Расчет усилительного каскада

Размещено на http://www.allbest.ru/

Введение

В современной электронике все большая роль отводится использованию достижений цифровой и (в несколько меньшей мере) аналоговой микросхемотехники. Устройства на микросхемах (более того, иногда только на микросхемах) стали проникать даже в те области, где ранее никому не приходило в голову их использовать из-за явно большей себестоимости по сравнению с простейшими транзисторными цепочками (различные датчики, игрушки, бытовые и промышленные индикаторы и сигнализаторы и т.п.). Несмотря на это все еще остаются сферы, где применение дискретных элементов по-прежнему популярно, а иногда и неизбежно. Кроме того, знание способов включения и режимов работы транзисторов, а также методик построения и анализа транзисторных схем является обязательным для любого инженера - электронщика, даже если ему и не приходится в реальной жизни проектировать схемы на дискретных элементах (ведь современные микросхемы -- суть транзисторные схемы, помещенные в один общий корпус с внешними выводами).

Теоретическая часть

Анализируя возможность использования биполярных транзисторов для усиления электрических сигналов, мы ограничивались только одним частным случаем подачи на электроды транзистора определенных напряжений и не рассматривали некоторые достаточно важные физические процессы в полупроводнике. Но помимо уже описанной ситуации возможны и другие, приводящие, например, к протеканию в n-p-n-структуре тока не от коллектора к эмиттеру, а, наоборот, от эмиттера к коллектору и т.п. В общем случае для биполярноголярного транзистора возможны четыре устойчивых состояния (режима). Они отличаются друг от друга тем, в каком состоянии (прямое или обратное смещение) находятся эмиттерный и коллекторный переходы транзистора. Приведем их полное описание.

Активный режим -- соответствует случаю, рассмотренному при анализе усилительных свойств транзистора. В этом режиме прямосмещенным оказывается эмиттерный переход, а на коллекторном присутствует обратное напряжение, именно в активном режиме транзистор наилучшим образом проявляет свои усилительные свойства. Поэтому часто такой режим называют основным или нормальным.

Инверсный режим -- полностью противоположен активному режиму, т.е. обратносмещенным является эмиттерный переход, а прямосмещенным -- коллекторный. В таком режиме транзистор также может использоваться для усиления. Однако из-за конструктивных различий между областями коллектора и эмиттера усилительные свойства транзистора в инверсном режиме проявляются гораздо хуже, чем в режиме активном. Поэтому на практике инверсный режим практически не используется.

Режим насыщения (режим двойной инжекции) -- оба перехода транзистора находятся под прямым смещением. В этомом случае выходной ток транзистора не может управлять его входным током, т.е. усиление сигналов невозможно. Режим насыщения используется в ключевых схемах, где в задачу транзисторов входит не усиление сигналов, а замыкание/размыкание разнообразных электрических цепей.

Режим отсечки -- к обоим переходам подведены обратные напряжения. Такой режим также используется в ключевых схемах. Поскольку в нем выходной ток транзистора практически равен нулю, то он соответствует размыканию транзисторного ключа. Заметим, что кроме названных основных рабочих режимов в транзисторе возможен режим пробоя на различных переходах. Обычно он возникает только в случае аварии и не используется в работе, однако существуют специальные лавинные биполярные транзисторы, в которых режим пробоя является как раз основным рабочим режимом.

Помимо режима работы для эксплуатации биполярных транзисторов имеет значение то, каким образом транзистор включен в каскад усиления (как поданы питающие напряжения на его электроды, в какие цепи включены нагрузка и источник сигнала). Различают три основных способа (рис. 1.3): схема с общим эмиттером (ОЭ), схема с общим коллектором (ОК) и схема с общей базой (ОБ).

Рис 1.1 Схемы включения биполярных транзисторов (направлении работы соответствует активному режиму работы).

Упрощенная схема включения биполярного транзистора п-р-п-типа с общим коллектором (ОК) приведена на рис. 3.7. На рис. 3.8 представлены входные статические характеристики этой схемы. Ее выходные характеристики с учетом практически полностью совпадают с выходными характеристиками схемы с ОЭ (рис. 3.3,6).

Из статических характеристик видно, что напряжение на коллекторном переходе , которое является входным для схемы с ОК, имеет большое влияние на ток базы транзистора (но не наоборот) и почти совпадает (с учетом ) c напряжением

Рис. 3.7. Упрощенная схема включения биполярного транзистора n-p-n типа с ОК

В то же время выходной ток IЭо оказывается значительно выше входного тока Iбо и линейно от него зависит: . Из этого следует важная особенность схемы с ОК: большое входное и низкое выходное сопротивление, что позволяет использовать ее как усилитель тока в различных цепях (при равенстве коэффициента усиления по напряжению единице схему с ОК принято называть эмиттерным повторителем).



