала на величину, превышающую определяются выражением

.

Вероятность ошибочной регистрации за счет смещения только переднего фронта равна , а за счет только заднего фронта - . Вероятность же ошибочной регистрации за счет одновременного смещения переднего и заднего фронтов равна .

Таким образом, полная вероятность ошибочной регистрации

,

.

В реальных условиях вероятности и намного меньше единицы, поэтому при ,

.

Пользуясь табулированной функцией Крамма

,

можно выразить

.

Для выполнения расчета вероятности необходимо знать зависимость от отношения сигнал/шум q (или сигнал/помеха, если помеха нефлуктуационная). Эта зависимость различна при разных видах модуляции определяется выражениями:

при АМ =

при ЧМ = ;

при ФМ = ,

где q - отношение сигнал/шум по мощности, - полоса пропускания канала связи.

Краевые искажения могут быть вызваны не только тепловым шумом в канале радиосвязи, но и внешними помехами, например, сосредоточенной по спектру гармонической или импульсной помехами.

При воздействии на вход приемника гармонической помехи в каналах с АМ максимальное значение краевых искажений

,

где - приращение затухания в полосе пропускания приемника на частоте помехи по сравнению с затуханием на средней частоте, выражение в децибелах, R_T - скорость модуляции в Бодах, , U_сэф и U_пэф - эффективные значения напряжения сигнала и помехи соответственно.

В случае совпадения частоты помехи со средней частотой АЧХ приемника, то есть при

.

Максимальное значение краевых искажений при наличии гармонической помехи в каналах с ЧМ и ФМ

.

Если краевые искажения вызваны импульсной помехой, то:

при АМ ;

при ЧМ ;

при ФМ ,

где U_C - амплитуда сигнала на входе приемника в вольтах, А₀ - площадь импульса в вольтах•секунду, R_T - в Бодах.

При регенерации сигнала в дискретном радиоканале при избыточной ширине полосы пропускания канала в регенераторах используется интегральный метод восстановления (регистрации) символов двоичной последовательности. В этом случае вероятность Р₀ ошибочной регистрации определяется выражением:



2. СИНХРОНИЗАЦИЯ В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ

Синхронизацией называют процесс установления и поддержания определенных временных соотношений между двумя и более процессами.

В цифровых системах связи с фазовой манипуляцией на приемной стороне необходимо обеспечить режим когерентной демодуляции. Для этого в приемном устройстве формируется опорное гармоническое колебание, совпадающее по частоте и фазе с несущим колебанием. Это обеспечивает подсистема синхронизации по несущему колебанию.

На выходе демодулятора при нормальной его работе, независимо от используемого вида модуляции, необходимо восстановление нормальной цифровой формы принимаемых элементов двоичной последовательности. Это возможно только тогда, когда на приемной стороне есть источник тактовой последовательности импульсов, частота следования которых в точности равна частоте следования двоичных символов в принимаемой последовательности , а их временное положение жестко связано с положением двоичных элементов в принимаемой последовательности. Эту задачу решает подсистема тактовой синхронизации (ПТС). Тактовая последовательность импульсов необходима также в дальнейших преобразованиях восстановленной (регенерированной) последовательности в частности для преобразования последовательного формата кодовых комбинаций в параллельный.

Однако, наличие только тактовой синхронизации источника тактовой последовательности импульсов не может обеспечивать разделение непрерывной битовой последовательности на выходе регенератора на отдельные кодовые комбинации. Это разделение обеспечивает подсистема групповой синхронизации(ПГС).



2.1 Синхронизация по несущему колебанию

Фазоманипулированный сигнал, требующий когерентной демодуляции, не содержит в составе своего спектра гармоники манипулируемого (несущего) колебания. Поэтому непосредственное выделение опорного колебания из принимаемого фазоманипулированного колебания линейным фильтром невозможно. Однако информация о частоте и фазе несущего колебания в фазоманипулированном сигнале все же есть в неявной форме. Эта информация заключается в симметрично расположенных относительно частоты несущего колебания гармониках спектра фазоманипулированного колебания. Эти гармоники имеют частоты и , где - частота несущего колебания, а - смещение частоты i-й гармоники спектра относительно .

