Бортовой радиолокационный приемник

Размещено на http://www.allbest.ru/

СОДЕРЖАНИЕ

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

1. ВВЕДЕНИЕ

2. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

2.1 Разбивка общего диапазона на поддиапазоны

2.2 Определение полосы пропускания линейного тракта

2.3 Расчет допустимого коэффициента шума

2.4 Выбор и обоснование количества преобразований частоты и значение промежуточной частоты структуры и параметров частотно-селективных цепей преселектора и УПЧ.

2.5 Обоснование и расчет автоматических регулировок

2.6 Выбор ИМС, транзисторов для тракта радио, промежуточных и звуковых частот и схемы детектора

3. РАСЧЕТ СХЕМЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ

3.1 Расчет частотно-селективных цепей преселектора

3.2 Расчет усилителя высокой частоты

3.3 Расчет смесителя

3.4 Требования к гетеродину приемника

3.5 Расчет согласующих цепей

3.6 Расчет усилителя промежуточной частоты

3.7 Расчет детектора и УНЧ

3.8 Расчет параметров АРУ

4. ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ

5. АНАЛИЗ ПОЛУЧЕННЫХ РЕЗУЛЬТАТОВ

ЛИТЕРАТУРА

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

Вариант задания: Бортовой радиолокационный приемник

Рабочая частота ;

Зондирующий сигнал простой радиоимпульс;

Длительность зондирующего импульса 0,5 мкс;

Частота повторения зондирующих импульсов ;

Нестабильность частоты передатчика ;

Соотношение сигнал-шум на выходе ;

Чувствительность, не менее ;

Селективность:

по соседнему каналу (при расстройке на 10 МГц) ;

по зеркальному каналу ;

Диапазон изменения уровней входного сигнала 70 дБ;

Диапазон изменения уровней выходного сигнала 5 дБ;

Уровень выходного сигнала 5 В;

Сопротивление нагрузки 500 Ом;

Питание - бортовая сеть 115 В, 400 Гц;

1. ВВЕДЕНИЕ

Активные радиолокационные станции (РЛС) облучают объект (самолет, корабль и т.д.) радиоволнами и определяют его параметры (координаты, скорость, ускорение и т.д.), принимая отраженную от объекта энергию радиоволн. Поэтому радиолокационный приемник является неотъемлемой частью РЛС. Различают РЛС импульсного и непрерывного излучения. В данном случае будет разработан приемник импульсной РЛС. Расстояние от импульсной РЛС до объекта измеряется по времени прохождения этого расстояния и обратно зондирующими радиоимпульсами:

где с - скорость света.

Направление на объект определяют, вращая остронаправленные антенны и сравнивая интенсивности отраженных сигналов при различных положениях антенны (или при переключении на различные антенны). Для повышения точности определения расстояния длительность зондирующих радиоимпульсов выбирают малыми (обычно от 0,3 до 3 мкс).

Приемник строим по супергетеродинной схеме, с однократным преобразованием частоты, что вполне удовлетворяет требованиям технического задания по селективности зеркального канала, а так же уменьшает число побочных каналов приема, упрощает электрическую схему и конструкцию приемника. Применение современных ИМС фильтров позволяет упростить расчет принципиальной схемы приемника и уменьшает время на разработку приемного устройства.

Радиолокационные приемники работают в диапазоне СВЧ и обладают некоторыми особенностями. Главной из них является использование общей с передатчиком антенны, что вызывает необходимость в специальном антенном переключателе (АП) и устройстве защиты входа приемника.

По окончании зондирующего импульса АП отключает антенну от передатчика и подключает ко входу приемника. Пройдя через входное устройство (ВУ), усиленный в усилителе высокой частоты (УВЧ) сигнал поступает в фильтр, ослабляющий шумы зеркального канала, а из него в смеситель сигнала. Из смесителя сигнал поступает на УПЧ, а затем на детектор, видеоусилитель и индикатор.

к индикатору

Рис.1.

где П -- передатчик;

ВУ -- входное устройство;

УВЧ -- усилитель высокой частоты;

СМ -- смеситель;

Гет -- гетеродин;

УПЧ -- усилитель промежуточной частоты;

Д -- детектор;

У -- видеоусилитель.

2. Выбор и обоснование структурной схемы

бортовой радиолокационный приемник транзистор

2.1 Разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны

Так как радиолокационный приемник работает на фиксированной частоте f₀=9370 МГц, то разбивку на поддиапазоны производить не нужно.

