Размещено на http://www.allbest.ru/

Санкт-Петербургский Государственный Политехнический Университет

Кафедра “Радиотехника и телекоммуникации”

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

по курсу "Устройства генерирования и формирования сигнала"

Проектирование передатчика низовой радиосвязи (ПНРС)

Выполнил студент

группы 3092/1:

Гальцев А.С.

Преподаватель:

Уткин М.А.

Санкт-Петербург 2004

Содержание

1. Условные обозначения

2. Введение

3. Расчетная часть

3.1 Техническое задание

3.2 Структурная схема возбудителя и ее расчет

3.2.1 Расчет кварцевого генератора

3.3 Расчет оконечного каскада

3.3.1 Расчет коллекторной цепи транзистора

3.3.2 Расчет входной цепи

3.4 Расчет предварительного каскада

3.4.1 Расчет коллекторной цепи транзистора

3.4.2 Расчет входной цепи

4. Список литературы

5. Приложения

1. Условные обозначения

A3J - однополосная одноканальная телефония с полностью подавленной несущей

АГ - автогенератор

АМ - амплитудная модуляция

БМ - балансный модулятор

БТ - биполярный транзистор

ВБП - верхняя боковая полоса

ДПКД - делитель с переменным коэффициентом деления

КГ (КАГ) - кварцевый генератор (автогенератор)

КР - кварцевый резонатор

КС - колебательная система

КФ - кварцевый фильтр

НБП - нижняя боковая полоса

НРС - низовая радиосвязь

ОМ - однополосная модуляция

ОС - обратная связь

ПГ - перестраиваемый генератор

ПФ - полосовой фильтр

УМК - усилитель модулированных колебаний

УРУ - усилитель с распределенным усилением

УЭ - управляющий элемент

ФАПЧ - фазовая автоподстройка частоты

ФД - фазовый детектор

ФНЧ - фильтр нижних частот

ШПУ - широкополосный усилитель

2. Введение

В проекте рассматривается расчет однополосного (ОБП) радиопередатчика низовой радиосвязи (НРС). Передатчики НРС применяют в диапазонах КВ и УКВ для передачи сообщений на небольшие расстояния. В передатчиках КВ диапазона наиболее распространены режимы амплитудной телеграфии и телефонии, а также однополосной одноканальной телефонии (A3J); в передатчиках УКВ диапазона - частотная модуляция.

Однополосная модуляция (ОМ) сигнала является разновидностью амплитудной модуляции (АМ). Но построение структурных схем передатчиков с ОМ имеет ряд особенностей по сравнению с передатчиками с АМ. Применяемые для формирования колебаний с ОМ балансные модуляторы на полупроводниковых диодах и узкополосные полосовые фильтры ограничивают мощность модулятора несколькими милливаттами, исключают его диапазонность из-за невозможности выполнить с необходимыми показателями оперативно перестраиваемые фильтры и, более того, принуждают выбирать частоту поднесущей, на которой производится ОМ, в промежутке 100... 500 кГц. где параметры полосовых кварцевых и электромеханических фильтров получаются оптимальными.

Вследствие этих ограничений структурная схема передатчиков с ОМ строится так, чтобы полученные в однополосном модуляторе колебания с ОМ на частоте, например 128 кГц, с помощью одного или нескольких преобразователей частоты транспонировались к рабочей частоте и затем с помощью линейного усилителя усиливались до необходимой мощности.

На рис. 1 приведена такая обобщенная структурная схема передатчика с ОМ. На этой схеме указаны: однополосный модулятор 1; преобразователь частоты ОМ колебаний 2; источник необходимых поднесущих колебаний - синтезатор 3, фильтр для подавления побочных продуктов при преобразовании частоты 4; диапазонный усилитель модулированных колебаний (УМК) с ОМ 5, колебательная система (КС) выходного каскада УМК 6 и фильтр для подавления ВЧ составляющих, попадающих в телевизионный диапазон (так называемый телевизионный фильтр) 7. Низкочастотные сигналы подаются на вход однополосного модулятора через входное устройство 8.

Рис. 1. Структурная схема передатчика с ОМ

Однополосные модуляторы 1 в современных мощных передатчиках, как правило, строятся по фильтровому методу. В передатчиках малой мощности с пониженными требованиями можно иногда встретить модуляторы, построенные по фазофильтровому методу. В этом случае однополосная модуляция осуществляется на рабочей частоте, вследствие чего элементы 2 и 4 структурной схемы оказываются ненужными.