Размещено на http://www.allbest.ru/

На рис. 3.9 изображена схема задания смещения в транзисторном каскаде с ОК. Данная схема очень похожа на схему эмиттерно-базовой стабилизации, рассмотренную ранее для каскада с ОЭ, однако здесь мы стабилизируем напряжение на участке коллектор-база транзистора. Оказывается, что это также позволяет однозначно определить рабочую точку каскада (при заданном стабильном напряжении коллектор-база мы имеем стабильное значение тока базы и линейно от него зависящих токов эмиттера и коллектора транзистора). В схеме с ОК в цепи протекания тока базы Iбо кроме перехода эмиттер - база транзистора VТ1 всегда оказывается также резистор Здесь данный резистор фактически играет роль нагрузки.

Рассмотрим несколько подробнее его влияние на происходящие в каскаде процессы.

Итак, делитель на резисторах позволяет стабилизировать напряжение UБКо на коллекторном переходе транзистора VТ1. Поскольку это напряжение очень близко по значению к

напряжению UЭКо, на долю участка база - эмиттер остается достаточно незначительный диапазон возможных значений, причем увеличение напряжения на эмиттерном переходе UЭБо возможно только за счет снижения падения напряжения на резисторе , т.е. при уменьшении тока эмиттера IЭо, и наоборот. Но само по себе уменьшение тока эмиттера должно вызывать не увеличение, а уменьшение напряжения на эмиттерном переходе транзистора. Действительно:

Таким образом, в схеме имеет место отрицательная обратная связьпо току нагрузки.

Заметим, что значение сопротивления Rэ в этой схеме не может быть ни слишком большим, ни слишком малым, поскольку, с одной стороны, оно определяет режим работы каскада по токам , а с другой -- является нагрузкой в цепи протекания выходного тока усилительного каскада (вспомним, что схема с ОК применяется именно как усилитель тока). Зачастую в реальных схемах резистора как такового и нет, его роль может выполнять входное сопротивление следующего за эмиттерным повторителем каскада.

эмиттер нагрузка транзистор конденсатор

В дальнейшем будет показано, что введение дополнительного сопротивления в эмиттерную цепь протекания тока транзистора может оказаться полезным и в каскаде с ОЭ. Там это сопротивление будет выполнять только роль элемента обеспечения ООС по току, поскольку нагрузка включается в коллекторную цепь. Может показаться, что смещение каскада с ОК можно организовать и способом, аналогичным тому, который был использован в схеме с фиксированным током базы на рис. 3.5. Например, это могло бы выглядеть так, как показано на рис. 3.10, но это ошибочное решение. Дело в том, что здесь в цепи протекания тока Iбо появляется резистор падение напряжения на котором зависит в основном от тока IK0, т.е. даже незначительные колебания (например, ввиду колебаний температуры) тока IK0 могут привести к изменению тока базы Iбо транзистора и, соответственно, к значительному смещению рабочей точки каскада.

Практическая часть

рис.4

Проверка достаточности напряжения питания схемы Достаточность напряжения питания схемы ОК, определяется эмпирической формулой

Ek > 1,4 * 2 * UВЫХмах

Для данной схемы Ки = 1 и UВХ мах = UВЫХ мах

Для источника питания справедливым будет соотношение

Uпит? 1,4 * 2 * Uвых мах = 1,4 * 2 * 1,5 = 4,2 В.

По условию расчета UПИТ = 7 В, что удовлетворяет требованиям проверки. Если в результате проверки получено Uпит < 1,4 * 2 * UВЬ1Х mах, значит, заданы некорректные условия проектирования и поэтому необходимо увеличить UПИТ или уменьшитьUВХ мах.

Выбор сопротивления нагрузки в цепи эмиттера

Значение сопротивления нагрузки в цепи эмиттера Rэ может быть

определено из соотношений:

RЭ<RН и Rэ = (0,4...0,8)•RH

При заданной внешней нагрузке Rн = 4 кОм принимаем Rэ = 1,6 кОм.