2.2 Определение полосы пропускания линейного тракта приемника

Необходимая полоса пропускания приемника определяется реальной шириной спектра принимаемого сигнала , доплеровским смещением частоты сигнала и запасом , зависящим от нестабильностей частот принимаемого сигнала и гетеродинов приёмников, погрешностей в настройке отдельных контуров и всего приемника, т.е.

(2.1)

(2.2)

(2.3)

-- радиальная скорость самолета.

-- скорость света.

Значение выбирают в зависимости от назначения приемника, требований к степени автоматизации связи и устойчивости приема. Для приемников с однократным преобразованием частоты:

(2.4)

где - относительная нестабильность несущей частоты сигнала ( заданна в техническом задании);

- относительная нестабильность частоты гетеродина приемника . Относительная нестабильность частоты гетеродина определена по данным табл. 1.1 [3]. В качестве гетеродина выбран транзисторный многокаскадный гетеродин с умножением частоты и кварцевой стабилизацией.

При нахождении запаса приближенно можно считать, что .

2.3 Расчет допустимого коэффициента шума приемника

Существенным фактором, определяющим порядок или, если угодно, идеологию расчета радиочастотной части приемника является максимально допустимое значение коэффициента шума приемника:

(2.5)

где - чувствительность приемника;

- постоянная Больцмана;

- температура окружающей среды в Кельвинах;

- требуемое отношение сигнал/шум на выходе приемника;

- эффективная полоса пропускания приемника.

Так как допустимый коэффициент шума большой 30, то особых мер по его снижению принимать не следует. Проектировании может вестись без анализа и учета шумовых свойств отдельных каскадов.

2.4 Выбор и обоснование количества преобразований частоты и значение промежуточной частоты, структуры и параметров частотно-селективных цепей преселектора и УПЧ

Типичный путь определения числа преобразований, значений ПЧ и структуры преселектора заключается в следующем. Задаются числом преобразований и значением ПЧ. Исходя из возможностей физической реализации, экономических соображений, а также имеющегося опыта, задают структуру и параметры частотно-селективных цепей преселектора. Проверяют полученный вариант на соответствие техническим требованиям по подавлению не основных каналов приёма, а также оценивают сложность его технической реализации. Если полученные результаты не соответствуют требованиям, то исходные данные (число преобразований, значения ПЧ, структура и параметры частотно-селективных цепей преселектора) изменяются и расчет повторяется заново.

По сути, выбор числа преобразований, значений ПЧ и структуры преселектора представляет собой итерационный процесс оптимизации, результатом которого являются значения параметров, оптимальные по выше названным критериям.

Для определения значения промежуточной частоты и структуры преселектора приемника составим таблицу 1, в которой укажем избирательность по зеркальному каналу в дБ (частота канала прямого прохождения будет располагаться значительно дальше от частоты сигнала и, если обеспечить избирательность по зеркальному каналу, то по каналу прямого прохождения она будет обеспечена автоматически). Значения промежуточных частот выбираем те, для которых существуют стандартные фильтры.

Задаемся верхней настройкой частоты гетеродина:

(2.6)

Значения частот зеркальных каналов сведены в таблицу 1.

Таблица №1

Вид частотно -селективной цепи преселектора	Промежуточная частота, МГц
	24,975	38	45,75
Частота зеркального канала, ГГц	9,42	9,446	9,461
Одиночный контур	20,012	23,621	25,22
Пара связанных контуров	33,918	41,183	44,393
Два одиночных контура	40,024	47,242	50,44
Одиночный контур и пара связанных контуров	53,929	64,804	69,613
Две пары связанных контуров	67,835	82,367	88,787

Избирательность по зеркальному каналу для одиночного контура находится по формуле:

(2.7)

Избирательность по зеркальному каналу для пары связанных контуров при критической связи :

(2.8)

где - обобщенная расстройка на резонансной частоте :

(2.9)

- эквивалентное затухание.

Избирательность по зеркальному каналу для двух одиночных контуров:

(2.10)

Избирательность по зеркальному каналу для одиночного контура и пары связанных контуров:

(2.11)

Избирательность по зеркальному каналу для двух пар связанных контуров:

(2.12)

В качестве избирательной системы преселектора выбираем два одиночных контура, обеспечивающих необходимую селективность по зеркальному каналу. Промежуточную частоту выбираем равной 45,75 МГц, так как на этой частоте можно обеспечить устойчивое основное усиление сигнала в тракте ПЧ и можно найти стандартный фильтр (главной причиной выбора такого значения частоты является наличие стандартного фильтра), полоса пропускания которого равна полосе пропускания приемника, следовательно, можно ограничиться однократным преобразованием частоты.