На приведенной схеме в качестве источника колебаний поднесущих частот , изображен синтезатор частот, на одном - двух выходах которого получаются сигналы с необходимыми постоянными поднесущими частотами (например, ) и на одном выходе - сигнал с частотой, которая может по желанию выбираться в определенном диапазоне. Именно с помощью этой частоты и устанавливается рабочая частота сигналов на выходе передатчика. Синтезаторы современных однополосных передатчиков - это сложные высокочастотные устройства, обеспечивающие получение постоянных и переменных поднесущих частот с очень малой нестабильностью ().

Сформированный в 1 сигнал с ОМ на частоте далее с помощью преобразователей частоты 2 и фильтров 4 транспонируется к рабочей частоте. Затем однополосный сигнал на рабочей частоте подается на вход УМК 5, который в зависимости от выходной мощности может состоять из двух - четырех усилительных каскадов. Для упрощения настройки передатчика первые один - два каскада обычно выполняются в виде широкополосных ненастраиваемых усилителей. Последние один - два каскада мощных передатчиков - обычно резонансные усилители. В передатчиках средней и малой мощности () последний каскад также выполняется в виде широкополосного усилителя (ШПУ) на лампах (УРУ) или на транзисторах.

Колебательная система выходного каскада 6 служит для подавления излучения на гармониках, а также для согласования сопротивлений. В современных однополосных передатчиках колебательная система выполняется обычно в виде одного или двух связанных П - образных контуров. На выходе одного П - образного контура или между первым и вторым контурами обычно включается переменный элемент связи для получения оптимальной загрузки передатчика. Применяемая в настоящее время однотактная схема УМК существенно проще при выполнении, чем двухтактная. Однако в связи с использованием однотактных схем возникла известная трудность согласования их с симметричными КВ антеннами. Для передатчиков мощностью до 20…100 кВт уже разработаны симметрирующие трансформаторы с ферритовыми сердечниками. Для передатчиков мощностью более 100 кВт разработаны симметрирующие трансформаторы без сердечников. Передатчики же старых типов мощностью свыше 50 кВт часто имеют двухтактную схему выходного каскада [2].

3. Расчетная часть

3.1 Техническое задание

Спроектировать передатчик низовой радиосвязи (ПНРС) со следующими параметрами:

· Диапазон рабочих частот МГц;

· Мощность в антенне (нагрузке) Вт;

· Волновое сопротивление фидера (тип антенны) Ом (Н);

· Коэффициент полезного действия фидера ;

· Коэффициент бегущей волны КБВ = 0.8;

· Диапазон частот модулирующего сигнала Гц;

· Режим работы передатчика - А3J;

· Питание осуществляется от аккумуляторов напряжением 12 В или от бортовой сети 27 В.

Прежде чем приступать к расчетам, следует доопределить техническое задание, используя ГОСТ 13260-67 и здравый смысл:

· Ослабление нижней боковой полосы частот передатчика 60 дБ;

· Ослабление несущей частоты передатчика 60 дБ;

· Необходимо реализовать в рабочем диапазоне сетку частот с шагом 0,5 МГц;

· Выходной каскад транзисторный.

3.2 Структурная схема возбудителя и ее расчет

Как уже упоминалось, возбудитель однополосного радиопередатчика состоит из входного устройства, однополосного модулятора, преобразователя частоты ОМ колебаний, источника поднесущих колебаний и фильтра для подавления побочных продуктов при преобразовании частоты.

Задачами входного устройства являются согласование входа передатчика с телефонной линией, по которой подводится к передатчику передаваемое сообщение , подавление компонент входного сигнала, находящихся вне полосы телефонного канала, установка и поддержание необходимого уровня сигнала на входе балансного модулятора (БМ) и, наконец, ограничение амплитуды сигналов, превысивших допустимое значение. Для выполнения этих задач во входном устройстве (рис. 2) обычно имеются входной согласующий регулируемый аттенюатор 1, полосовой фильтр 2, усилитель 3, амплитудный ограничитель 4 и выходной аттенюатор 5. Входной аттенюатор обычно рассчитывается на сопротивление линии 600 Ом и на регулировку уровня в пределах ±20 дБ. Входной фильтр 2 подавляет низкочастотные () и высокочастотные наводки в линии.

