Расчет параметров аналого-цифрового преобразователя с неравномерной характеристикой квантования для каналов вещания

Размещено на http://www.allbest.ru/

54

Курсовая работа

Расчет параметров аналого-цифрового преобразователя с неравномерной характеристикой квантования для каналов вещания

Содержание

ВВЕДЕНИЕ

1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ КУРСОВОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ

1.1 Исходные данные

1.2 Порядок выполнения курсового проекта

2. ПЕРЕДАЧА АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ

2.1 Расчет частоты дискретизации

2.2 Расчет числа бит в кодовом слове

3. ПЕРЕДАЧА ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ

3.1 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов при использовании способа кодирования амплитуды сигнала

3.2 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов при использовании способа скользящего индекса

3.3 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов при использовании способа фиксированного индекса

3.4 Выбор способа кодирования

4 ЦИКЛ ПЕРЕДАЧИ

4.1 Начальные параметры

4.2 Расчет параметров и разработка структуры цикла

5. ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ

5.1 Расчет амплитуды на входе регенератора

5.2 Расчет затухания импульсного сигнала на регенерационном участке наибольшей длины

5.3 Расчет предельно допустимой длины регенерационного участка

5.4 Расчет допустимой вероятности ошибок в передаче символов на регенерационном участке предельно допустимой длины

5.5 Требования к защитному интервалу на этапе итерации (i+1)

6. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА АППАРАТУРЫ ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ

6.1 Структурная схема мультиплексора и демультиплексора

6.2 Оконечная аппаратура линейного тракта

6.3 Генераторная аппаратура

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

ВВЕДЕНИЕ

В связи с цифровизацией сетей связи на сегодняшний день является актуальным вопрос проектирования и разработки новых улучшенных цифровых систем передачи.

Для получения навыков в проектировании цифровых систем передачи необходимо разработать нетиповую систему передачи, обеспечивающую топологию «точка-точка» и содержащую подсистемы передачи аналоговых и дискретных сигналов. При проектировании необходимо рассчитать параметры преобразователей аналоговых и цифровых сигналов, параметры линейного тракта, а также разработать структура цикла. В результате необходимо получить структурную схему аппаратуры оконечной станции.

Курсовой проект был создан на основе «Учебно-методических указаний по курсовому проектированию цифровых систем передачи».

1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ КУРСОВОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ

1.1 Исходные данные

В данной курсовой работе необходимо спроектировать цифровую систему передачи. Эта система должна содержать следующие каналы (табл. 1.1):

1) 6 телефонных каналов с частотой следования кодовых групп 7-10 кГц и имеющих по 8 бит в кодовом слове;

2) 2 канала вещания, характеристики АЦП которых необходимо рассчитать;

3) 10 каналов ПДС со скоростями не больше 0,2 кбит/с, требования к соответствующим преобразователям «цифра-цифра» или кодекам которых необходимо рассчитать;

4) 2 каналов ПДС со скоростью 19,2 кбит/с; частота следования бит в основном потоке составляет 19,4-25 кГц и имеющий по 3 бита в кодовом слове;

5) 24 канал передачи сигналов управления и вызова (СУВ).

Таблица 1.1 - Заданные каналы цифровой системы передачи

Наименование канала	Наименование параметра	Значение параметра
Канал телефонный	Число каналов	6
	Частота следования код. гр., кГц	7-10
	Число битов в код. слове, бит	8
Канал вещания	Число каналов	2
	Частота следования код. гр., кГц	Расчет
	Число битов в код. слове, бит	Расчет
Канал ПДС-0,2 кбит/с	Число каналов	10
	Частота следования код. гр., кГц	Расчет
	Число битов в код. слове, бит	Расчет
Канал ПДС-19,2 кбит/с	Число каналов	2
	Частота следования код. гр., кГц	19,4-25
	Число битов в код. слове, бит	3

Для расчета параметров канала вещания заданы требования к этим параметрам, представленные в таблице 1.2.

Таблица 1.2 - Заданные требования к каналам

Для канала вещания
fн,кГц	fв,кГц	?fф,кГц	p1,дБм0	p2,дБм0	Pш.н.,дБм0	aн,дБ	Pш.и.,пВт	R,Ом	Номер шкалы
0,05	10,0	0,5	-30	0	-65	35	200	600	11
Для канала ПДС-0,2 кбит/с
дн , %	10

В таблице используются следующие обозначения:

f_н - нижняя граница эффективно передаваемых частот канала;

f_в - верхняя граница эффективно передаваемых частот канала;

?f_ф - ширина полосы расфильтровки фильтров, используемых в дискретизаторе и восстановителе аналоговой формы сигнала;

p₁ - нижняя граница нормируемого диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ;

p₂ - нижняя граница нормируемого диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ;

a_н - минимально допустимое значение защищенности передаваемого сигнала от шумов в заданном диапазоне изменения его уровней;

P_ш.н. - допустимое значение абсолютного уровня шумов на выходе незанятого телефонного канала или канала вещания в ТНОУ;

P_ш.и. - ожидаемое значение средней мощности шумов в канале, возникающих из-за погрешностей изготовления кодеков. Это значение приведено в ТНОУ и относится к полосе, равной половине частоты дискретизации;

R - сопротивление канала вещания;

д_н - предельно допустимое значение фазовых дрожаний (краевых искажений) передаваемого дискретного сигнала. Синтез оптимальной шкалы квантования данный курсовой проект в себя не включает, для него задана семисегментная шкала. В пределах одного сегмента шаги квантования одинаковы. Шкала характеризована отношением шага квантования каждого сегмента к шагу квантования первого сегмента, а также отношение числа шагов в каждом сегменте к числу шагов в первом сегменте. Параметры шкалы квантования представлены в таблице 1.3.

Таблица 1.3 - Шкала квантования для положительной ветви квантующей характеристики

Сегмент № 2	Сегмент № 3	Сегмент № 4
2	1	4	1	8	1

В таблице используются следующие обозначения:

?₁ - шаг квантования первого сегмента;

?₂ - шаг квантования второго сегмента;

?₃ - шаг квантования третьего сегмента;

?₄ - шаг квантования четвертого сегмента;

n₁ - число шагов квантования в первом сегменте;

n₂ - число шагов квантования во втором сегменте;

n₃ - число шагов квантования в третьем сегменте;

n₄ - число шагов квантования в четвертом сегменте.