Выбор транзистора

Выбор транзистора осуществляется по следующим параметрам режима эксплуатации:

Uкэmах-максимально допустимое постоянное напряжение коллектор - эмиттер;

Iк mах - максимально допустимый постоянный ток коллектора;

РКтах- максимально допустимая постоянная рассеиваемая мощность коллектора;

h21 - статический коэффициент передачи (усиления) тока биполярного транзистора в схеме с общим эмиттером (Я);

f21- предельная частота коэффициента передачи тока биполярного транзистора: частота, на которой | h21| уменьшается на 3 дБ, т. е. до 0,7

(f21э?f21б / h21э ; f21б?1,2•fгр)

Расчет необходимых параметров транзистора

Наибольшее допустимое напряжение между коллектором и эмиттером транзистора равно:

Uкэ? (1,2….1,5)*Ек

Uкэмах?Uкэ доп

Uкэмах=1,5*7?10, 5 В

При расчете Iкmax=

Принимаем для транзистора Iкмах?7 мА

Выполнение условия Iк?Iэ обеспечит транзистор с h21э?30

Наибольшая мощность, рассеиваемая транзистором, работающим, будет соответствовать режиму покоя:

Pк доп п =0,5*

Для транзистора Pк мах?Pк п , принимаем Pк мах?16 мВт

Требуемая предельная частота усиления транзистора может быть определена как

f21=h21Э*fв

Верхняя граничная частота сигнала fв обычно на несколько порядков выше нижней

fn, в нашем случае 80Гц.

Приняв fв=8кГц, получим для транзистора

f21? h21Э*fв?30*8*103?240кГц

Таким образом, с учетом исходных данных и полученных результатов, должен быть выбран транзистор, имеющий следующие параметры:

Uкэ мах ? 10,5 В

Iк mах - 7мА

Рк мах ? 16 мВт

h21э ?30

f21 ? 240 кГц

Выбор транзистора

Приведенным требованиям отвечает, например, транзистор типа МП 9А, имеющий следующие частотные и предельно допустимые параметры режима эксплуатации:

Uкэ мах=15В

Iк mах=20мА

Рк мах =150мВт

h21э=15…45

f21=1МГц

Принимаем для использования в каскаде маломощный низкочастотный транзистор типа МП9А. Семейство выходных характеристик транзистора приведено на рис.5, семейство входных характеристик - на рис.6.

Графоаналитический расчет каскада по постоянному току

Рис.5

Расчет каскада по постоянному току выполняется для режима покоя транзистора (Uвх=0).

Линия нагрузки, соответствующая RЭ=1,6 кОм, строится на семействе выходных характеристик транзистора.

Уравнение линии нагрузки UКЭП= ЕК-IКП* RЭ

Линию нагрузки на семействе выходных характеристик (рис.5) строим по двум точкам:

Точка С - UКЭ=0, IК= ЕК/ RЭ= 7/1,6=4,375 мА

Точка D - IК=0, UКЭ= ЕК=7В

Полученная прямая С D представляет собой выходную динамическую характеристику по постоянному току.

Выделим линейный участок, общий для семейств входных и выходных характеристик.

Учитывая форму входной характеристики (см. рис.6 ), принимаем, что она линейна при IБ ? 0,4 мА на участке выше точки К.

Линейный участок EF динамической характеристики соответствует

0< IБ ? 0,6 мА

Таким образом, обе характеристики линейны в диапазоне

0,2 мА ? IБ ? 0,6 мА,

что соответствует участку ЕН на рис.5.



Рис.6 входные характеристики.

Выбор точки покоя

Положение рабочей точки покоя А выбираем посередине линейного участка ЕН (см. рис.5).

Положение точки покоя А определяет значение параметров режима покоя транзистора:

IБП= 0,4 мА; IКП=3,3 мА; UКЭП=1,25В

Необходимое для дальнейших расчетов значение напряжения UБЭП находится из ( рис. 6). Так как UКЭП>5 В, то на рисунке с входными характеристиками между кривыми UКЭ=0 и UКЭ ? 5В строится соответствующая кривая и на ней формируется точка А1 = 0,48В

Расчет параметров элементов схемы.

Исходными являются напряжения на элементах схемы (рис.2):

URЭП = ЕК - UКЭП = 7-1, 25=5, 75 В;

UБЭП= 0,48 В

UБП= UБЭП+ URЭП =0, 48+5, 75=6, 23 В;

UR2= UБП = 6, 23 В;

UR1=ЕК - UR2 = 7- 6,83=0,77 В

Расчет сопротивления резисторов R1 и R2 .

Резисторы R1 и R2 образуют делитель, обеспечивающий необходимый ток базы и напряжение на базе в режиме покоя.

Исходные данные для расчета:

h21Э*RЭ>> R1 || R2 .