Рис. 2. Входной тракт модулятора

Главная задача устройств 3, 4 заключается в поддержании на входе выходного аттенюатора 5 приблизительно постоянного среднего уровня сигнала и исключении из него резких выбросов. Задачей выходного аттенюатора является подача к БМ полного входного напряжения [2].

Существует четыре наиболее известных метода формирования однополосного сигнала: фильтровой, фазоразностный, фазофильтровой (метод Уивера) и синтетический метод Верзунова. В процессе анализа задачи было решено остановиться на первом способе, так как при тщательном рассмотрении становится ясно, что поскольку фазоразностный и фазофильтровой методы основаны на компенсации нежелательных продуктов модуляции (несущей, второй боковой), то невозможно получить высокие и устойчивые во времени показатели модуляторов, построенных по этим методам. К тому же проектируемый передатчик должен иметь перестройку в диапазоне частот, поэтому фазоразностный и фазофильтровой методы не подходят, т.к. очень сложно реализовать фазовращатели, работающие в диапазоне частот. Что касается синтетического метода Верзунова, то, по сути дела, - это метод переноса каким - то образом уже сформированного однополосного сигнала на другую несущую частоту. Основной проблемой этого метода является разница задержек по разным каналам. В отличии от других методов фильтровой способ формирования ОБП сигнала лишен выше перечисленных недостатков, так как в нем не используются фазовращатели, и он одноканален.

В фильтровом методе накладываются очень строгие требования на фильтры. В 40 - 50-х годах были достигнуты крупные успехи в разработке высококачественных полосовых ВЧ - фильтров, использующих в качестве резонаторов кварцевые и стальные резонаторы. По этим причинам фильтровой метод формирования сигналов с ОМ стал преобладающим и в настоящее время широко используется в высококачественных устройствах.

Принципиальная основа этого метода заключается в том, что предварительно получается колебание с АМ, а затем с помощью полосового фильтра выделяется колебание в желательной боковой полосе, и подавляются колебания несущей и в другой боковой. На рис. 3 приведены структурная схема однополосного модулятора (ОМ), состоящая из балансного модулятора 1, и полосового фильтра (ПФ) 2, и диаграммы спектров сигналов в различных точках этой схемы[2].

Большими недостатками модуляторов этого типа являются невозможность работы в диапазоне частот и сравнительно невысокие частоты (100…500 кГц), на которых возможна их реализация. Для использования таких модуляторов в передатчиках, работающих в широком диапазоне частот, применяют транспонирование (перенос по частоте) сформированного сигнала с ОМ (см. рис. 4).

Рис. 3. Структурная схема ОМ и эпюры сигналов

Рис. 4. Общая структурная схема возбудителя ОБП колебаний

На рис. 4 изображена структурная схема однополосного возбудителя, проектируемого передатчика. В качестве элемента, задающего сетку рабочих частот, используется синтезатор с ДПКД. Синтезаторы с ДПКД, часто называемые также цифровыми синтезаторами, позволяют максимально использовать элементы цифровой схемотехники. Они имеют значительные преимущества перед другими типами синтезаторов по габаритным размерам, технологичности и надежности. Ахиллесовой пятой подобных устройств является их инерционность, но в нашем случае это не существенный минус, так как рабочие частоты не слишком высоки.

В состав синтезатора с ДПКД входят: кварцевый генератор (КГ), фазовый детектор (ФД), делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД), фильтр нижних частот (ФНЧ), перестраиваемый генератор (ПГ) и управляющий элемент (УЭ). Сигнал с выхода ДПКД поступает на ФД, на который одновременно поступает сигнал от КГ с частотой . Выходное напряжение ФД, как в обычной системе ФАПЧ, через ФНЧ воздействует на УЭ, который изменяет частоту ПГ. Меняя коэффициент деления N, можно изменять частоту колебаний на выходе синтезатора. При этом шаг частот синтезатора равен частоте [2].

Как упоминалось выше, для формирования однополосного сигнала в проектируемом передатчике используется метод повторной балансной модуляции (он же фильтровой). На вход первого балансного модулятора одновременно поступают модулирующий сигнал и первая поднесущая частота . Далее отфильтровывается несущая и нижняя боковая полоса НБП. Требуемое подавление несущей и НБП 60 дБ. Рассчитаем крутизну ската соответствующего фильтра:

Столь высокой крутизной ската обладают кварцевые фильтры (до 1000 дБ/%).