При проектировании линейного тракта в данном варианте используется кабель с симметричными парами, типа Т, параметры которого приведены в таблице 1.4. В этой же таблице приведены параметры линейного тракта, необходимые для проектирования цифровой системы передачи.

Таблица 1.4 - Параметры кабеля и линейного тракта

б(0,5*fт.п.), дБ/км	Zв,Ом	L,км	?aз,дБ	Pвп, дБм	Uвых,В
	135	300	15	-60	5,5

В таблице использованы следующие обозначения:

б(0,5*f_т.п.) - километрическое затухание кабеля;

Z_в - волновое сопротивление;

L - длина линейного тракта проектируемой системы;

?a_з - помехи помехозащищенности регенератора;

P_вп - абсолютный уровень помех на входе регенератора;

U_вых - амплитуда импульсов в кабеле на выходе регенератора.

1.2 Порядок выполнения курсового проекта

1) Проектирование подсистемы аналого-цифрового преобразования.

В данном курсовом проекте в результате проектирования необходимо получить значения следующих параметров:

f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов при частоте повторения кодовых слов (кодовых групп);

m - число бит в кодовом слове на выходе АЦП;

U_огр - напряжение соответствующее порогу ограничения квантующей характеристики;

a_ш(p) - зависимость помехозащищенности передаваемых сигналов от их уровня в заданном диапазоне. Необходимо также построить график зависимости помехозащищенности передаваемых сигналов от их уровня в заданном диапазоне.

2) Проектирование подсистемы преобразований дискретных сигналов.

В результате проектирования необходимо получить:

m - минимально допустимое число бит в кодовых словах или кодовых группах канального цифрового сигнала ЦСП, обеспечивающего организацию цифрового канала заданной пропускной способности и заданного качества;

f_г - частоту повторения кодовых групп в данном цифровом канале;

з - коэффициент использования пропускной способности цифрового канала.

3) Проектирование циклов передачи.

В результате проектирования необходимо получить значения следующих параметров:

f_т - тактовая частота цифрового группового сигнала;

f_ц - частота повторения циклов;

f_сц - частота повторения сверхциклов;

N_ц - число тактовых интервалов в цикле;

N_сц - число тактовых интервалов в сверхцикле;

з - коэффициент использования пропускной способности проектируемой ЦСП.

Также необходимо представить структуру цикла.

4) Проектирование линейного тракта.

В результате проектирования необходимо получить:

l_s - предельно допустимую длину регенерационного участка;

a_s - допустимое затухание сигнала на регенерационном участке;

n - наиболее вероятное число регенерационных участков в линейном тракте проектируемой системы;

U_вх - амплитуду импульсов, приведенная ко входу регенераторов;

P_l - допустимую вероятность ошибок в передаче символов в регенерационном участке.

5) Разработка структурной схемы аппаратуры оконечной станции ЦСП.

В результате разработки должны быть получены:

а) структурная схема мультиплексора и демультиплексора;

б) схема оконечной аппаратуры линейного тракта передачи и приема;

в) схема генераторной аппаратуры.

2. ПЕРЕДАЧА АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ

2.1 Расчет частоты дискретизации

Частота дискретизации должна быть выбрана таким образом, чтобы исходный сигнал мог быть выделен в неискаженном виде из спектра дискретизированного сигнала.

Выбор частоты дискретизации осуществляется в соответствии с теоремой дискретизации (теоремой В.А.Котельникова), в соответствии с которой частота дискретизации выбирается из условия:

f_д ? 2f_в + ?f_ф, кГц, (2.1)

где f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов при частоте повторения кодовых слов (кодовых групп);

f_в - верхняя граница эффективно передаваемых частот (табл. 1.2);

?f_ф - ширина полосы расфильтровки фильтров, используемых в дискретизаторе и восстановителе аналоговой формы сигнала (табл. 1.2).

f_д ? 2*10,0 + 0,5,

f_д ? 20,5 кГц?21кГц.

Если отношение верхней и нижней частот менее двух, то частоту дискретизации можно уменьшить и выбрать из условия:

(f_в + ?f_ф/2) ? f_д ? 2*(f_н - ?f_ф/2), (2.2)

где f_в - верхняя граница эффективно передаваемых частот (табл. 1.2);

?f_ф - ширина полосы расфильтровки фильтров, используемых в дискретизаторе и восстановителе аналоговой формы сигнала (табл. 1.2);

f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов при частоте повторения кодовых слов (кодовых групп);

f_н - нижняя граница эффективно передаваемых частот (табл. 1.2).

В данном варианте это условие не выполняется, поэтому частота дискретизации выбирается по теореме Котельникова.

Для дальнейшего проектирования и расчетов удобно выбрать частоту дискретизации: f_д. = 21 кГц.

Для проверки правильности выбора частоты дискретизации строится спектр дискретизированного сигнала, представленный на рисунке 2.1.

Рисунок 2.1 - Спектр дискретизированного сигнала

При дальнейших расчетах необходимо будет также использовать значение ширины спектра преобразуемого сигнала, которое рассчитывается по формуле:

?f = f_в - f_н, кГц,(2.3)

где f_в - верхняя граница эффективно передаваемых частот (табл. 1.2);

f_н - нижняя граница эффективно передаваемых частот (табл. 1.2).

?f = 10,0 - 0,05 = 9,95 кГц.

2.2 Расчет числа бит в кодовом слове

При расчете числа бит в кодовом слове первым шагом является нахождение величины порогового напряжения и шага квантования в первом сегменте.

Расчет значения шага квантования в первом сегменте для телефонного канала производится по допустимому уровню шумов в незанятом канале и по допустимой защищенности сигналов от шумов на выходе канала.

Для дальнейших расчетов необходимо перевести допустимое значение абсолютного уровня шумов на выходе незанятого канала из дБ в Вт:

, Вт,(2.4)

где p_ш.н. - допустимое значение абсолютного уровня шумов на выходе незанятого канала в дБ (табл. 1.2).

Вт.

Сначала производится расчет шага квантования в первом сегменте по допустимому уровню шумов в незанятом канале:

, В,(2.5)

где f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов при частоте повторения кодовых слов (кодовых групп) (2.1);

?f - ширина спектра преобразуемого сигнала (2.3);

P_ш.н. - допустимое значение абсолютного уровня шумов на выходе незанятого канала в Вт (2.4); P_ш.и. - ожидаемое значение средней мощности шумов в канале, возникающих из-за погрешностей изготовления кодеков в Вт (табл. 1.2); R - сопротивление телефонного канала (табл. 1.2).