В приемниках с одним преобразованием частоты фильтр в тракте УПЧ используется для достижения основной частотной селекции, поэтому его полоса пропускания должна равняться полосе пропускания приемника или во всяком случае близка. Фильтр должен обеспечивать заданную избирательность по соседнему каналу. Для выбора фильтра используем исходные данные, полученные выше:

полоса пропускания приемника 2,852 МГц;

селективность сигнала по соседнему каналу (при расстройке 10 МГц) 30 дБ;

промежуточная частота 45.75 МГц.

Используя литературу [1] выбираем фильтр К04ФЕ011. Этот фильтр имеет следующие характеристики:

рабочая частота 45,75 МГц;

полоса пропускания 3580 кГц по уровню 4,5 дБ;

затухание в полосе 21 дБ;

коэффициент прямоугольности АЧХ по уровню 42 дБ равен 2.5;

входное сопротивление 26 Ом;

выходное сопротивление 48 Ом.

Следует показать, что этот фильтр обеспечивает заданную избирательность по соседнему каналу:

(2.13)

Найдем полосу пропускания по уровню 42 дБ:

Так как фильтр при расстройке на (половину полосы) 3,222 МГц от несущей обеспечивает ослабление сигнала на 42 дБ, а характеристика фильтра имеет падающий характер, то при расстройке на 10 МГц он обеспечит заданное ослабление в 30 дБ.

2.5 Обоснование и расчет автоматических регулировок

В качестве автоматических регулировок в радиоприемнике является автоматическая регулировка усиления (АРУ) и автоматическая подстройка частоты (АПЧ).

Автоматическая регулировка усиления предназначена для поддержания уровня выходного сигнала приемного устройства вблизи некоторого номинального значения при изменении уровня входного сигнала. Автоматическое выполнение этой функции необходимо потому, что изменения уровня входного сигнала могут происходить хаотически и достаточно быстро. Ручная регулировка усиления используется лишь для установки уровня выходного, который должен поддерживаться системой АРУ. Имеется много причин, из-за которых уровень входного сигнала непрерывно изменяется: изменение условий распространения радиоволн; изменение взаимонаправленности приемной и передающей антенн; флуктуации эффективной отражающей поверхности цели, смена целей с различными эффективными поверхностями и т.д.

Для нормальной работы устройств данного приемника необходимо чтобы выходное напряжение () изменялось не более, чем на 5 дБ при изменении входного сигнала на 70 дБ. В связи таких условий работы нам необходимо применить АРУ.

Системы АПЧ, применяемые в радиоприемных устройствах, обеспечивают требуемое постоянство промежуточной частоты на выходе преобразователя частоты приемника.

Для того, чтобы узнать нужно использовать систему АПЧ или нет необходимо проверить условие:

(2.14)

Если условие выполняется, то в приемнике целесообразно применять автоподстройку частоты.

Условие не выполняется, следовательно, система автоподстройка частоты не требуется.

2.6 Выбор ИМС, транзисторов для трактов радио, промежуточных и звуковых частот и схемы амплитудного детектора

Входная и выходная цепь преселектора одинаковы и изготовлены на объемных диэлектрических резонаторах, из-за того, что рабочая частота находится в СВЧ диапазоне. Преимуществом таких резонаторов являются малые габариты и огромная ненагруженная добротность .

В качестве УВЧ используем однокаскадный усилитель на полевом транзисторе с барьером Шоттки. Выбираем по [6] транзистор 3П343А-2. Усилитель собирается по схеме с общим истоком.

В качестве преобразователя частоты используется микрополосковый балансный смеситель. Смеситель выполнен на диодах с барьером Шоттки.

Для компенсации потерь в фильтре, стоящем в УПЧ, поставим микросхему типа М421104. Последующие каскады УПЧ выполнены на ИМС типа 435УВ1 имеющий большой коэффициент усиления по напряжению и регулировку усиления, что позволит осуществить АРУ.

Последовательный детектор радиоимпульсов выполнен на диоде Д10Б, этот диод подходит по частоте и имеет малое внутреннее сопротивление .

После детектора необходимо поставить УНЧ для обеспечения заданного напряжения на нагрузке. УНЧ выполнен на полевом транзисторе типа КП303А.

На основе приведенных выше расчетов строим структурную схему приемника (приложение 1). Для фильтра с УПЧ нужны согласующие цепи.