В результате первого преобразования получили ОП сигнал занимающий полосу от кГц до кГц, а ширина полосы ДF=F_max - F_min = 3.1 кГц - осталась прежней.

Если произвести повторную балансную модуляцию, то для максимально возможной несущей требуемая крутизна фильтра составит



Значение получившейся крутизны спада характеристики вполне доступно для обыкновенного LC-фильтра (до 100…150 дБ/%)

Рис. 5. Балансный модулятор и его спектр

На рис. 5, в качестве примера, приведена схема балансного модулятора и его спектр на выходе. Вследствие симметричности схемы относительно источника колебаний несущей частоты в спектре выходного сигнала компонента с несущей частотой обычно сильно подавлена. Эта схема достаточно практична, так как возможная точность симметрии, от которой зависит степень подавления компоненты с несущей частотой , определяется лишь точностью подбора диодов в мостике. Применение диодных сборок или согласованных пар биполярных или полевых транзисторов обеспечивает подавление несущей более чем на 35 дБ [2].

Если вернутся к структурной схеме однополосного возбудителя (рис. 4), то будет видно, что элементом, к которому предъявляются самые жесткие требования, является опорный генератор, построенный на основе кварцевого резонатора, так как именно он отвечает за стабильность частоты. Произведем его расчет.

3.2.1 Расчет кварцевого генератора

Стабильность частоты автогенератора (АГ) существенно зависит от добротности и стабильности его колебательной системы. В АГ с LC-контурами (их добротность обычно не выше 200...300) стабильность частоты не превышает 10^-3…10^-4. В автогенераторах СВЧ, где используют объемные резонаторы из специальных материалов с малыми потерями, с малыми изменениями размеров при дестабилизирующих воздействиях и с добротностью до нескольких тысяч, стабилизирующее действие колебательной системы увеличено. Добротность кварцевых резонаторов (КР) во много раз превышает добротность прочих колебательных систем и составляет 10^-4…10^-6; эталонность (постоянство) параметров КР также заметно выше. Современный уровень развития пьезокварцевой техники, использование кварцевых резонаторов в качестве основных элементов стабилизации частоты позволяют получить кварцевые генераторы с нестабильностью частоты до 10^-11 за сутки.

Эквивалентная схема КР (для области частот, близкой к основной резонансной частоте) и зависимость реактивного сопротивления от частоты показаны на рис. 6. Между частотами и индуктивное сопротивление резонатора изменяется от нуля до большой величины, в то время как частота меняется в узких пределах (менее 0,4%). При этом

;

,

где С₀ - статическая емкость пьезоэлемента и кварцедержателя; L_КВ, С_КВ, - динамические эквивалентные индуктивность, емкость и активное сопротивление пьезоэлемента [7].

Можно составить схему замещения кварца (см. рис. 7), где

;

,

а ,

Рис. 6. Эквивалентная схема кварца и зависимость реактивного сопротивления от частоты

Рис. 7. Схема замещения кварца

Примерно до 20 МГц КР возбуждают на основной частоте, а выше 20 МГц - на механических гармониках. КР выбирают на заданную частоту, его тип определяется требованиями к нестабильности частоты АГ, предпочтение следует отдавать КР с малым значением произведения , при этом легче выполняются условия самовозбуждения в АГ, особенно на гармониках [4].

Однокаскадные АГ чаще всего строят по трехточечным схемам. Основное применение нашла схема емкостной трехточки как наиболее надежная и стабильная.

Рис. 8. Емкостная трехточка

Задача расчета состоит в выборе параметров колебательной системы и определении режима АГ, при котором обеспечивается заданная мощность в нагрузке, паразитные колебания отсутствуют и мощности, рассеиваемые АЭ и КР, не превышают допустимых значений [4].

Исходные данные для расчета:

Возьмем вакуумный КР со следующими параметрами , , , , , .

Отсюда находим

;

;

;

;

;

.

Расчет режима АГ:

В качестве активного элемента возьмем транзистор ГТ311 со следующими параметрами , , , , , , , , , .

АГ с повышенной стабильностью частоты работают в недонапряженном режиме с недоиспользованием АЭ как по току, так и по напряжению:

; .

Поэтому выбираем

,

Зададимся углом отсечки, который в АГ обычно равен . Берем . Для этого угла , , , .

По графикам на рис. 8 находим , , и вычисляем

;

;

.