В.

Расчет по допустимому уровню шумов на выходе канала производится по формуле:

, В,(2.6)

где ?₁ - шаг квантования в первом сегменте;

R - сопротивление телефонного канала (табл. 1.2);

f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов при частоте повторения кодовых слов (кодовых групп) (2.1);

?f - ширина спектра преобразуемого сигнала (2.3);

p₁ - нижняя граница нормируемого диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ (табл. 1.2);

a_н - минимально допустимое значение защищенности передаваемого сигнала от шумов в заданном диапазоне изменения его уровней (табл. 1.2);

P_ш.и. - ожидаемое значение средней мощности шумов в канале, возникающих из-за погрешностей изготовления кодеков (табл. 1.2).

Так как значение шага квантования, рассчитанное по допустимой защищенности сигналов от шумов на выходе канала меньше, то для последующих расчетов используется это значение.

Для расчета значения напряжения сначала необходимо определить эффективное напряжение, соответствующее верхней границе динамического диапазона сигнала.

Для его определения можно использовать следующую формулу:

 , В,(2.7)

где p₂ - верхняя граница нормируемого диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ (табл. 1.2);

R - сопротивление канала вещания.

В.

Напряжение ограничения рассчитывается по формуле:

U_огр = 4*U_эфф2, В,(2.8)

где U_эфф2 - эффективное напряжение на верхней границе динамического диапазона (2.7).

U_огр = 4*0,775 = 3,1 В.

Для расчета количества битов в кодовом слове необходимо знать параметры шкалы квантования, шаг квантования первого сегмента и значение напряжения ограничения. Для последующих расчетов необходимо знать коэффициент л, который определяется параметрами шкалы квантования:

,(2.9)

где N - число сегментов в положительной ветви квантующей характеристики (табл. 1.3); - отношение шага квантования k-го сегмента к шагу квантования первого сегмента (табл. 1.3);

- отношение числа шагов квантования k-го сегмента к числу шагов квантования первого сегмента (табл. 1.3).

.

Расчета количества битов в кодовом слове производится по формуле:

, (2.10)

где U_огр - напряжение ограничения сигнала (2.8);

л - коэффициент, определяемый параметрами шкалы квантования (2.9);

?₁ - величина шага квантования первого сегмента (2.6).

.

Далее необходимо рассчитать новое значение шага квантования первого сегмента шкалы квантования:

, В, (2.11)

где U_огр - напряжение ограничения сигнала (2.8);

л - коэффициент, определяемый параметрами шкалы квантования (2.9);

m - число бит в кодовом слове (2.10).

В.

Зная величину шага квантования первого сегмента и параметры шкалы квантования, можно рассчитать значения шагов квантования остальных сегментов:

, В, (2.12)

где ?₁ - шаг квантования первого сегмента (2.11);

- отношение шага квантования k-го сегмента к шагу квантования первого сегмента (табл. 1.3).

?₂ = 2 * 0,000807 = 0,001614 В,

?₃ = 4 * 0,000807 = 0,003227В,

?₄ = 16 * 0,000807 = 0,006455В

Для расчета значения напряжения верхней границы первого сегмента используется формула:

, В,(2.13)

где N - число сегментов в положительной ветви квантующей характеристики (табл. 1.3);

- отношение шага квантования k-го сегмента к шагу квантования первого сегмента (табл. 1.3);

- отношение числа шагов квантования k-го сегмента к числу шагов квантования первого сегмента (табл. 1.3);

U_огр - напряжение ограничения сигнала (2.8).

В.

Для расчета остальных значений напряжений, соответствующих верхним границам сегментов используется формула:

, В(2.14)

где j - номер сегмента, для которого рассчитывается напряжение;

- отношение шага квантования k-го сегмента к шагу квантования первого сегмента (табл. 1.3);

- отношение числа шагов квантования k-го сегмента к числу шагов квантования первого сегмента (табл. 1.3);

U₁ - напряжение верхней границы первого сегмента (2.13).

В.

U₃=(1+2*1+4*1)*0.2065=1.4459B

Так как используется пятисегментная шкала квантования, которая имеет три сегмента в положительной области, то:

U₄ = U_огр, В, (2.15)

где U_огр - напряжение ограничения сигнала (2.8).

U₄ = 3,1 В.

Следующим этапом расчетов является построение графика зависимости защищенности от значения уровня сигнала. Для этого выбираются пять значений уровней сигнала:

, дБ,(2.16)

где p₁ - нижняя граница нормируемого диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ (табл. 1.2);

p₂ - нижняя граница нормируемого диапазона уровней преобразуемого сигнала в ТНОУ (табл. 1.2).

Для каждого уровня сигнала динамического диапазона необходимо рассчитать значения эффективного напряжения:

, В,(2.17)

где p_ci - уровень сигнала динамического диапазона, для которого находится значение эффективного напряжения (2.16);

R - сопротивление телефонного канала (табл. 1.2).

В,

В,

В,

В,

В.

При использовании реальных кодеков с сегментными шкалами квантования основными составляющими шумов являются:

- шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 1; вероятность этого события обозначим W₁;

- шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зоны сегментов 2,3и 4; вероятности этих событий обозначим соответственно W₂ ,W₃ и W₄;

- шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону ограничения квантующей характеристики;

- шумы, вызванные погрешностями изготовления цифровых узлов.

Если принять, что распределение вероятностей случайных сигналов нормальное со среднеквадратическим значением равным эффективному значению напряжения, то значения вероятностей попадания в сегменты рассчитываются по следующим формулам:

, (2.18)

,(2.19)

,(2.20)

(2.21)

где U₁ - напряжение верхней границы первого сегмента (2.13);

U₂ - напряжение верхней границы второго сегмента (2.14);

U₃ - напряжение верхней границы третьего сегмента (2.14);

U₄ - напряжение верхней границы четвертого сегмента (2.15);

U_ci - эффективное значение напряжения при соответствующем уровне динамического диапазона (2.17).

Сначала необходимо рассчитать значения вероятностей попадания сигнала в сегменты для первого значения уровня динамического диапазона (i = 1):

U_ci = U_c1,(2.22)

где U_c1 - эффективное значение напряжения для первого значения уровня динамического диапазона (2.17).