Если принимаемый фазоманипулированный сигнал подвергнуть некоторому нелинейному преобразованию, то в спектре такого преобразованного сигнала кроме прочих гармоник появится большое число комбинационных частот вида

,

где m и n- целые числа.

Среди этих комбинационных частот будут разностные, у которых

m = n = 1

.

Для образования опорного колебания достаточно выделить линейным узкополосным фильтром, настроенным на частоту, эту гармонику и разделить частоту полученного на выходе фильтра гармонического колебания на два.

Однако такое деление частоты порождает неопределенность фазы полученного опорного колебания. Оно может быть синфазным или противофазным по отношению к несущему. При этом явный признак синфазности или противофазности отсутствует. В случае пртивофазного опорного колебания, имеет место так называемая обратная работа фазового демодулятора, результатом которой является получаемая на выходе демодулятора инверсная копия передаваемой двоичной последовательности.

Описанная двузначность фазы опорного колебания, полученного из принимаемого ФМ - сигнала, соответствует .

При больших значениях многозначность фазы выделенного колебания возрастает пропорционально , что существенно усложняет построение фазового демодулятора.

Одним из способов решения проблемы многозначности демодуляции ФМ-- сигналов является использование относительной фазовой модуляции, которую также называют фазоразностной или дифференциальной фазовой.

Для сигналов с ФМ-2 разработано много различных вариантов построения демодуляторов, классические схемы которых носят имя их создателей. Первым вариантом была схема, предложенная советским ученым А.А. Пистолькорсом в 1933 г. для фазовой телеграфии.

Функциональная схема демодулятора Пистолькорса изображена на рисунке 8, на котором КВ - квадратор, ПФ - полосовой фильтр, Дел - делитель частоты на два, ФВ - фазовращатель, ФД - фазовый детектор.



Рисунок 8

В квадраторе в результате возведения фазоманипулированного напряжения ФМ - 2 во вторую степень устраняется фазовая манипуляция и получается гармоническое колебание с удвоенной частотой . Узкополосным полосовым фильтром ПФ, настроенным на частоту , отсеиваются лишние гармоники и помехи, принимаемые совместно с сигналом. Последующее деление частоты на два в делителе Дел. позволяет получить непрерывное немодулированное, очищенное от помех опорное гармоническое колебание. Так как в тракте формирования опорного колебания появляются фазовые сдвиги (особенно в узкополосном фильтре), для их компенсации применяется фазовращатель ФВ.

Заметное ослабление уровня помех в тракте формирования опорного напряжения по сравнению с уровнем помех в основном (сигнальном) тракте достигается при соотношении

.

Однако, для выполнения такого условия необходимо значительно повышать требования к стабильности частоты сигнала, а также налагать определенные ограничения на скорость случайных изменений фазы сигнала в среде распространения. Поэтому при заметной нестабильности частоты сигнала или значительных ее изменениях за счет эффекта Доплера, вызванных перемещением передатчика или приемника (например, в системах мобильной радиосвязи), пассивный узкополосный фильтр заменяют активным следящим фильтром, отслеживающим изменения частоты сигнала. Существует ряд схем таких фильтров. Все они основаны на принципе частотной (ЧАП) или фазовой (ФАП) автоподстройки частоты.

Другая известная схема фазового модулятора, изображенная на рисунке 9, предложена советским ученым В.И.Сифоровым в 1937 году. В этой схеме манипуляция фазы снимается с принимаемого сигнала в удвоителе частот (УДВ1), который также может быть построен на основе квадратора, а фильтрация помех в канале формирования опорного напряжения обеспечивается фазовой автоподстройкой частоты (ФАП), управляемого генератора (УГ).

Рисунок 9

Схема не содержит делителя частоты на два. Это достигается тем, что сравнение фаз в фазовом дискриминаторе (ФД-2) выполняется на удвоенной частоте. Однако, отсутствие делителя не устраняет неоднозначности фазы полученного опорного напряжения. Если фаза по каким либо причинам изменится на 180%, то схема ФАП не отреагирует на это, поскольку фаза на выходе УДВ2 останется без изменения, в результате чего основной фазовый детектор (ФД-1) перейдет в режим «обратной работы». Фазовращатель (ФВ), как и в схеме Пистолькорса, служит для компенсации фазовых сдвигов.