Рис. 9. Графики функций

Рабочее значение коэффициента обратной связи (ОС) должно быть меньше наименьшей из этих величин: F_i, F_u, F_p для нахождения предельных значений коэффициента ОС .

Таким образом, в данном случае наиболее жесткое ограничение по k определяется допустимым током . Выбираем .

В схемах, где КР включен последовательно с элементами контура, расчеты существенно упрощаются, если оценивать степень связи КС с нагрузкой не КПД , а коэффициентом

.

При повышенных требованиях к стабильности частоты рекомендуется выбирать .

В нашем случае возьмем ; мощность в нагрузке ; .

Мощность, рассеиваемая на кварце

.

Мощность, выделяемая в коллекторной цепи

.

Поскольку АГ работают с низким КПД, то мощность рассеиваемая АЭ, того же порядка, что и потребляемая от источника коллекторного питания :

,

[4].

Полная принципиальная схема проектируемого кварцевого генератора представлена на рис. 10

Рис. 10. Принципиальная схема кварцевого АГ

Расчет параметров контура АГ:

Коэффициент обратной связи

.

С другой стороны из уравнения баланса амплитуд вытекает условие

.

Таким образом, получаем систему уравнений

Ее решением являются и .

В свою очередь

и ,

откуда

и .

Не стоит забывать о входной и выходной емкостях АЭ:

,

,

где и емкости непосредственно самого контура.

Возьмем в качестве номинальных емкостей и (здесь и далее для выбора номинальных емкостей и сопротивлений используется ряд Е24).

Проверим, выполняется ли неравенство:

[7]

.

Оценим частоту, на которой генерируются колебания:

Расчет цепи питания АГ:

Аппроксимированные параметры транзистора

,

,

,

Нормированная частота колебаний

Гармонические составляющие тока коллектора

Амплитуда напряжения на базе

Амплитуда напряжения на коллекторе

Постоянная составляющая тока базы

Смещение на базе

Для улучшения стабильности частоты и мощности в АГ, кроме внешнего применяют автоматическое смещение от тока эмиттера. С ростом сопротивления автосмещения R_Э его стабилизирующее действие увеличивается, а энергетические показатели ухудшаются. В качестве компромиссного решения рекомендуется выбирать R_Э = 100…500 Ом (для БТ) [4].

Возьмем R_Э = 300 Ом.

Конденсатор должен обладать малым сопротивлением к переменному току на нижней рабочей частоте

.

Сопротивление R_Б определяется из соотношения R_Б = (10…20)Х₂ = 7.22…14.44 кОм

Возьмем R_Б = 7.5 кОм.

Напряжение источников питания цепей коллектора U_К и базы U_ВН

,

В нашем случае питание осуществляется от аккумулятора напряжением 12 В (см. ТЗ), поэтому дополнительно в схему КАГ необходимо внести гасящий резистор R₃, на котором будет падать часть напряжения:

Найдем сопротивления R₁ и R₂. Принимаем ток через делитель



Мощность в нагрузке

,

откуда [4].

Конденсатор должен исключить протекание переменного тока через источник питания, поэтому его сопротивление на нижней рабочей частоте должно быть во много раз меньше сопротивления выхода АГ

.

Конденсатор должен обладать малым сопротивлением к переменному току на нижней рабочей частоте

.

3.3 Расчет оконечного каскада

Данный каскад должен обеспечивать необходимое усиление во всем диапазоне рабочих частот нашего передатчика. Поэтому этот усилитель выполнен по схеме широкодиапазонного двухтактного усилителя (коэффициент перекрытия ).

Так как усилитель двухтактный, то расчет режима работы транзистора ведется при заданной мощности

.

По техническому заданию выходная мощность равна 50 Вт, но учитывая потери в выходных согласующих цепях, примем эту мощность равной 55 Вт. Также учтем, что фидер, соединяющий оконечный каскад ВЧ тракта передатчика с антенной, работает на рассогласованную нагрузку с . При этом входное сопротивление отличается от . К тому же к нему добавляется реактивная составляющая (в частности, при ,

,

а ).

Таким образом

.



Рис. 11. Принципиальна схема двухтактного усилителя

передатчик радиосвязь каскад транзистор

Здесь трансформатор Тр₃ согласует выходной сопротивление каскада с сопротивлением нагрузки, а трансформатор Тр₂ служит для закорачивания четных гармоник.