,

,

,

Для этого же уровня рассчитывается величина ошибки ограничения:

, В,(2.22)

где U_ci - эффективное значение напряжения при соответствующем уровне динамического диапазона (2.17);

U_огр - напряжение ограничения сигнала (2.8).

В.

Теперь можно определить полную мощность шумов на выходе канала в ТНОУ при передаче сигнала в случае использования четырёхсегментной шкалы квантования:

,Вт, (2.23)

где W₁ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 1 (2.18);

W₂ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 2 (2.19);

W₃ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 3 (2.20);

W₄ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 4 (2.21); ?₁ - шаг квантования первого сегмента (2.11);

?₂ - шаг квантования второго сегмента (2.12);

?₃ - шаг квантования третьего сегмента (2.12);

?₄ - шаг квантования четвертого сегмента (2.12);

?_огр - ошибка ограничения (2.22);

R - сопротивление телефонного канала (табл. 1.2);

P_ш.и. - ожидаемое значение средней мощности шумов в канале, возникающих из-за погрешностей изготовления кодеков (табл. 1.2);

?f - ширина спектра преобразуемого сигнала (2.3);

f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов при частоте повторения кодовых слов (кодовых групп) (2.1).

P_ш = 0,2752 нВт.

Используя найденное значение мощности шумов, можно рассчитать величину помехозащищенности:

, дБ,(2.24)

где U_ci - эффективное значение напряжения при соответствующем уровне динамического диапазона (2.17);

P_ш - полная мощность шумов на выходе канала при данном значении уровня динамического диапазона (2.23);

R - сопротивление телефонного канала (табл. 1.2).

дБ.

Полученное значение необходимо сравнить с заданным значением допустимой защищенности сигнала. Должно выполняться условие:

a_ш ? a_н,(2.25)

где a_ш - значение защищенности передаваемого сигнала от шумов при данном уровне динамического диапазона (2.24);

a_н - минимально допустимое значение защищенности передаваемого сигнала от шумов в заданном диапазоне изменения его уровней (табл. 1.2).

30,5 дБ ? 35дБ.

Аналогичные вычисления производятся для остальных значений уровней сигнала в динамическом диапазоне по формулам (2.18) - (2.20) и (2.22) - (2.24). Результаты вычислений приведены в таблице 2.1.

Таблица 2.1 - Результаты расчетов для разных значений уровней сигнала при m=11

pci, Вт	Uci, В	W1	W2	W3	W4	,мВ	Pш, нВт	aш,дБ
-35	0,0138	1	0	0	0	0	0.2752	30,6
-30	0,0245	1	0	0	0	0	0.2752	35.6
-15	0,1377	0,86378	0,1362	0.00008	0	0	0.3102	50
0	0,7746	0.21284	0,36344	0,36244	0.0614	0.04	64,592	41,89
5	1.3774	0.11964	0,22082	0,36622	0.26928	53635662	847125	15,7

В таблице:

p_ci - уровень сигнала динамического диапазона (2.16);

U_ci - эффективное значение напряжения при соответствующем уровне динамического диапазона (2.17);

W₁ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 1 (2.18);

W₂ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 2 (2.19);

W₃ - шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 3 (2.20);

?_огр - ошибка ограничения (2.22);

P_ш - полная мощность шумов на выходе канала при данном значении уровня динамического диапазона (2.23);

a_ш - значение защищенности передаваемого сигнала от шумов при данном уровне динамического диапазона (2.24).

Так как значение защищенности второго-четвертого уровней динамического диапазона больше минимально допустимого значения защищенности, то при проектировании системы передачи будет использоваться по 11 бит в кодовом слове.

Теперь необходимо построить график зависимости защищенности сигнала от величины его уровня (рис. 2.2).

Рисунок 2.2 - График зависимости защищенности сигнала от величины его уровня

На графике хорошо видно, что значение защищенности сигнала в динамическом диапазоне больше минимально допустимого.

Таким образом, при расчете канала передачи аналоговых сигналов выбрано число бит в кодовом слове равное 11, частота дискретизации 21кГц, рассчитано значение напряжения ограничения, которое составило 3,1В и построен график зависимости защищенности сигнала от величины его уровня, который удовлетворяет требованиям к защищенности сигнала.

3. ПЕРЕДАЧА ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ

При расчете параметров каналов передачи дискретных сообщений необходимо проанализировать три способа кодирования и выбрать один из них по результатам сравнения тактовых частот.

3.1 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов при использовании способа кодирования амплитуды сигнала

При использовании способа кодирования амплитуд число бит в кодовых группах равно единице: m = 1.(3.1) Минимальное значение частоты следования кодовых групп зависит от частоты следования символов дискретных сигналов и заданной величины фазовых дрожаний:

, кГц,(3.2)

где f_с - частота следования символов дискретных сигналов, для двоичных сигналов она численно равна скорости (табл. 1.2);

д_н - предельно допустимое значение фазовых дрожаний (краевых искажений) передаваемого дискретного сигнала (табл. 1.2).

кГц.

Коэффициент использования пропускной способности цифрового канала рассчитывается по формуле:

,(3.3)

где f_с - частота следования символов дискретных сигналов, для двоичных сигналов она численно равна скорости (табл. 1.2);

f_г - минимальное значение частоты следования кодовых групп (3.2).

.

3.2 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов при использовании способа скользящего индекса

Способ скользящего индекса основан на передаче информации о временных положениях фронта дискретного сигнала в двоичном коде. Эта информация передается с помощью кодовых групп, состоящих не менее чем из трех символов.

При использовании этого способа минимальное значение частоты следования кодовых групп принимается равным частоте следования символов дискретных сигналов:

f_г = f_с, кГц, (3.4)

где f_с - частота следования символов дискретных сигналов, для двоичных сигналов она численно равна скорости (табл. 1.2).

f_г = 0,2 кГц.

Величина фазовых дрожаний рассчитывается по формуле:

,(3.5)

где m - число бит в кодовом слове.

Значение числа бит в кодовом слове выбирается из условия:

д ? д_н, (3.6)

где д - величина фазовых дрожаний (3.5);

д_н - предельно допустимое значение фазовых дрожаний (краевых искажений) передаваемого дискретного сигнала (табл. 1.2).

Минимально возможное число бит в кодовом слове при использовании данного способа кодирования равно трем, поэтому:

0,1 ? 0,17.

