Метод контроля параметров эхо-сигналов в каналах передачи данных

Размещено на http://www.allbest.ru/

Метод контроля параметров эхо-сигналов в каналах передачи данных

Султанов Борис Владимирович,

профессор, доктор технических наук,

Колготин Павел Вячеславович,

аспирант,

инженер Центра специальной связи и информации ФСО России в Пензенской области.

Пензенский государственный университет.



Организация эффективной передачи данных по каналам связи невозможна без наличия объективной информации о параметрах каналов. При этом наряду с традиционными измерительными задачами (например, такими, как измерение уровней сигналов, частотных характеристик трактов передачи и т. д.) в данном приложении возникают и специфические, решение которых требует разработки новых нестандартных подходов. В частности, при организации дуплексной передачи данных по коммутируемым двухпроводным каналам телефонной сети общего пользования особую важность приобретает проблема компенсации эхо-сигналов. Под эхо-сигналом понимается помеха, обусловленная эффектом попадания передаваемого сигнала в собственный тракт приёма, связанным с принципиальной невозможностью полного разделения направлений передачи и приема при сопряжении четырех- и двухпроводных участков случайным образом коммутируемого канала. Суммарный эхо-сигнал, как правило, представляет собой композицию ближнего (БЭ) и дальнего (ДЭ) эха. Сигнал БЭ возникает при сопряжении местного модема с двухпроводным участком коммутируемых городских абонентских линий, сигнал ДЭ появляется при сопряжении междугородних магистральных каналов с разделенными направлениями передачи и приема с двухпроводной коммутируемой городской абонентской линией на удалённом конце тракта передачи. Присутствие в тракте формирования ДЭ каналообразующей аппаратуры, осуществляющей преобразование спектров сигналов, обуславливает возможность изменения частоты несущего колебания в сигнале ДЭ по отношению к ее номинальному значению

,

имеющему место в передаваемом сигнале данных. Значение ухода частоты несущей в сигнале ДЭ



оказывает существенное влияние на работу двухпроводных дуплексных модемов с эхокомпенсаторами [1], поэтому актуальной является задача его измерения. При этом известные подходы к решению данной проблемы, применяемые за рубежом [2,3], характеризуются чрезвычайно высокой сложностью и при наличии специфики, присущей отечественным каналам (относительно большие значения

,

возможность перекрытия сигналов БЭ и ДЭ), являются неработоспособными.

В статье рассматривается метод измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха, позволяющий решить эту задачу при любых значениях

независимо от взаимного расположения сигналов БЭ и ДЭ.

Метод базируется на использовании гармонического тестового сигнала. При подаче на вход тракта формирования эха тестового колебания вида:

(1)

и наличии в сигнале дальнего эха ненулевой частотной расстройки несущего колебания отклик тракта в дискретном времени (после АЦП на рис.3) можно описать выражением



,(2)

где и - амплитуды, и - фазы гармоник соответственно БЭ и ДЭ;

; ;

- отсчёты дискретного белого гауссовского шума; - номер текущего отсчета последовательности.

Как показано в работе [4], измерение сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума может быть эффективно осуществлено с использованием цифровых систем фазовой синхронизации (ЦСФС). Для того, чтобы можно было воспользоваться данным подходом в рассматриваемой ситуации, необходимо каким-либо способом устранить из сигнала

составляющую ближнего эха. Поскольку предполагаемому диапазону изменения соответствуют чрезвычайно малые значения разницы относительных частот гармоник БЭ и ДЭ, например, при и значения

находятся в интервале

и, как правило,



,

решить эту проблему путём традиционной фильтрации не представляется возможным. Вместе с тем особенностью данной задачи является тот факт, что относительное значение несущей частоты тестового сигнала в (2) является фиксированным, заранее известным. Это обстоятельство позволило предложить новый подход к устранению мешающего влияния сигнала БЭ в рассматриваемой ситуации [5], основанный на использовании нерекурсивного гребенчатого фильтра

-го порядка [6],

схема которого изображена на рис. 1.

Рис. 1.

Фильтр представляет собой трансверсальную структуру, включающую элементов задержки, с двумя ненулевыми коэффициентами

и .



Его передаточная функция имеет вид

.(3)

Полагая в (3)

, где ;

- нормированная частота, получаем выражение для комплексной частотной характеристики фильтра

,

модуль которой представляет собой амплитудно-частотную характеристику (АЧХ)

.(4)

График АЧХ, построенный на основании (4), представлен на рис. 2.



Рис. 2.

Из графика видно, что относительным частотам

, (5)

являющимся корнями тригонометрического уравнения

,

соответствуют нули функции

.

Поскольку в процессе измерения частоты тестового сигнала и дискретизации могут быть заданы от одного генератора, относительное значение

,



как уже отмечалось, является абсолютно стабильным и заранее известным. Соответствующим выбором порядка

рассматриваемого фильтра можно добиться, чтобы один из нулей его АЧХ точно совпадал со значением.

При этом при прохождении через такой фильтр сигнала, определяемого выражением (2), гармоника ближнего эха оказывается полностью подавленной.

Вместе с тем наряду с отмеченным свойством нужно, чтобы даже при небольших отклонениях от значение существенно отличалось от нуля (то есть, чтобы крутизна АЧХ в окрестностях её нулей была как можно выше). Этого можно добиться, сокращая ширину частотного интервала

эхо сигнал канал передача данное

(6)

между двумя соседними нулями.