3. Расчет электрической принципиальной схемы

3.1 Расчет частотно-селективных цепей преселектора

Как рассматривалось выше в качестве частотно-селективных цепей преселектора применяется два одиночных контура. Один контур ставится между выходом антенны и входом УВЧ (входная цепь преселектора). Второй контур ставим между выходом УВЧ и входом преобразователя частоты (выходная цепь преселектора). К достоинствам одноконтурных цепей относится простота и относительно высокий коэффициент передачи. Произведем расчет цепи для режима максимального коэффициента передачи при заданной полосе пропускания.

Исходные данные, необходимые для расчета входной цепи:

- рабочая частота ;

- эквивалентное затухание контура ;

- собственное затухание контура ;

- сопротивление предыдущего каскада ;

- входное сопротивление УВЧ .

При чисто активном сопротивлении предыдущего каскада расчет одноконтурной цепи сводится к вычислению коэффициентов включения (рис. 3.1.):

(3.1)

(3.2)

где - максимальная емкость контура, соответствующая рабочей частоте, взятая из таблицы №3 [1].



Рис. 3.1. Одноконтурная входная цепь.

Коэффициент включения входной цепи с антенной:

Коэффициент включения входной цепи с УВЧ:

Находим собственную проводимость ненагруженного контура:

(3.3)

Далее определяем эквивалентную проводимость контура:

(3.4)

Коэффициент передачи входной цепи на резонансной частоте определяется:

(3.5)

Выходная цепь преселектора такая же, как и входная. Элементы этого контура совпадают с элементами контура входной цепи преселектора, так как рабочая частота не изменилась, параметры контура не менялись, выходное сопротивление УВЧ равно сопротивлению антенны, а входное сопротивление смесителя равно входному сопротивлению УВЧ. Коэффициент передачи выходной цепи преселектора будет равняться коэффициенту передачи входной цепи преселектора.

Как отмечалось выше контура выполняются с использованием объемных диэлектрических резонаторов. Объемные резонаторы, имеющие форму таблеток или брусков, крепятся на поликоровой подложке и конструктивно хорошо сочетаются с МПЛ. Сигнал СВЧ, частота которого находится в пределах полосы пропускания резонатора, проходя по МПЛ, возбуждает резонатор за счет электромагнитной связи. Материал, из которого изготовлен резонатор, имеет высокую диэлектрическую проницаемость , поэтому электрические и магнитные поля концентрируются главным образом в объеме резонатора, а потери на излучение оказываются пренебрежимо малыми. Так, при ненагруженная добротность составляет . Выберем значение ненагруженной добротности , тогда собственное затухание контура:

(3.6)

Размеры диэлектрических резонаторов по сравнению с волноводными в раз меньше.

Коэффициенты включения со стороны антенны и со стороны УВЧ (входная цепь) обеспечиваются путем подбора места положения диэлектрического резонатора относительно МПЛ. Внешний вид входной (выходной) цепи преселектора показан на рис. 3.2.



Рис 3.2.

3.2 Расчет усилителя высокой частоты

В настоящее время в качестве усилителей на СВЧ применяются усилители на СВЧ - транзисторах, на ЛБВ, на туннельных диодах, параметрические на полупроводниковых диодах и др. В нашем УВЧ используется полевой транзистор с барьером Шоттки 3П343А-2. Усилитель собирается по схеме с общим истоком. В диапазоне СВЧ расчет транзисторных усилителей производится через - параметры. По [5] находим значение - параметров для выбранного транзистора:

Рассчитаем однокаскадный усилитель.

Определим вспомогательные параметры транзистора и проверим его устойчивость:

(3.7)

(3.8)

(3.9)

Проверим выполняется ли условие безусловной устойчивости:

(3.10)

Имеем:

Определим коэффициент устойчивости по формуле:

(3.11)

Рассчитаем параметры и по формулам:

(3.12)

(3.13)

Как видим, условия безусловной устойчивости выполняются (кроме того, ) и усилитель может быть рассчитан на максимальный коэффициент усиления по мощности

(3.14)

который реализуется в режиме двустороннего согласования, т. е. при

(3.15)

(3.16)

Подставляя значения получим:

Определим сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора по следующим формулам:

(3.17)

(3.18)

Рассчитаем далее согласующие цепи, включенные между этими сопротивлениями и сопротивлениями реальных источника сигнала и нагрузки. Для согласования используем отрезки МПЛ с волновым сопротивлением .

Выходная согласующая цепь.