Так как условие (3.6) не выполняется, то число бит в кодовом слове выберем равным четырём.

0,065 ? 0,1

Так как условие (3.6) выполняется, то число бит в кодовом слове выбирается равным четырём.

Коэффициент использования пропускной способности канала может быть рассчитан по формуле:

,(3.7)

где m - число бит в кодовом слове.

.

3.3 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов при использовании способа фиксированного индекса

Способ фиксированного индекса также основан на передаче информации о временных положениях фронта дискретного сигнала кодовых групп, состоящих не менее чем из трех символов.

При использовании этого способа минимальное значение частоты следования кодовых групп также принимается равной частоте следования символов дискретных сигналов:

f_г = f_с, кГц,(3.8)

где f_с - частота следования символов дискретных сигналов, для двоичных сигналов она численно равна скорости (табл. 1.2).

f_г = 0,2 кГц.

Величина фазовых дрожаний рассчитывается по формуле:

,(3.9)

где m - число бит в кодовом слове.

Значение числа бит в кодовом слове выбирается из условия:

д ? д_н, (3.10)

где д - величина фазовых дрожаний (3.9);

д_н - предельно допустимое значение фазовых дрожаний (краевых искажений) передаваемого дискретного сигнала (табл. 1.2).

Минимально возможное число бит в кодовом слове при использовании данного способа кодирования равно трем, поэтому:



0,33 ? 0,1.

Так как условие (3.10) не выполняется, то необходимо увеличить число бит в кодовом слове. Тогда:

m = 5, (3.11)

0,067 ? 0,1.

Так как условие (3.11) выполняется, то число бит в кодовом слове выбирается равным пяти.

Коэффициент использования пропускной способности канала может быть рассчитан по формуле:

, (3.12)

где m - число бит в кодовом слове.

.

3.4 Выбор способа кодирования

Для выбора способа кодирования необходимо знать значения тактовых частот для каждого метода. Их можно найти по следующим формулам для способа кодирования амплитуд, скользящего и фиксированного индексов соответственно:

f_т.н.=N_т*m_т*f_т+N_в*m_в*f_в+N_ПДС-19,2*m_ПДС-19,2*f_ПДС-19,2+N_ПДС-0,2*m_н*f_г.н., кГц (3.13)

f_т.СИ.=N_т*m_т*f_т+N_в*m_в*f_в+N_ПДС-19,2*m_ПДС-19,2*f_ПДС-19,2+N_ПДС-0,2*m_СИ*f_г.СИ, кГц (3.14)

f_т.ФИ.=N_т*m_т*f_т+N_в*m_в*f_в+N_ПДС-19,2*m_ПДС-19,2*f_ПДС-19,2+N_ПДС-0,2*m_ФИ*f_г.ФИ, кГц (3.15)

где N_т - число телефонных каналов (табл. 1.2);

m_т - число бит в кодовом слове телефонного канала (табл. 1.2);

f_т - частота следования кодовых групп телефонного канала (табл. 1.2);

N_в - число каналов видеотелефонной связи (табл. 1.2);

m_в - число бит в кодовом слове канала видеотелефонной связи (2.28);

f_в - частота следования кодовых групп канала видеотелефонной связи (2.2);

N_ПДС-19,2 - число каналов ПДС-19,2 (табл. 1.2);

m_ПДС-19,2 - число бит в кодовом слове канала ПДС-19,2 (табл. 1.2);

f_ПДС-19,2 - частота следования кодовых групп канала ПДС-19,2 (табл. 1.2);

N_ПДС-1,2 - число каналов ПДС-1,2 (табл. 1.2);

m_н - число бит в кодовом слове канала ПДС-1,2 при использовании способа кодирования амплитуды сигнала(3.1);

f_г.н. - минимальная частота следования кодовых групп канала ПДС-0,2 при использовании способа кодирования амплитуды сигнала (3.2);

m_СИ - число бит в кодовом слове канала ПДС-1,2 при использовании способа скользящего индекса; f_г.СИ - минимальная частота следования кодовых групп канала ПДС-1,2 при использовании способа скользящего индекса (3.4); m_ФИ - число бит в кодовом слове канала ПДС-1,2 при использовании способа фиксированного индекса; f_г.ФИ - минимальная частота следования кодовых групп канала ПДС-1,2 при использовании способа фиксированного индекса (3.8).

f_т.н.= 6*8*8 + 2*11*21 + 2*3*24 + 10*1*2 = 1010кГц.

f_т.СИ.= 6*8*8+ 2*11*21 + 2*3*24 + 10*4*0,2 = 998 кГц.

f_т.ФИ.= 6*8*8 + 2*11*21 + 2*3*24 + 10*5*0,2 = 1000кГц.

Для выбора способа кодирования используется неравенство:

, (3.16)

где f_т.н. - ориентировочная тактовая частота при использовании метода наложения (3.13);

f_т.СИ - ориентировочная тактовая частота при использовании метода скользящего индекса (3.14).

,

Так как условие (3.16) не выполняется, и f_т.СИ? f_т.ФИ то при проектировании будет использоваться способ скользящего индекса, как обеспечивающий большую длину регенерационного участка.

Таким образом, для канала ПДС-0,2 получены следующие параметры:

f_г.= 0,2 кГц,

m = 4,

з = 0,25,

f_т.н.= 998 кГц.

4. ЦИКЛ ПЕРЕДАЧИ

4.1 Начальные параметры

В таблице 4.1 приведены начальные параметры каналов, которые будут необходимы для последующих расчетов.

Таблица 4.1 - Начальные параметры заданных каналов

Тип канала	Число каналов	min fгi, кГц	max fгi, кГц
Канал телефонный	6	7	10
Канал вещания	2	21
Канал ПДС-19,2	2	19,4	25
Канал ПДС-0,2	10	0,2
канал перед.СУВ	24	0,8

В таблице используются следующие обозначения:

min f_гi - минимальное значение частоты следования кодовых групп;

max f_гi - максимальное значение частоты следования кодовых групп.

От того, каким образом построен цикл передачи, зависят такие важные параметры ЦСП, как скорость передачи, время поиска и вхождения в синхронизм при сбое синхронизации, коэффициент использования пропускной способности цифрового группового тракта и т.д.