В 1956 году американский ученый Д.Костас предложил схему формирования опорного напряжения для когерентного детектирования сигнала с ФМ-2. Функциональная схема демодулятора Костаса изображена на рисунке 10.

Рисунок 10

Здесь снятие манипуляции фазы сигнала осуществляется перемножителем, работающем на частоте сигнала. Последовательность посылок ФМ-2-сигнала в перемножителе умножаются на разнополярную последовательность импульсов, соответствующих информационным символам на выходе усилителя - ограничителя. В результате этого достигается снятие манипуляции сигнала. Полученное напряжение, имеющее частоту сигнала, поступает на вход фазового детектора системы фазовой автоподстройки частоты, с помощью которой подстраивается частота и фаза управляемого генератора, вырабатывающего опорное напряжение. Так же, как и предыдущие схемы рассмотренный вариант демодулятора не свободен от эффекта возможной обратной работы. Для устранения этого эффекта, как было рассмотрено выше, применяют относительную фазовую модуляцию.

2.2 Тактовая синхронизация

Этот вид синхронизации, называемый также поэлементной синхронизацией, состоит в поддержании синхронизма и синфазности формирования тактовой последовательности импульсов на приемной стороне радиолинии с принимаемой двоичной последовательностью. То есть частота тактовых импульсов F_т должна быть точно равна частоте следования двоичных символов R_т в принимаемом сигнале (синхронизм). Кроме этого формируемые тактовые импульсы должны быть расположены относительно двоичных символов принимаемой последовательности вполне определенно (синфазность), как того требует то или иное преобразование принимаемой двоичной последовательности при ее обработке (например при регистрации принимаемого сигнала или при преобразовании формата из последовательного в параллельный или при временном разделении каналов).

Таким образом, в системах радиосвязи с конфигурацией типа «точка - точка» тактовый генератор на передающей стороне, с помощью которого формируется передаваемая двоичная последовательность импульсов, является ведущим, а формирователь тактовой последовательности импульсов на приемной стороне является ведомым, отслеживая изменения частоты и фазы ведущего тактового генератора.

Передача тактовой информации из передающей части системы в приемную может производиться двумя путями:

- передачей тактовой информации по специально отведенному каналу, ценою сокращения пропускной способности системы передачи;

- выделением тактовой информации из принимаемой информационной двоичной последовательности импульсов.

Возможен и комбинированный подход, когда тактовую информацию передают совместно с сигнальной по одному и тому же каналу (например с использованием биимпульсного кода), однако это можно осуществить ценою снижения информационной скорости передачи, либо ценою расширения спектра частот передаваемой последовательности импульсов.

Первый путь передачи тактовой информации иногда называют передачей с использованием пилот - сигнала.

Существуют два способа передачи тактовой информации с помощью пилот - сигналов:

- с модуляцией несущего гармонического сигнала тактовой последовательностью импульсов;

- с использованием двух немодулированных колебаний, рассредоточенных в частотной области расположения спектра информационного сигнала.

По первому способу для передачи тактовой последовательности создается специальный отдельный частотный канал, по которому передается гармоническое колебание, модулированное по амплитуде, частоте или фазе меандром тактовой частоты.

На приемной стороне после демодуляции этот сигнал выделяется соответствующим фильтром, и из него формируется необходимая для тактовой синхронизации последовательность импульсов, используемая для регенерации цифровых сигналов во всех других каналах многоканальной системы связи с частотным разделением каналов (ЧРК).

Достоинство способа заключается в простоте организации и надежности синхронизации. Недостаток - это сокращение пропускной способности многоканальной системы связи. Считается, что этот способ может быть применим при числе каналов в системе большем 10.