Согласование осуществим с помощью отрезка МПЛ длинной и параллельного реактивного шлейфа длинной , показанных на принципиальной электрической схеме однокаскадного усилителя (рис. 3.3.)



Рис. 3.3.

Отрезок трансформирует сопротивление в проводимость , активная составляющая которой равна волновой проводимости линии , а параллельный шлейф компенсирует реактивную составляющую этой проводимости. В результате проводимость в месте подключения шлейфа становится чисто активной и равной волновой проводимости линии.

Для согласования выберем короткозамкнутый шлейф длинной меньше четверти длины волны в линии. При этом длина отрезка должна быть такой, чтобы нормированная проводимость на его выходе была равна , что соответствует коэффициенту отражения:

(3.19)

Нормированная входная проводимость шлейфа . Длину короткозамкнутого шлейфа определим по формуле:

Выражаем и получаем:

(3.20)

где - длина волны в линии.

Режим короткого замыкания шлейфа на частоте сигнала осуществляется с помощью конденсатора (см. рис. 3.3.).

Определим далее длину отрезка по формуле:

(3.21)

где ;

.

Поставляя в формулу (3.20) эти фазовые углы коэффициентов отражения, получаем:

Входная согласующая цепь.

Для согласования используем отрезок МПЛ длиной и реактивный параллельный шлейф длиной (см. рис. 3.3.). аналогично проделываем предыдущие операции. Для согласования выберем разомкнутый шлейф длинной меньше четверти длины волны в линии. Входная проводимость такого шлейфа , поэтому проводимость линии в месте подключения шлейфа должна быть равна . Этой проводимости соответствует коэффициент отражения:

(3.22)

Выражения для расчета длины разомкнутого шлейфа имеет вид:

Выражаем и получаем:

(3.23)

Длина отрезка рассчитывается по формуле:

(3.24)

На принципиальной электрической схеме однокаскадного транзисторного усилителя СВЧ (см. рис. 3.3.) - четвертьволновый отрезок МПЛ, короткозамкнутый на частоте сигнала с помощью конденсатора , предназначен для подачи напряжения смещения на затвор транзистора; , и - сопротивления, служащие для развязки по питанию и для формирования напряжения смещения; , - разделительные конденсаторы.

Подсчитаем общий коэффициент передачи преселектора по напряжению:

(3.25)

где - коэффициент передачи по напряжению УВЧ.

3.3 Расчет смесителя

В супергетеродинных приемниках сигнал от антенны поступает на малошумящий усилитель высокой частоты, затем с помощью преобразователя частоты спектр сигнала переносится на более низкую промежуточную частоту. Преобразователь частоты состоит из смесителя и гетеродина, в качестве которого выбран транзисторный многокаскадный гетеродин с умножением частоты и кварцевой стабилизацией. Смеситель выполнен на диодах с барьером Шоттки. Мощность колебаний гетеродина, поступающих на смеситель, мала (), но она во много раз больше мощности сигнала. Преобразование частоты сигнала происходит за счет нелинейности характеристик смесительного диода.

Исходными данными для расчета микрополоскового балансного смесителя трехсантиметрового диапазона волн являются:

длина волны ();

относительная полоса рабочих частот 6%;

промежуточная частота ;

подложка из поликора () толщиной ;

волновое сопротивление подводящих линий .

Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по [3]. Используем ДБШ типа АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющие при мощности гетеродина потери преобразования , шумовое отношение , и .

Определяем разброс параметров диодов в паре. Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в паре с разбросом согласно формуле:

(3.26)

и разбросом , при котором .

Находим

(3.27)

и принимаем , .

Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:

(3.28)

где - оптимальная мощность гетеродина равная паспортной.

Определяем коэффициента передачи преобразователя по напряжению по формуле:

(3.29)

Схема балансного смесителя (рис. 3.4.) включает две смесительные секции и СВЧ мост. К двум плечам моста подключают смесительные секции, а к двум другим подводят соответственно мощности сигнала и гетеродина . Работа балансного смесителя (БС) основана на равном распределении этих мощностей между двумя диодами, но с определенными относительными фазовыми сдвигами, что обеспечивается с помощью СВЧ моста. В результате на выходе БС (на промежуточной частоте) преобразованные диодами сигналы имеют одинаковые фазы и поэтому суммируются, а шум гетеродина промежуточной частоты, преобразованный из СВЧ шума гетеродина, подавляется, так как напряжение шума последнего на выходе диодов становятся противофазными.

Рис. 3.4.

В балансном смесителе необходимо использовать синфазно-противофазные, т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако, учитывая относительно неширокую полосу рабочих частот, целесообразно использовать квадратурный двухшлейфный мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на .