Число битов в цикле и число циклов в сверхцикле ограничены:

N_ц ? 2000,(4.1)

N_ц.сц ? 70,(4.2)

где N_ц - число битов в цикле;

N_ц.сц- число циклов в сверхцикле.

Для расчета ориентировочного минимального числа битов в цикле можно использовать формулу:

,(4.3)

где f_т - ориентировочное значение тактовой частоты группового цифрового сигнала, выбранное при определении способа кодирования в предыдущем пункте;

f_ц - частота повторения циклов, равная наименьшему значению частоты повторения кодовых групп из всех частот, представленных в таблице 4.1.

Так как это значение находится в пределах:

2000 ?? 70*2000,

то групповой сигнал необходимо создавать на основе циклов и сверхциклов

4.2 Расчет параметров и разработка структуры цикла

Для расчетов необходимо определить область разрешенных значений частот повторения циклов и сверхциклов:

,(4.4)

, (4.5)

где f_т - ориентировочное значение тактовой частоты группового цифрового сигнала, выбранное при определении способа кодирования в предыдущем пункте;

f_ц - частота повторения циклов;

min(minf_гi) - наименьшее значение частоты повторения кодовых групп из всех частот, представленных в таблице 4.1 (для частоты повторения сверхциклов с учетом также каналов СУВ);

f_сц - частота повторения сверхциклов.

,

2,495 кГц ? f_ц ? 14кГц

При выборе частот повторения циклов и сверхциклов необходимо учитывать следующие условия:

, для f_гi ? f_ц,(4.6)

, для f_гi ? f_ц,(4.7)

, (4.8)

где n_i - целые числа;

f_гi - частоты повторения кодовых групп, выбранные из промежутков [min f_гi; max f_гi];

f_ц - частота повторения циклов;

f_сц - частота повторения сверхциклов;

N_ц.сц. - число циклов в сверхцикле (целое число).

Частоты повторения циклов и сверхциклов можно выбрать:

f_ц = 8 кГц.(4.9)

f_сц = 0,8 кГц.(4.10)

Тогда можно записать значения n и найти число циклов в сверхцикле по (4.6)-(4.8):

,

,

.

Для синхронной работы приемника и передатчика необходимо ввести сигналы синхронизации: цикловой, которые передаются в начале каждого цикла, и сверхцикловой, которые передаются только в первом цикле каждого сверхцикла.

Частота повторения сигнала цикловой синхронизации равна частоте повторения цикла, а частота сигнала сверхцикловой синхронизации - частоте повторения сверхцикла, поэтому по (4.6) и (4.7):

Для расчета количества занимаемых тактовых интервалов цикла и сверхцикла в случае (4.6) используются формулы:

N_ц.i = N_i*m_i*n_i, (4.11)

N_сц.i = N_ц.сц.*N_ц.i.,(4.12)

где N_i - число каналов данного типа (табл. 4.1);

m_i - число бит в кодовом слове канала данного типа (табл. 4.1);

n_i - отношение частоты повторения группового сигнала и частоты повторения цикла соответствующего канала (4.6),

N_ц.сц. - число циклов в сверхцикле (4.8);

N_цi - число бит в цикле для данного канала (4.11).

N_ц.тел. = 6*8*1 = 40,

N_сц.тел. = 10*40 =400,

N_ц.вещ. = 2*11*3 = 66,

N_сц.вещ. = 10*66 =660,

N_{ц.ПДС-19.2} = 2*3*3 = 18,

N_{сц.ПДС-19.2} = 18*10 =180,

N_ц.сув. = 24*1*1 =24,

N_сц.сув. = 24*10 =240,

N_{ц. ц.синхр} = 1*7*1=7,

N_{сц. ц.синхр.} = 10*7 = 70.

Для случая (4.7):

N_сц.i = N_i*m_i*n_i,(4.13)

где N_i - число каналов данного типа (табл. 4.1);

m_i - число бит в кодовом слове канала данного типа (табл. 4.1);

n_i - отношение частоты повторения группового сигнала и частоты повторения сверхцикла соответствующего канала (4.7).

N_{сц.ПДС-0.2} = 10*4*4 =160,

N_{сц. сц.синхр.} = 1*4*1 = 4.

Для расчета минимально необходимого числа тактовых интервалов в цикле используется формула:

, (4.14)

где N_сц.i- число тактовых интервалов в сверхциклах каналов ((4.12) - (4.13));

N_ц.сц.- число циклов в сверхцикле (4.8).

.

Необходимо рассчитать коэффициент использования пропускной способности цифровой системы передачи. Для этого нужно знать число битов в сверхцикле:

N_сц. = N_ц.*N_ц.сц,(4.15)

где N_ц. - число тактовых интервалов в цикле (4.14);

N_ц.сц - число циклов в сверхцикле (4.10).

N_сц. =172 *10 = 1720.

N_св= N_сц- =1720-1714=6

Коэффициента использования пропускной способности канала рассчитывается по формуле:

,(4.16)

где N_сц - число битов в сверхцикле (4.15);

N_{сц.ц.синхр} - число битов сигналов цикловой синхронизации в сверхцикле (4.12);

N_{сц.сц.синхр} - число битов сигналов сверхцикловой синхронизации в сверхцикле (4.13);

N_св. - число свободных тактовых интервалов в сверхцикле.

.

Так как неравенство не выполняется, то увеличим число тактовых импульсов в цикле.

N_ц=175;

=1750;

=36;

=0,937.

Таким образом, для построения циклов необходимо учитывать, что сверхцикл содержит 10 циклов, а каждый цикл - по 175 тактовых интервала. Длительность сверхцикла можно рассчитать по формуле:

, мс, (4.17)

где f_сц - частота повторения сверхциклов (4.10).

мс.

Эти параметры удовлетворяют требованиям, предъявляемым к циклу и сверхциклу:

1) длительность сверхцикла не должна превышать (2-3)мс;

2) число бит в цикле и сверхцикле соответственно:

N_ц ? 2000,

N_сц ? 70.

Полученные значения можно свести в таблицу 4.2, в которой также представлена структура циклов.