По второму способу параллельно с передачей сигнала с несущей частотой и занимающего частотный диапазон , вне этого диапазона в непосредственной близости к границам его на частотах и передаются два немодулированных, а поэтому занимающих небольшие полосы частот, гармонических колебания. На приемной стороне формируют (например: в балансном демодуляторе ) разностную частоту ( - ), которая далее служит основой для формирования тактовой последовательности импульсов путем деления частоты на необходимый коэффициент деления . Очевидно, что и на передающей стороне точно так же должна формироваться тактовая последовательность импульсов. Здесь пилот - сигналы занимают малую полосу частот в групповом канале связи.

Существенным недостатком этого способа является неопределенность фазы, тактовой последовательности импульсов, возникающая вследствие деления разностной частоты ( - ) на .

В современных малоканальных, да и в многоканальных системах радиосвязи применяют второй подход к получению на приемной стороне тактовых импульсов. Он заключается в выделении тактовый информации из принимаемой двоичной последовательности импульсов. Она там есть, но в неявной форме. Спектр двоичной последовательности импульсов со случайным чередованием «0» и «1» имеющих длительность является сплошным с огибающей, описываемой функцией

,

значение которой на частоте равно нулю. Поэтому непосредственное выделение гармоники тактовой частоты из спектра принимаемого сигнала линейным фильтром, настроенным на частоту невозможно. Однако, в частоте смены логических уровней передаваемой двоичной последовательности импульсов содержится тактовая информация, которую необходимо выделить.

Это выделение связано с нелинейными преобразованиями принятого сигнала, полученного на выходе демодулятора. Первой такой операцией является распознавание сигналов (двоичных символов) путем сравнения выходного напряжения демодулятора с порогом распознавания, равным нулю при ЧМ и ФМ. На выходе распознавателя получается двухуровневое напряжение, переход между уровнями которого называют значащими моментами. Последовательность коротких импульсов расположенных в точках значащих моментов имеет дискретный спектр в составе которого уже имеется гармоника тактовой частоты. Временные диаграммы упомянутых напряжений и соответствующие им амплитудные спектры изображены на рисунке 11 (1 и 2).

Рисунок 11.

Уровень гармоники тактовой частоты в спектре последовательности импульсов значащих моментов мал. Для его увеличения и последующего надежного выделения гармоники тактовой частоты, например узкополосным фильтром, импульсы значащих моментов расширяют до длительности, равной (диаграмма 3). На рисунке 11 приведена также функциональная схема выделения гармоники тактовой частоты по описанной выше процедуре. На этом рисунке ФИЗМ - формирователь импульсов значащих моментов, РИ - расширитель импульсов, ПФ - полосовой фильтр, настроенный на F_T = R_Т.

Реальный сигнал на выходе различителя имеет краевые искажения. Кроме этого в нем встречаются серии единичных и нулевых элементов случайной длительности, в пределах которых отсутствуют импульсы значащих моментов. Это приводит к тому, что в спектре реальный последовательности импульсов значащих моментов дискретные составляющие, строго говоря, не являются гармониками, а представляют собой расплывчатые зоны спектра с максимумами в точках частотной оси, кратных R_т. Следствием этого является случайные фазовые дрожания гармонического колебания на выходе узкополосного фильтра. Эти дрожания называют джиттером. Чем более добротный фильтр ПФ используется, тем меньше джиттер.

Подсистемы тактовой синхронизации, построенные на основе выделения тактовой информации из принимаемого сигнала, могут быть разомкнутыми и замкнутыми.

2.2.1 Разомкнутые подсистемы тактовой синхронизации

Разомкнутые (иначе резонансные) подсистемы строятся на основе использования в качестве узкополосных полосовых фильтров резонансных усилительных каскадов с последующим формированием на выходе этих каскадов последовательности тактовых прямоугольных импульсов. Функциональная схема такой подсистемы и временные диаграммы ее работы приведены на рисунке 12, где РУ - решающее (пороговое) устройство, выполнение в виде амплитудного компаратора, на первый вход которого поступает напряжение с выхода демодулятора, а на второй вход подается пороговое напряжение U_пор, равное нулю при использовании в канале связи ФМ - 2 или ЧМ - 2.