Сопротивления входа и выхода нашего смесителя составляет и .

3.4 Требования к гетеродину приемника

Гетеродин преобразователя приемника должен обеспечивать заданную относительную нестабильность частоты , необходимую мощность на выходе и частоту сигнала равную

(3.30)

так как выбрана верхняя настройка гетеродина.

3.5 Расчет согласующих цепей

Рассчитаем минимальное напряжение на выходе преобразователя с учетом того, что на входе входной цепи преселектора имеем

(3.31)

Коэффициент передачи преселектора и преобразователя составляет:

(3.32)

Учитывая, получаем:

(3.33)

Если сразу после преобразователя поставить фильтр основной селекции у которого затухание в полосе пропускания составляет 21 дБ, то на выходе получим очень маленький сигнал. Поэтому мы ставим после преобразователя один каскад УПЧ, а затем фильтр. В качестве этого каскада выбираем микросхему М421104. С следующими параметрами:

- рабочая частота ;

- коэффициент усиления ;

- коэффициент шума ;

- входное сопротивление ;

- выходное сопротивление .

Видим, что выходное сопротивление преобразователя и входное сопротивление микросхемы одинаковы, то ставить согласующую цепь нет необходимости.

Сигнал после усиления поступает на фильтр основной селекции. Выбор фильтра и его параметры приведены в конце п.2.4.

Входная согласующая цепь фильтра.

Так как выходное сопротивление микросхемы не равно входному сопротивлению фильтра (), то необходимо ставить согласующую цепь. В качестве такой цепи выбираем одиночный контур. К его достоинствам относятся простота и относительно высокий коэффициент передачи.

Расчет цепи ведем в режиме наибольшего коэффициента передачи без ограничения на полосу пропускания, т.е. в режиме оптимального согласования.

Исходные данные для расчета:

- рабочая частота ;

- собственное затухание контура ;

- выходное сопротивление микросхемы ;

- входное сопротивление фильтра ;

Найдем собственную проводимость ненагруженного контура:

(3.34)

где - максимальная емкость контура, соответствующая рабочей частоте, взятая из таблицы №3 [1]. Там же и на тех же основаниях взято собственное затухание контура.

Так как , то выберем коэффициент связи с УПЧ равным единицы ().

Тогда коэффициент связи с преобразователем рассчитывается:

(3.35)

где - выходная проводимость микросхемы;

- входная проводимость фильтра.

При выбранной емкости контура найдем индуктивность контура:

(3.36)

Коэффициент передачи входной согласующей цепи:

(3.37)

Выходная согласующая цепь фильтра.

После фильтра стоит многокаскадный усилитель промежуточной частоты, состоящий из одинаковых микросхем типа 435УВ1. У этого усилителя входное сопротивление составляет

Наличие согласующей цепи обусловлено тем, что выходное сопротивление фильтра составляет .

Исходные данные для расчета:

- рабочая частота ;

- собственное затухание контура ;

- выходное сопротивление фильтра ;

- входное сопротивление микросхемы ;

Так как , то выберем коэффициент связи с УПЧ равным единицы ().

Тогда коэффициент связи с преобразователем рассчитывается:

(3.38)

где - собственная проводимость ненагруженного контура;

- выходная проводимость фильтра;

- входная проводимость микросхемы.

Коэффициент передачи выходной согласующей цепи:

(3.39)

Емкость и индуктивность контура такие же как и у входной согласующей цепи, так как частота сигнала не изменялась.

Расчет согласующих цепей приведен при условии, что согласующие сопротивления чисто активные. В данном случае это так.

3.6 Расчет усилителя промежуточной частоты

В данном пункте необходимо рассчитать необходимое количество каскадов УПЧ для того, чтобы обеспечить на входе детектора необходимое напряжение для его работы. Значение этого напряжения лежит в пределах более 0,5 В.

Вычислим минимальное напряжение на входе многокаскадного УПЧ. Из формулы (3.33) известно напряжение на выходе преобразователя частоты . Подсчитаем коэффициент передачи однокаскадного УПЧ, входной согласующей цепи фильтра, самого фильтра и выходной согласующей цепи фильтра.

(3.40)

где - коэффициент усиления однокаскадного УПЧ по напряжению;

- коэффициент передачи входной согласующей цепи фильтра;

- коэффициент передачи выходной согласующей цепи фильтра;

- коэффициент передачи фильтра.