Таблица 4.2 - Параметры цифровой системы передачи

Тип канала	Число каналов	min fгi, кГц	max fгi, кГц	fгi, кГц	fгi, бит	Nц.i	Nсц.i	Номера тактовых интервалов в цикле	Номера циклов
1	2	3	4	5	6	7	8	9	10
Телефон-ный	6	7	10	8	8	40	400	12-27, 72-87, 128-135,	1-10
Вещания	2	21		21	11	66	660	28-49, 88-109, 136-152,	1-10
ПДС-0,2	10	0,2		0,2	4		160	50-57, 110-113 158-161	1-10
ПДС-19,2	2	19,4	25	24	3	18	180	58-63, 114-119, 162-167	1-10
СУВ	24	0,4	0,8	0,8	1	24	240	64-71 120-127 168-175	1-10
Цикл. синхр.	1			8	7	7	70	5-11	1-10
Сверхциклсинхр.	1			0,8	4		4	1-4	1
Своб. такт. интер.							36	1-4	2-10

В таблице используются следующие обозначения:

min f_гi - минимальное значение частоты следования кодовых групп;

max f_гi - максимальное значение частоты следования кодовых групп;

f_гi,кГц - выбранное значение частоты следования кодовых групп;

f_гi,бит - число бит в кодовых группах;

N_цi - число бит в цикле каналов;

N_сц.i- число тактовых интервалов в сверхциклах каналов.

Для расчета тактовой частоты цифрового группового сигнала можно использовать следующую формулу:

f_т = f_ц*N_ц, кГц,(4.18)

где f_ц - частота повторения циклов (4.9);

N_ц - число тактовых интервалов в цикле (4.16).

f_т = 8*175 = 1400 кГц.

Таким образом, при проектировании циклов были рассчитаны значение тактовой частоты (1400кГц), коэффициент использования пропускной способности системы (0,94), частота повторения циклов (8 кГц) и сверхциклов (0,8кГц), а также получена структура цикла, представленная на рисунке 4.1.

Рисунок 4.1 - Структура цикла

На рисунке СЦ - сверхциклы;

Ц - циклы;

Р - тактовые интервалы.

Полнее цикл расписан в таблице 4.2.

5. ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ

Расчет линейного тракта в данном проекте упрощен. В частности, полагается, что все виды помех в линии, включая переходные, имеют нормальный или гауссовский закон распределения вероятностей мгновенных значений. Полагается также, что потери помехозащищенности регенератора не зависят от характеристик используемого корректора (т.е. от фактической длины регенерационного участка). Процесс проектирования имеет итерационный характер.

Так как значение тактовой частоты в линии не велико, то целесообразно при кодировании использовать код АМI(ЧПИ), который не изменяет тактовую частоту:

, кГц(5.1)

где f_т - значение тактовой частоты.

Fтл =1400кГц=1,4МГц.

5.1 Расчет амплитуды на входе регенератора

Помехи, приведенные ко входу регенератора, складываются из шумов термического происхождения участка линии и внешних помех. Эффективное значение напряжения помех, приведенное ко входу регенератора:

, В(5.2)

где f_т.л. - значение тактовой частоты в линии, подставляемое в МГц (5.1);

p_в.п. - абсолютный уровень внешних помех на входе регенератора;

Z_в - волновое сопротивление (табл. 1.4).

мВ.

Защитный интервал определяющим образом влияет на вероятность ошибок в передаче символов в пределах одного регенерационного участка. С другой стороны, допустимое значение вероятности ошибок в пределах одного регенерационного участка зависит от принятых норм на достоверность передачи битов по линейному тракту и от числа регенераторов, установленных в тракте. Чрезмерно сложный характер обеих зависимостей ведет к необходимости проведения расчетов итерационного характера.

На первом этапе значение вероятности принимается:

(P_l)₁ = 8*10^-10.

Это значение обеспечивается, если отношение защитного интервала и напряжения помехи составляет:

.(5.3)

Для реального регенератора амплитуда импульса на входе составляет:

, В(5.4)

где - отношение защитного интервала и напряжения помехи (5.3);

U_п - эффективное напряжение помех (5.2);

?a_з - потери помехозащищенности регенератора (табл. 1.4).

мВ.

5.2 Расчет затухания импульсного сигнала на регенерационном участке наибольшей длины

В ЦСП длина любого регенерационного участка должна быть меньше некоторого предельно допустимого значения. Незначительное превышение длины приводит к чрезвычайно резкому возрастанию вероятности ошибок.

Предельно допустимое наибольшее затухание импульсов на регенерационном участке может быть рассчитано по формуле

дБ, (5.5)

где U_вых - амплитуда импульсов в кабеле на выходе регенератора (табл. 1.4); (U_вх)₁ - амплитуда импульсов на входе регенератора (5.4).

дБ.

5.3 Расчет предельно допустимой длины регенерационного участка

При расчете предельно допустимой длины регенерационного участка используется формула:

км,(5.6)

где (a_s)₁ - затухание импульсного сигнала на регенерационном участке (5.5);

a(0,5*f_т.л) - километрическое затухание кабеля, рассчитанное по формуле, приведенной в таблице 1.4 для заданного типа кабеля, на частоте f=0,5*fт.л (МГц).

км.

5.4 Расчет допустимой вероятности ошибок в передаче символов на регенерационном участке предельно допустимой длины

Проектирование линейных трактов ЦСП может выполняться из расчета, что суммарная, результирующая вероятность ошибок на трактах длиной 10000 км не должна превышать 10^-6. Такие же требования предъявляются к линейному тракту. Это означает, что:

,(5.7)

где (l_s)₁ - предельно допустимая длина регенерационного участка (5.6);

к - коэффициент размножения ошибок, величина которого зависит от кода в линии.

Для кода АМI составляет 1.

.

5.5 Требования к защитному интервалу на этапе итерации (i+1)

Для очередного этапа итерации:

,(5.8)

где (P_l)_i+1 - допустимая вероятность ошибок в передаче символов на регенерационном участке предельно допустимой длины (5.7).

.

Для этого значения отношения защитного интервала и напряжения помехи аналогичным образом рассчитываются значения амплитуды на выходе регенератора, затухания импульсного сигнала и предельно допустимая длина регенерационного участка.

мВ,

дБ.

км.

Расчет следует закончить в тот момент, когда:

. (5.9)

.

Условие (5.9) выполняется, значит, расчет может быть окончен.

Таким образом, по результатам расчетов:

l_s = 4.3 км,

a_s = 77,8 дБ,

U_вх = 0.451 мВ,

P_l = 8*10^-10.