=, следовательно R1= R2*0,12

Для выполнения условия h21Э* RЭ>> R1 || R2 при h21Э * RЭ = 30*1,6=48 кОм принимаем значение 8 кОм.

Таким образом, имеем два уравнения:

R1=0.12* R2 и R1* R2/ R1+ R2=8

Решая которые методом подстановки получим искомые значения сопротивлений резисторов:

R2= 74,6 кОм, R1=8,95 кОм

Определение величин емкостей конденсаторов

На входе и выходе эмиттерного повторителя имеем фильтры верхних частот.

Входной фильтр образуется разделительным конденсатором С1 и входным сопротивлением каскада, равным при h21Э ? 30

Rвх ? R1 || R2 || h21Э (RЭ || RН) = 9 || 75 || 30 * (1,6 || 4) ? 8 кОм.

Емкость конденсатора С1

С1= (2р * fH * Rвх)-1 = (2р *80*8*10*3)-1= 0,24 мкФ.

Выходной фильтр образуется разделительным конденсатором С2 и входным сопротивлением нагрузки RН = 4 кОм.

Емкость конденсатора С2

С2= (2р * fH * Rвх)-1 = (2р *80*4*10*3)-1= 0,49 мкФ.

Рис.7

6. Принципиальная схема эмиттерного повторителя приведена на рис. 7.

На схеме резисторы имеют следующие номинальные сопротивления согласно ряду Е24 номинальных сопротивлений резисторов:

R1= 10кОм R2= 75 кОм RЭ= 1,6 кОм

Для установки можно использовать резисторы типа МЛТ:

R1 МЛТ-0,125 - 10 кОм ± 5%

R2 МЛТ-0,125 - 75 кОм ± 5%

RЭ МЛТ- 0, 25 - 1,6 кОм ± 5%

Принимаем С1 и С2 с запасом и согласно ряду Е12 номинальных значений емкостей получаем С1 = 0,24 мкФ, С2 = 0,49 мкФ,

Для установки можно использовать конденсатор типа КМ-6:

С1 КМ-6 - М47 - 0,24 мкФ ± 10%,

С2 КМ-6 - М47 - 0,49 мкФ ± 10%.

Заключение

Не обладая усилением по напряжению, каскад с ОК обеспечивает значительное усиление по току, следствием этого является значительное усиление по мощности.

Каскад с ОК имеет достаточно высокое входное сопротивление, аналогичное входному сопротивлению каскада о ОЭ. При этом его выходное сопротивление очень мало, т.е., он особенно удобен для согласования высокоомных источников сигнала с низкоомной нагрузкой. На практике мы можем значительно повысить входное сопротивление (обычно гораздо больше, чем в каскаде с ОЭ), используя принцип следящей связи, описанный при рассмотрении усилителей с ОЭ. Малое выходное сопротивление делает каскад с ОК идеальным при согласовании с емкостной нагрузкой.

Частотные свойства каскада с ОК (как и каскадов с ОЭ и ОБ) полностью определяются частотными свойствами применяемого транзистора, однако на практике из-за обычно имеющей место глубокой ООС каскад с ОК является более высокочастотным, чем каскад с ОЭ.

Список литературы

1. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника и микропроцессорная техника. Учеб. для вузов.- 4-е издание. - М.: Высшая школа, 2006 г.

2. Жаворонков М.А., Кузин А.В. Электротехника и электроника: учебное пособие для вузов - М.: Академия, 2005 г.

3. Полещук В.И. Задачник по электротехнике и электронике: учебное пособие для студентов - М.: Академия, 2006 г.

4. Антипов Б.Л. и др. Материалы электронной техники: задачи и вопросы: учебник для вузов - СПб: Лань, 2003 г.

5. Ференец А.В., Хайруллина Г.С. Применение программы EWB для моделирования аналоговых устройств электроники: учебное пособие - Казань: из-во КГТУ, 2004 г.

6. Опадчий Ю.Ф. Аналоговая и цифровая электроника (Полный курс): Учеб. для вузов/ -М.: Горячая Линия - Телеком, 2003 г.

7. Прянишников В.А. Электроника. Полный курс лекций/ -4-е изд. -СПб: "КОРОНА- Принт", 2004 г.

8. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Справочное руководство. Пер. с нем. - М.: Мир, 1982 г.

9. Волович Г.И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств. - М.: Изд. Дом «Додэка-XXI», 2005 г.

10. Лачин В.И., Савелов Н.С. Электроника. Учеб. Пособие. - 4-е изд. перераб. и доп. - Ростов н/Д. Изд-во "Феникс", 2004 г.

Размещено на Allbest.ru