Подставляя значения получаем:

Вычислим напряжение на входе многокаскадного УПЧ:

(3.41)

Вычислим требуемый коэффициент усиления многокаскадного УПЧ:

(3.42)

где - требуемый уровень сигнала на входе детектора.

Как уже отмечалось выше, выбираем в качестве многокаскадного УПЧ микросхемы типа 435УВ1. С помощью этих микросхем мы обеспечим основное усиление сигнала в приемнике.

Паспортные данные на микросхему 435УВ1 (рис. 3.5.):

- диапазон рабочих частот ;

- коэффициент усиления по напряжению ;

- глубина регулировки АРУ 65 дБ;

- входное сопротивление ;

- выходное сопротивление .

Определим необходимое количество каскадов в УПЧ:

(3.43)

Примем количество каскадов в УПЧ равное двум (), тогда общий коэффициент усиления УПЧ будет:

Полученный коэффициент усиления УПЧ немного больше, чем необходимый, значит приёмник обеспечит необходимое усиление сигнала.

Типовая схема включения показана на рис. 3.6.

Из рисунка видим что, необходимо рассчитать емкость и индуктивность . Расчет этих элементов мы уже косвенно провели в п. 3.5. Значение этих элементов:

и .

Рис. 3.5

Рис. 3.6.

Резисторы , конденсаторы .

С учетом коэффициента усиления УПЧ пересчитаем напряжение на входе детектора из формулы (3.42):

3.7 Расчет детектора и УНЧ

Широкое распространение в радиотехнических устройствах получили диодные детекторы, которые хорошо работают при больших сигналах, не боятся перегрузок и вносят небольшие нелинейные искажения. Подавляющее большинство схем выполняется в виде последовательного диодного детектора (рис. 3.7), достоинством которого по сравнению с параллельным детектором является более высокое входное сопротивление и лучшая фильтрация несущей частоты.

Рис 3.7.

Для детектирования используем диод Д10Б с следующими параметрами:

- внутреннее сопротивление ;

- емкость диода ;

- максимальная рабочая частота .

Нагрузкой детектора является УНЧ с входным сопротивлением равным 10кОм, следовательно:

- сопротивление нагрузки детектора.

Вычислим емкость нагрузки:

(3.44)

где - время спада видеоимпульсов.

Выбираем стандартную емкость нагрузки детектора по [14]. .

Проверяем соотношение:

(3.45)

при невыполнении которого заметно падает коэффициент передачи детектора.

Видим, что условие выполняется.

Определим коэффициент передачи детектора. Чтобы его найти нужно вычислить угол отсечки детектора:

(3.46)

(3.47)

Определим входное сопротивление детектора:

(3.48)

На этом расчет детектора можно считать оконченным.

Усилитель низкой частоты (в данном случае видеоусилитель) выполнен на одном полевом транзисторе типа КП303А по схеме с общим истоком (рис 3.8).

Рис. 3.8.

По техническому заданию требуется обеспечить уровень выходного сигнала 5 В на нагрузке 500 Ом, поэтому коэффициент усиления по напряжению каскада УНЧ.

(3.49)

3.8 Расчет параметров АРУ

На входе приемного устройства РЛС уровни сигнала, отраженных от различных целей, в значительной степени зависят от дальности до этих целей. Для выравнивания амплитуд выходных сигналов в таких приемных устройствах применяют временные автоматические регулировки усиления (ВАРУ), формирующие регулирующее напряжение специальной (обычно экспоненциальной) формы. ВАРУ изменяет коэффициент передачи во времени, увеличивая чувствительность приемника, начиная с момента излучения импульса и до момента времени, соответствующего максимальной расчетной дальности, доведя коэффициент усиления для этого момента до максимального значения.

Исходные данные для расчета:

- диапазон изменения уровней входного сигнала ;

- диапазон изменения уровней выходного сигнала ;

- максимальное число регулируемых каскадов ;

- максимальная глубина регулировки АРУ одного каскада .

Для расчета АРУ первым делом необходимо определить динамический диапазон изменения сигнала т.е. требуемую глубину регулировки:

(3.50)

Максимальная глубина регулировки АРУ достигается путем изменения управляющего напряжения от нуля до пяти вольт. Т.е. при микросхема имеет максимальный коэффициент усиления, а при на 65 дБ меньше.

Определим требуемое число регулируемых каскадов:

(3.51)

Принимаем число регулируемых каскадов равным одному. Управляющее напряжение подаем на первый каскад двухкаскадного УПЧ.

Рассчитаем основные параметры схемы ВАРУ (рис. 3.9).