Рисунок 12



Рисунок 13

В решающем устройстве выполняется задача различения сигналов «0» и «1». На интервалах времени, где U_вх (t) >0 на выходе РУ, формируется высокий уровень напряжения, а при U_вх (t) 0 - низкий. Это напряжение представлено временной диаграммой 1 на рисунке 12. При этом для наглядности пояснений работы подсистемы тактовой синхронизации краевые искажения на этой диаграмме не показаны. Формирователь коротких импульсов значащих моментов (ФИЗМ) формирует короткие импульсы на любой перепад уровней на входе. Эта операция осуществляется одновременной подачей на один вход сумматора по модулю два, входящего в состав ФИЗМ, непосредственно напряжения с выхода РУ, а на другой его вход - также напряжения с выхода РУ но с небольшой задержкой. Роль элемента задержки может выполнять четное число логических инверторов. Длительность импульсов значащих моментов будет равна этой задержке.

Последовательность импульсов значащих моментов содержит в своем спектре гармонику тактовой частоты, которую теперь можно выделить узкополосным фильтром. Однако уровень этой гармоники мал в силу высокой скважности следования импульсов значащих моментов. Для увеличения уровня гармоники тактовой частоты, как это было показано выше, импульсы значащих моментов подаются на расширитель импульсов РИ, роль которого может выполнять ждущий мультивибратор.

Оптимальной длительностью импульсов на выходе РИ является значение (скважность следования 2).

Последовательность расширенных импульсов используется для формирования в узкополосном фильтре (ПФ), роль которого обычно выполняет колебательный контур, вынужденных колебаний (диаграмма 4 на рисунке 12), с частотой настройки этого резонансного колебательного контура . При точной настройке гармоническое колебание на выходе контура совпадает по частоте и фазе с последовательностью расширенных импульсов. На интервалах времени, где во входной двоичной последовательности встречаются серии «единиц» или серии «нулей» импульсы значащих моментов не формируются. На этих интервалах в резонансном контуре имеют место свободные колебания, сохраняющие частоту и фазу вынужденных колебаний, однако затухающие по амплитуде. Затухание тем медленнее, чем выше добротность контура. Если серии не слишком продолжительны, то колебания в контуре не успевают затухнуть полностью. Это позволяет с помощью амплитудного компаратора (АК), имеющего нулевой порог сравнения, сформировать на его выходе последовательность прямоугольных импульсов, совпадающих по временному положению с последовательностью импульсов на выходе РИ (временные диаграммы 3 и 5 на рисунке 12), но без разрывов на интервалах серий нулей или единиц. Эта непрерывная последовательность является тактовой. Сравнивая ее с последовательностью двоичных символов на выходе РУ можно заметить, что срезы импульсов тактовой последовательности расположены как раз в желаемых точках стробирования элементов (в их середине). Таким образом, полученная тактовая последовательность импульсов может непосредственно подаваться на тактовый вход D - триггера регенератора, реагирующий на отрицательный перепад.

В рассмотренной подсистеме тактовой синхронизации узкополосный фильтр (колебательный контур) выполняет не только роль элемента памяти фазы и частоты на интервалах серий единиц и нулей, но элемента, уменьшающего фазовые дрожания импульсов тактовой последовательности по отношению к последовательности расширенных импульсов значащих моментов, сохраняющих фазовые дрожания, совпадающие с краевыми искажениями.

На первый взгляд, кажется, что чем больше добротность колебательного контура, тем в более продолжительных перерывах поступления импульсов значащих моментов может быть восстановлена тактовая последовательность. Действительно, свободные колебания в контуре с добротностью Q затухают по экспоненциальному закону с постоянной времени .

Если считать границей приемлемого затухания момент времени t_cc (время сохранения синхронизма), при котором относительный уровень колебаний в контуре снижается до малого значения то

и .

Произведение - есть длина N_сер серии нулей и единиц в принимаемой последовательности восстанавливаемая разомкнутой подсистемой тактовой синхронизации

_.

Постоянная времени колебательного контура



где - резонансная частота колебательного контура.

Полагая достаточным значением =0,05, получаем

Практически считается достаточным выбирать Q=80…100. Столь длинные серии нулей и единиц в реальных двоичных последовательностях могут встречаться крайне редко.