Возьмем кремниевый транзистор КТ 927В типа. Он имеет следующие основные параметры:

Таблица 1

Параметры статических идеализированных характеристик

Высокочастотные параметры

rнас, Ом

rб, Ом

rэ, Ом

Rу.э, кОм

0

ft, МГц

Ск, пФ

Сэ, пФ

к, пс

LЭ, нГн

Lб, нГн

LК, нГн

0.6

-

-

>0.1

15...50

100…200

120….190

1700….2850

-

-

-

-

Допустимые параметры

Тепловые

Энергетические

Uкб.доп, В

Uкэ.доп, В

Uбэ.доп, В

Iк0.доп,, (Iкmax.доп), А

Iб0.доп, А

Диапазон рабочих частот, МГц

tп.доп C

Rпк, C/Вт

Рн, Вт

Е/К, В

Схема включения

70

70

3.5

10(30)

-

1.5…30

200

1.5

75

28

ОЭ

3.3.1 Расчет коллекторной цепи транзистора

Исходные данные: , , транзистор работает в режиме отсечки ().

Для , , .

1. Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе в граничном режиме

2. Максимальное напряжение на коллекторе

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

4. Постоянная составляющая коллекторного тока

5. Максимальная величина коллекторного тока

6. Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания



7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи

8. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора

9. Сопротивление коллекторной нагрузки

На выходе двухтактной схемы для согласования ее с нагрузкой стоит трансформатор-линия с коэффициентом трансформации n = 2 и . Отсюда находим сопротивление коллекторной нагрузки

.

Из расчета видно, что выходное сопротивление выше желаемого. Произведем перерасчет по заданному сопротивлению . Волновое сопротивление трансформатора

Ом.

1. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе при заданной мощности

2. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

3. Постоянная составляющая коллекторного тока

4. Максимальная величина коллекторного тока

5. Напряжение коллекторного питания

т.к. оконечный каскад построен по двухтактной схеме, то усилитель должен работать в режиме класса В. Т.е. . Таким образом, нам необходимо поставить «гасящий» резистор в цепь питания (здесь и далее для выбора номинальных емкостей и сопротивлений используется ряд Е24).

6. Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания



7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи

8. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора

[1].

В результате пересчета уменьшился КПД, но зато каскад работает на согласованную нагрузку.

3.3.2 Расчет входной цепи

В широкодиапазонных двухтактных генераторах при работе транзисторов с отсечкой (режим класса В) надо, чтобы отсутствовали перекосы в импульсах тока , и тогда в них будут отсутствовать нечетные гармоники (). Устранение импульсов перекосов в импульсах тока достигается включением шунтирующего добавочного сопротивления между выводами базы и эмиттера транзистора. Сопротивление выравнивает постоянные времени эммиттерного перехода в закрытом и открытом состояниях на частотах , на которых можно считать, что включено параллельно эмиттерному переходу транзистора.

Одновременно сопротивление снижает максимальное обратное напряжение на закрытом эмиттерном переходе (при возбуждении источника с большим внутренним сопротивлением) и, кроме того, повышает устойчивость работы генератора. Таким образом, при включении во всем диапазоне частот при возбуждении от источника гармонического тока импульсы коллекторного тока будут близки к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки и, а импульсы напряжения на эмиттерном переходе - к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки (р-и). Фазовый сдвиг между максимальными значениями токов и определяется инерционностью транзистора, обусловленной диффузионной емкостью С_Д в открытом состоянии и барьерной емкостью С_Э в закрытом состоянии эмиттерного перехода.

При включении транзистора с ОЭ целесообразно между коллекторным и базовыми выводами транзистора включать сопротивление . При выборе его величины из условия

создается дополнительная отрицательная обратная связь на НЧ и СЧ (), такая же по величине, как на ВЧ через емкость С_К. В результате на всех частотах модуль коэффициента усиления по току транзистора снижается в

раз

1. Амплитуда тока базы

2. Максимальное обратное напряжение на эммитерном переходе

3. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов

4. Напряжение смещения на эмиттерном переходе

5. Значения, , , и в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора



6. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора

7. Входная мощность

8. Коэффициент усиления по мощности

[1].