Работы схемы заключается в следующем. На базу транзистора, работающий в ключевом режиме, подается короткий импульс положительной полярности в момент излучения передатчиком сигнала. Транзистор открывается и шунтирует емкость, которая за очень короткое время разрежается. После закрытия транзистора емкость начинает заряжаться через резистор . Время заряда рассчитано так, чтобы напряжение на емкости в конце составляло 5В. Инвертирующий каскад инвертирует форму сигнала. Этот каскад собран но операционном усилителе типа К140УД1. Каскад собран так, чтобы его коэффициент передачи равнялся единицы. После этого сигнал подается на УПЧ. Так как частота повторения зондирующих импульсов , то период будет составлять:

(3.53)

Этот период и должен равняться времени заряда емкости. Найдем значения емкости и резистора.

(3.54)

Зададимся сопротивлением резистора , тогда значение емкости будет:

(3.55)

Рис. 3.9.

4. Требования к источнику питания

Источник питания должен обеспечить необходимые мощность и номиналы напряжений из бортовой сети 115В 400 Гц. Для питания УВЧ и УНЧ необходимо подать стабилизированное напряжение +12В. Для питания первого каскада УПЧ необходимо иметь +6,3В. Для двухкаскадного УПЧ нужно два напряжения разной полярности +6,3В и -6,3В. Для работы АРУ необходимо иметь +6В, +12В и -12В.

5. АНАЛИЗ ПОЛУЧЕННЫХ РЕЗУЛЬТАТОВ

В результате проектирования приемника была получена схема электрическая принципиальная и развернутая структурная схема РПУ, с параметрами соответствующими техническому заданию. При расчете принципиальной схемы были рассчитаны все высокочастотные каскады, смеситель, детектор, схема АРУ. Расчет схемы УНЧ, гетеродина, ключевого транзистора и инвертора ВАРУ не производился, они были составлены на основе схем-аналогов.

	По заданию	Получено
Рабочая частота
Длительность зондирующего импульса	0,5 мкс	0,5 мкс
Частота повторения зондирующих импульсов
Соотношение сигнал-шум на выходе
Чувствительность, не менее
Селективность: по соседнему каналу
по зеркальному каналу
Уровень выходного сигнала	5 В	5 В

За счет схемы АРУ мы смогли обеспечить изменение выходного сигнала не более чем на 5дБ при изменении входного сигнала на 70дБ.

ЛИТЕРАТУРА

Устройства приема и обработки сигналов. Методические указания к курсовому проектированию для студентов 4-5 курсов радиотехнических специальностей дневного и заочного отделений факультета РЭФ. Киселев А.В., Романов А.Н. НГТУ, 1999г.

Устройства приёма и обработки сигналов. Методические указания к курсовому проектированию для студентов 4-5 курсов факультета РЭФ дневного и заочного отделений. Кучеров А.С., Романов А.Н. НГТУ, 1996. - 50 с.

Проектирование радиоприемных устройств. / Под ред. А.П. Сиверса. - М.: Сов. радио, 1976г.

Справочник по радиолокации. / Под ред. М. Сколника. -- М.: Сов. радио, 1979, - Т.3

Микроэлектронные устройства СВЧ. / Под ред. Г.И. Веселова. - М.: Высшая школа, 1988г.

М.К. Белкин, В.Т. Белинский, Ю.Л. Мазор, Р.М. Терещук. Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств. - К.: Высшая школа, 1988г.

Т.Д. Гавра, С.Б. Макаров. Проектирование радиоприемных устройств на микросхемах. Учебное пособие. - Ленинград, 1985г.

В.Д. Горошелев, З.Г. Красноцветова, Б.Ф. Федорцов. Основы проектирования радиоприемников. - Ленинград: Энергия, 1977г.

Н.В. Бобров, Г.В. Максимов, В.И. Мичурин, Д.П. Николаев. Расчет радиоприемников. - М.: Военное издательство, 1971г.

Б.Х. Кривицкий, Е.Н. Салтыков. Системы автоматической регулировки усиления. - М.: Радио и связь, 1982г.

Радиоприемные устройства. /Под ред. Л.Г. Барулина. - М.: Радио и связь, 1984г.

Проектирование радиолокационных приемных устройств. / Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984г.

Радиоприемные схемы на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет. / Под ред. Р.А. Валитова, А.А. Куликовского. - М.: Сов. радио, 1968г.

Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммутационные устройства РЭА: Справочник. - Минск: Беларусь, 1994г.

Размещено на www.allbest.ru