Несмотря на демпфирующие свойства колебательного контура, уменьшающего краевые искажения и тем больше, чем выше его добротность, увеличение добротности может привести к увеличению фазового дрожания сформированной тактовой последовательности импульсов, называемого джиттером, обусловленного взаимной нестабильностью R_T принимаемой последовательности (частота тактового генератора на передающей стороне) и настройкой колебательного контура.

Это явление объясняется тем, что фазочастотная характеристика контура имеет определенный наклон в пределах полосы пропускания . При изменении частоты возбуждающих колебаний, подаваемых на колебательный контур, фаза возбужденных колебаний в контуре отклоняется от фазы возбуждающих. Таким образом, нестабильность тактовой частоты на передающей стороне радиоканала также вызывает джиттер и тем больше, чем выше добротность колебательного контура, так как крутизна фазочастотной характеристики прямо пропорциональна добротности контура

.



Тогда отклонение R_T от настройки контура на величину приведет к фазовому сдвигу

,

где - относительная нестабильность частоты.

Выражая через относительное отклонение положения стробирующего импульса от точки стробирования в регенераторе

,

Получаем

,

то есть значение джиттера прямо пропорционально добротности Q.

2.2.2 Замкнутые подсистемы тактовой синхронизации

Подсистемы синхронизации называют замкнутыми, если выделение тактовой частоты из последовательности импульсов значащих моментов осуществляется с помощью системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) тактового генератора, настроенного на . Такая система ФАПЧ содержит замкнутый контур авторегулирования частоты и фазы генерируемой тактовой последовательности импульсов.

Существует два способа регулирования частоты и фазы генерируемой тактовой последовательности импульсов в контуре ФАПЧ:

- ФАПЧ с непосредственным воздействием на задающий генератор;

- ФАПЧ без непосредственного воздействия на задающий генератор.

В первом способе тактовый генератор, выполняемый в форме генератора управляемого напряжением (ГУН), имеет хронирующие элементы, изменяющие свои параметры под воздействием некоторого внешнего управляющего напряжения (например, резонансный колебательный контур со включенными в его состав варикапами). Функциональная схема такой подсистемы ТС изображена на рисунке 13, где ИФД - импульсно-фазовый детектор, определяющий фазовое рассогласование между последовательностью расширенных импульсов значащих моментов и регулярной тактовой последовательностью от задающего генератора (ЗГ), имеющей частоту . Постоянное напряжение U₌, пропорциональ-ное фазовому рассогласованию, выделенное с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ), управляет частотой ЗГ так, чтобы имеющееся фазовое рассогласование устранить. Фазовращатель ФВ согласует фазу тактовой последовательности с положением регенерируемых элементов принимаемой двоичной последовательности импульсов.

В качестве импульсно-фазового детектора используют R-S-триггер, или сумматор по модулю два. Функциональные схемы таких детекторов их характеристики и временные диаграммы действующих напряжений, изображены на рисунке 14. Здесь же изображены характеристики зависимости частоты импульсов , генерируемых ГУН, от величины управляющего напряжения , где U₌ - постоянная составляющая напряжения на выходе ИФД, выделяемая ФНЧ.



Рисунок 14

Временные диаграммы показывают, что с увеличением временного запаздывания t_з возрастает U₌, достигая максимального значения, равного E при t_з= t_э у R-S-триггера, и при t_з= 0,5 t_э у сумматора по модулю два.

Характеристики фазовых детекторов имеют периодический характер. Рабочий участок этих характеристик выделен жирной линией. Рабочую точку на этом участке выбирает в его середине. При этом . На это значение настраивают ЗГ, то есть при . Если в качестве ИФД использовать R-S-триггер, то в режиме синхронизма импульсы от ЗГ расположены так, что их передние фронты расположены в середине принимаемых двоичных символов и поэтому могут использоваться непосредственно для их стробирования.

Если же используется сумматор по модулю два в качестве ИФД то в режиме синхронизма импульсы от ЗГ имеют сдвиг относительно положения двоичных элементов принимаемой последовательности на 0,25t_э. Следовательно, для их использования в качестве стробирующих потребуется дополнительный их сдвиг на 0,25t_э, что может быть осуществлено например, с помощью ждущего мультивибратора, генерирующего импульсы с длительностью 0,25t_э.