При расчете количества регенераторов на магистрали заданной длины следует помнить, что длины регенерационных участков не могут превышать предельно допустимое значение, рассчитанное выше, но могут иметь меньшие значения, поэтому:

, (5.11)

где L - длина линейного тракта проектируемой системы (табл. 1.4);

l_s - предельно допустимая длина регенерационного участка (5.6).

.

Следовательно, при проектировании необходимо установить не менее 49 регенерационных пунктов через расстояния, не превышающие 4.3 км.

6. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА АППАРАТУРЫ ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ

6.1 Структурная схема мультиплексора и демультиплексора

Схема мультиплексора в данном курсовом проекте должна содержать аналого-цифровые преобразователи и кодеры для подсистем аналоговых сигналов и кодеры для подсистем передачи дискретных сигналов. На вход мультиплексора должны подаваться сигналы четырех типов: видеотелефонной связи, телефонный, ПДС-1,2, ПДС-1024.

На рисунке 6.1 представлена структурная схема мультиплексора.

Рисунок 6.1 - Структурная схема мультиплексора

На схеме АИМ-2 - амплитудно-импульсный модулятор;

К - кодер;

ГО_пер - генераторное оборудование передающей части;

ФГС - формирователь группового сигнала;

ЦС - сигналы цикловой синхронизации;

СЦС - сигналы сверхцикловой синхронизации.

Для модуляции аналоговых сигналов используется метод ИКМ, поэтому аналого-цифровой преобразователь содержит фильтр, АИМ-2 и кодер. Фильтр предназначен для того, чтобы в спектре сигнала осталась лишь нижняя боковая полоса. Пройдя через АИМ-2, сигнал дискретизируется по времени и на выходе имеет вид отсчетов, следующих с частотой дискретизации, равной частоте повторения кодовых групп. После этого отсчеты сигналов из разных каналов одного типа объединяются в один групповой сигнал, не накладываясь друг на друга. Это достигается благодаря использованию ключей, управляемых во времени. В кодере производится кодирование сигнала с числом бит в кодовом слове, равным m, для каждого канала это число свое. На выходе кодера наблюдается цифровой сигнал.

Преобразование дискретного сигнала аналогично преобразованию аналогового сигнала за исключением отсутствия фильтра.

После того как сигналы преобразовались в цифровой вид, они поступают на вход формирователя группового сигнала. Туда же на отдельные входы поступают сигналы цикловой и сверхцикловой синхронизации. В формирователе группового сигнала происходит распределение сигналов различных каналов по циклу в соответствии с заданной структурой цикла.

Мультиплексор содержит также генераторную аппаратуру, которая выдает необходимые частоты, в том числе и сигналы синхронизации.

На приеме происходит операция обратная операции в передатчике: групповой цифровой сигнал преобразовывается в аналоговые и дискретные сигналы разных каналов. Эта операция производится в демультиплексоре.

На рисунке 6.2 представлена структурная схема демультиплексора.

На схеме ДК - декодер;

ГО_пр - генераторное оборудование приемной части;

ПСС - приемник сигналов синхронизации;

Р - разделительное устройство;

ЦС - сигналы цикловой синхронизации;

СЦС - сигналы сверхцикловой синхронизации.



Рисунок 6.2 Структурная схема демультиплексора

Пройдя через разделитель, цифровой сигнал разделяется на сигналы соответствующих типов каналов. Затем сигналы поступают на декодеры соответствующих типов каналов, после чего, благодаря использованию ключей, сигналы соответствующих каналов поступают на соответствующие им приемники. Как видно на схеме демультиплексор содержит также приемник сигналов синхронизации, куда поступают сигналы синхронизации из канала, пройдя через разделитель.

Деультиплексор содержит также генераторную аппаратуру с внешней синхронизации из цифрового канала, которая подключена к приемнику сигналов синхронизации.

6.2 Оконечная аппаратура линейного тракта

Линейный тракт подключается на передающей стороне к мультиплексору, а на приемной к демультиплексору. На всей длине магистрали должны находиться обслуживаемые и необслуживаемые регенерационные пункты, а также при необходимости промежуточные станции. Необходимо чтобы регенерационные пункты находились на расстоянии не более 4.3 км, и на длине 200 км их должно быть не менее 49.



Рисунок 6.3 - Структурная схема линейного тракта

На схеме ОС - оконечная станция (2);

НРП - необслуживаемые регенерационные пункты (32);

ОРП - обслуживаемые регенерационные пункты (5).

Передающая часть оконечной аппаратуры линейного тракта содержит кодер линейного тракта, на выходе которого формируется сигнал с тактовой частотой линейного тракта, рассчитанной в предыдущем пункте. Для кодирования используется код AMI, обеспечивающий три уровня в линии.

Приемная часть оконечной аппаратуры линейного тракта содержит станционный регенератор и декодер линейного тракта. Станционный регенератор должен иметь значение вероятности ошибочного приема не более допустимого значения вероятности ошибок в передаче символов на регенерационном участке. В состав станционного регенератора входят усилитель с корректором, два решающих устройства, выделитель тактовой частоты с полосовым фильтром или устройством фазовой автоподстройки частоты и выходное устройство.

На рисунке 6.4 представлена структурная схема регенератора.

Рисунок 6.4 - Структурная схема регенератора

На схеме ВУ - входной усилитель;

ИЛ - искусственная линия;

Корр - корректор;

ОУ - основной усилитель;

ПФ - узкополосный фильтр;

Фазовр. - фазовращатель;

Форм. - формирователь;

РУ - решающее устройство;

ВК - выходной каскад.

Ослабленный и искаженный по форме входной сигнал поступает через входной усилитель на искусственную линию, который предназначен для дополнения длины регенерационного участка, чтобы длина регенерационного участка соответствовала оптимальному значению. Пройдя через корректор, сигнал поступает на основной усилитель, где происходит увеличение его амплитуды, так как корректор и искусственная линии ослабляют сигнал.

Усиленный сигнал вместе с тактовыми импульсами поступает на решающее устройство. Тактовые импульсы выделяются из выпрямленного сигнала узкополосным фильтром. Формирователь создает две сдвинутые на полпериода тактовой частоты последовательности узких стробирующих импульсов. Одна из них определяет моменты решения (сравнения сигнала с пороговым уровнем в РУ) и определяют передние фронты регенерируемых импульсов. Необходимые временные соотношения для принятия решения подбираются с помощью фазовращателя (ФВ). Вторая последовательность стробирующих импульсов определяет задние фронты регенерированных импульсов.