Мощность, теряемая на добавочном сопротивлении

Следовательно, мощность, подводимая к входу одного плеча оконечного каскада, составляет

Входное сопротивление одного плеча оконечного каскада

Источник коллекторного питания подсоединен к усилителю через дроссели Др^/₁, Др^/₂ и зашунтирован конденсатором С_бл2. Сопротивление дросселей на нижней рабочей частоте должно быть во много раз больше сопротивления выхода каскада, чтобы исключить шунтирования выходной цепи, следовательно, их индуктивность равна

,

а конденсатор С_бл2 должен исключить протекание переменного тока через источник питания, поэтому его сопротивление на нижней рабочей частоте должно быть во много раз меньше сопротивления выхода каскада, поэтому его емкость равна

.

Источник напряжения смещения также подключен через разделительные дроссели Др₁, Др₂ и зашунтирован конденсатором С_бл1.

3.4 Расчет предварительного каскада

Предварительный каскад строится по той же схеме, что и оконечный.

Сопротивление коллекторной нагрузки с учетом коэффициента трансформации n = 2 и потерь в линии согласования

Волновое сопротивление трансформатора

Ом.

Возьмем кремниевый транзистор КТ 957А типа. Он имеет следующие основные параметры:

Таблица 2

Параметры статических идеализированных характеристик

Высокочастотные параметры

rнас, Ом

rб, Ом

rэ, Ом

Rу.э, кОм

0

ft, МГц

Ск, пФ

Сэ, пФ

к, пс

LЭ, нГн

Lб, нГн

LК, нГн

0.3

-

-

-

10...80

100…250

450….600

1000.…2250

-

1.4

2.2

2

Допустимые параметры

Тепловые

Энергетические

Uкб.доп, В

Uкэ.доп, В

Uбэ.доп, В

Iк0.доп, (Iкmax.доп), А

Iб0.доп, А

Диапазон рабочих частот, МГц

tп.доп C

Rпк, C/Вт

Рн, Вт

Е/К, В

Схема включения

-

60

-

-(15)

-

1.5…30

-

1.42

125

28

-

3.4.1 Расчет коллекторной цепи транзистора

,

1. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе при заданной мощности

2. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

3. Постоянная составляющая коллекторного тока

4. Максимальная величина коллекторного тока

5. Напряжение коллекторного питания

т.к. предварительный каскад построен по двухтактной схеме, то усилитель должен работать в режиме класса В. Т.е. . Таким образом, нам необходимо поставить «гасящий» резистор в цепь питания

6. Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания

7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи

8. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора

[1].

3.4.2 Расчет входной цепи

1. Амплитуда тока базы

2. Максимальное обратное напряжение на эммитерном переходе

3. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов

4. Напряжение смещения на эмиттерном переходе

5. Значения, , , и в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора

6. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора

6. Входная мощность

7. Коэффициент усиления по мощности

[1].

Мощность, теряемая на добавочном сопротивлении

Следовательно, мощность, подводимая к входу одного плеча предварительного каскада, составляет

Входное сопротивление одного плеча предварительного каскада

,

.

На основании выше приведенных расчетов и значения мощности на выходе однополосного возбудителя () делаем вывод о необходимости еще двух предварительных усилителей. Их расчет производить не будем. Приведем лишь сопротивление коллекторной нагрузки, на которую работает ПУ2 (с учетом коэффициента трансформации n = 2 и потерь в линии согласования )

Волновое сопротивление трансформатора

Ом.

4. Список литературы

1. Проектирование радиопередающих устройств / Под ред. В. В. Шахгильдяна. -М.: Радио и связь, 1984;

2. Радиопередающие устройства / Под редакцией В. В. Шахгильдяна, - М: Радио и связь, 1990;

3. Сергеев А.Я., Уткин М. А. Расчёт транзисторного ВЧ усилителя мощности. - Л.: Изд. ЛПИ,1977;

4. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Под ред. Г.М. Уткина - М.: Советское радио, 1979;

5. Радиопередающие устройства / Под ред. Г.А. Зейтленка - М.: Связь, 1969;

6. Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ: Учеб. пособие для вузов / О.В. Алексеев, А.А. Головков, А.Я. Дмитриев и др.; Под ред. О.В. Алексеева. - М.: Радио и связь, 1987;

7. М.С. Шумилин, В.Б. Козырев, В.А. Власов. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. Учебн. пособие для техникумов. - М.: Радио и связь, 1987;

8. Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах: Учеб. пособие для радиотехн. спец. Вузов. - М.: Высшая школа - 1989.

5. Приложения

Размещено на Allbest.ru