Рассмотренные схемы построения ФАПЧ тактового генератора (ЗГ) используют режим непрерывного управления частотой задающего генератора. Возможны варианты построения схем ФАПЧ с дискретным управлением частотой задающего (тактового) генератора. При этом ИФД имеет релейную форму характеристики. Функциональная схема импульсно-фазового детектора на основе R-S-триггера с релейной характеристикой регулирования и соответствующие временные диаграммы изображены на рисунке 15, где рабочий участок характеристики ИФД выделен жирной линией.

Рисунок 15



Релейный характер этой характеристики обеспечивает работу задающего генератора на двух частотах:

при

при .

Значение тактовой частоты при этом

.

В режиме авторегулирования , где - малое отклонение задержки от нулевого его значения.

То есть рабочая точка периодически переходит с нижнего уровня характеристики ИФД на верхний и обратно. При этом ЗГ попеременно переключается с частоты на и обратно. Такое переключение приводит то к отставанию, то к опережению тактовой последовательности относительно импульсов значащих моментов. Характер изменения частоты задающего генератора в режиме авторегулирования его частоты и изменения разности фаз колебаний на входе ИФД изображены на рисунке 16.

Рисунок 16



Малые отклонения фазы определяются инерционностью контура регулирования. Если последовательность импульсов значащих моментов пропадает, то триггер ИФД остается в одном из устойчивых состояний. При этом ЗГ генерирует импульсную последовательность с частотой или и разность фаз циклически изменяется между уровнями так, как это показано, например, при , в правой части рисунка 16. При появлении импульсов значащих моментов режим авторегулирования восстанавливается. Чем больше интервал , тем быстрее происходит восстановление синхронизма, но и тем быстрее нарушается синхронизм при пропадании импульсов значащих моментов.

Недостатком устройства синхронизации с непосредственным (непрерывным или дискретным) воздействием на частоту задающего генератора является невысокая точность синхронизации. Это объясняется тем, что генератор, в котором осуществляется воздействие на параметры хронирующего контура, обладает малой стабильностью. Это ограничивает применение описанных способов формирования тактовых последовательностей в высокоскоростных системах передачи дискретных сигналов.

При отсутствии непосредственного воздействия на частоту задающего генератора стабильность генератора может быть многократно увеличена, например применением кварцевой стабилизацией частоты. В этом случае подстройка тактовой последовательности по фазе к принимаемой двоичной последовательности осуществляется с помощью преобразователя последовательности импульсов (ППИ). Функциональная схема такого устройства изображена на рисунке 17.



Рисунок 17

Она содержит замкнутый контур управления, включающий в свой состав ИФД, реверсивный счетчик РС, ППИ и делитель частоты ДЧ. Непосредственное управление частотой осуществляют узлы ДЧ, РС и ППИ под управляющим воздействием от ИФД, на информационный вход которого подается последовательность коротких импульсов значащих моментов. Частота задающего генератора выбирается больше требуемого значения в раз, где - коэффициент деления ДЧ. Чем больше , тем меньше шаг подстройки по фазе.

Преобразователь последовательности импульсов выполняет функцию добавления или исключения импульсов в последовательности, генерируемой ЗГ. Такая модификация этой последовательности называется стаффингом. Если в последовательность импульсов от ЗГ добавляется импульс, то такое действие называют плюс - стаффингом, если вычитается, то минус - стаффингом.

При добавлении импульса в ППИ тактовая последовательность на выходе Д4 получает положительный сдвиг на величину (или по фазе на величину ). При исключении импульса получаем отрицательный сдвиг на такую же величину. Импульсно-фазовый детектор выполняется по схеме с релейной характеристикой. Реверсивный счетчик РС выполняет роль усредняющего устройства для сигналов на выходе ИФД.

Основными параметрами, характеризующими устройства синхронизации, являются:

1. Погрешность синхронизации. Это есть величина, выраженная в долях и равная наибольшему отклонению синхроимпульсов от их оптимального положения, которое с заданной вероятностью может произойти при работе устройства синхронизации.

2. Время синхронизации, необходимое для корректирования первоночального отклонения синхроимпульсов относительно границ единичных элементов.

3. Время поддержания синхронизма, в течение которого отклонение синхроимпульсов от границ единичных интервалов не выйдет за допустимый предел рассогласования при прекращении работы устройства синхронизации по подстройке фазы (например, из-за обрыва канала связи).

4. Вероятность срыва синхронизма - это вероятность того, что из-за действия помех отклонение синхроимпульсов от границ единичных элементов не превысит половины единичного интервала.

Относительная погрешность синхронизации (относительно длительности ) содержит две составляющие: статистическую погрешность , определяемую нестабильностью частоты задающего генератора и шагом коррекции, и динамическую погрешность , вызываемую краевыми искажениями единичных элементов

.

В свою очередь

,

где относительный шаг коррекции,

- коэффициент нестабильности частоты задающего генератора,

s - ёмкость реверсивного счетчика,

Т_ЗГ - период следования импульсов задающего генератора.

Динамическая погрешность представляет собой случайную величину, относительное среднеквадратическое значение которой можно рассчитать по формуле

где _кр.и - относительное среднеквадратическое значение краевых искажений единичных элементов.

С вероятностью, близкой к единице, можно утверждать, что случайная величина не будет превышать своего утроенного среднеквадратического значения (правило «трех сигм»). Следовательно, для оценки значения можно воспользоваться выражением

.

Отсюда следует выражение оценки погрешности синхронизации

.

Время синхронизации рассчитывается по формуле

,

а время поддержания синхронизма

,

где _доп = - ,

- исправляющая способность приемника (см. раздел «Регенерация дискретного сигнала»)

При проектировании подсистемы тактовой синхронизации исходными данными являются:

- скорость модуляции R_т;

- допустимое значение погрешности синхронизации ;

- среднеквадратическое значение краевых искажений _кр.и;

- исправляющая способность приемника ;

- время синхронизации t_с;

- время поддерживания синхронизма t_п.с..

Расчету подлежат:

- частота задающего генератора f_зг;

- допустимое значение коэффициента нестабильности частоты задающего генератора k;

- коэффициент деления ДЧ m_д;

- емкость реверсивного счётчика s.

Расчет сводится к решению приведенной выше системы уравнений:

1. Коэффициент нестабильности

2. Обозначив

,

и используя приведенные выше выражения и t_с, получаем значения ёмкости реверсивного счетчика и коэффициента деления делителя частоты

.

3. Частота задающего генератора

Влияние погрешности синхронизации на вероятность Р_о ошибочного различения двоичных символов можно оценить, используя формулу, полученную в разделе «Регенерация двоичного сигнала для случая идеальной синхронизации»

Р_о=Р₁+Р₂ - Р₁•Р₂.

При этом предполагалось равенство значений Р₁ и Р₂. При наличии погрешности синхронизации точка стробирования единичного элемента смещается вправо или влево от центра на величину . В этом случае, например при смещении точки стробирования вправо (область более позднего времени)

Р₁=0,5(1-Ф(х₁)), где ;

Р₂=0,5(1-Ф(х₂)), где .



В этих выражениях - нормированное к длительности единичного элемента среднеквадратическое значение краевых искажений.

В устройствах тактовой синхронизации без непосредственного воздействия на задающий генератор делитель частоты ДЧ и ППИ могут быть заменены одним узлом - делителем с переменным коэффициентом деления (ДПКД), коэффициент деления которого управляется выходным напряжением ИФД.

Функциональная схема такого устройства изображена на рисунке 18. Частота f_ЗГ>>R_Т. При этом шаг подстройки по фазе равен (1/f_ЗГ)(2рR_T).

Рисунок 18

Коэффициент деления ДПКД делается изменяемым всего на одну единицу, то есть

m_ДПКД=m_{ДПКД max} или m_{ДПКД min}=m_{ДПКД max} - 1.

В этом случае частота задающего генератора должна выбираться в соответствии с выражением