Предел возможного уменьшения в условиях рассматриваемого эксперимента устанавливается неравенством

,(7)

обеспечивающим включение в этот интервал всего предполагаемого диапазона возможных значений частотной расстройки. Кроме того, в соответствии с (5) необходимо, чтобы частота



была кратна значению

,

то есть должно выполняться соотношение

,(8)

где - некоторое целое.

Условия (6-8) позволяют рассчитать требуемое значение

.

В частности, при

; ; ,

получаем:

.

При выбранных таким образом параметрах в области малых

значения АЧХ определяются выражением



.

Это обеспечивает возможность (с последующим применением системы автоматической регулировки усиления (АРУ) и ЦСФС) опустить нижнюю границу измеряемых значений до десятых долей Гц.

Структура устройства, иллюстрирующего возможность практической реализации предлагаемого метода, представлена на рис. 3.

В реализации метода можно выделить 3 цикла.

В первом цикле осуществляется измерение мощности преобразованного гребенчатым фильтром (ГБ) шума канала, необходимое для точной оценки значения нормирующего коэффициента, обеспечивающего номинальное значение уровня сигнала подаваемого на вход ЦСФС. С этой целью на вход тракта возникновения эха рис. 3 подается нулевой уровень, вследствие чего на выходе этого тракта присутствует только аддитивный шум канала. Этот шум преобразуется в отсчеты цифровой последовательности в АЦП, которые затем фильтруются узкополосным цифровым фильтром (УПЦФ). Поскольку в рассматриваемом методе используется гармонический тестовый сигнал (1) с частотой

,

а возможный диапазон спектральных линий отклика канала ограничен областью

, где < 10-15 Гц,

важно отметить, что полоса пропускания УПЦФ может быть сделана значительно уже полосы пропускания канала.



Рис. 3.

Это позволяет существенно уменьшить мощность, а, следовательно, и мешающее влияние аддитивного канального шума и в конечном итоге дает возможность повысить точность предлагаемого метода измерения. Выходной сигнал УПЦФ преобразуется описанным выше гребенчатым фильтром (ГБ) и с его выхода подается на вычислитель мощности сигнала (ВМС), в котором в течение всего первого цикла определяется мощность этого сигнала в соответствии с выражением:

,(9)

где N1 - число дискретных отсчетов сигнала, укладывающихся в длительности 1-ого цикла;

- отсчеты входного сигнала узла ВМС.

По окончании 1-ого цикла вычисленное значение мощности шума фиксируется в узле запоминания (УЗ).

Во втором цикле производится измерение мощности отклика канала на гармонический тест с подавленной гармоникой БЭ и с использованием этого и полученного в 1-ом цикле результатов вычисляется необходимое значение нормирующего коэффициента. Длительность 2-ого цикла равна длительности 1-ого цикла. При этом сигнал вида (1) подается на вход тракта возникновения эха, а затем преобразуется посредством АЦП, УПЦФ и ГБ . Выходной сигнал ГБ

,

имеющий вид

,(10)

так же как и в первом цикле поступает на ВМС, где определяется его мощность.

После этого в узле вычитания (УВ) осуществляется оценка мощности присутствующей на входе ГБ гармоники дальнего эха

.

В узле определения нормирующего коэффициента (УОНК) вычисляется нормирующий коэффициент

,

определяемый как отношение номинального уровня опорного сигнала ЦСФС к величине

:

.

На этом 2-ой цикл работы заканчивается.

В 3-м цикле осуществляется измерение ухода частоты несущей в сигнале ДЭ, выполняемое с помощью ЦСФС 1-ого порядка. При этом на вход тракта возникновения эха вновь подается тестовый сигнал (1), а выходной сигнал ГБ

,

описываемый выражением (10), масштабируется посредством умножения на

.

В результате амплитуда гармоники ДЭ, присутствующая в сигнале

принимает номинальное значение (равное амплитуде опорного сигнала ЦСФС) и подается на вход ЦСФС.

Как показано в работе [4] в случае, когда значение частоты присутствующего в смеси сигнала с шумом



гармонического колебания отличается от частоты

на величину

в установившемся режиме работы ЦСФС первого порядка выходной сигнал

ее фазового дискриминатора:

,

где

- относительное значение ухода круговой частоты несущей в сигнале ДЭ;

?параметр ЦСФС;



- преобразованный ЦСФС аддитивный шум входной смеси

.

Этот сигнал в схеме рис.3 по истечении некоторого времени с начала 3-го цикла, необходимого для завершения в ЦСФС переходного процесса, поступает на вход узла определения ухода частоты несущей (УОУЧН). В УОУЧН осуществляется усреднение отсчетов сигнала

с целью устранения мешающего влияния шума на результат измерения величины

Количественные соотношения, связывающие точность измерения на фоне шума с объёмом усреднения, приведены в работе [4]. При необходимости по найденной величине

в УОУЧН можно определить и абсолютное значение ухода частоты несущей



.

Рассмотренный метод достаточно прост в реализации и позволяет измерить значение ухода частоты несущей сигнала дальнего эха в расширенном динамическом диапазоне независимо от взаимного расположения сигналов БЭ и ДЭ.



Литература

1. Werner J.J. Effects of channel impairements on the performance of an in-band data-driven echo-canceler // AT&T Tech. J., vol. 64, No.1 (January 1985), pp. 91 - 113.

2. Wittke P.H., Penstone S.R., Keightley R.J. Measurements of echo parameters to high-speed full-duplex data transmission on telephone circuits // IEEE J. Selected Areas Commun., vol. SAC-2, No.5 (September 1984), pp. 703 -710.

3. Long G., Ling F. Fast initialization of data driven Nyquist in-band echo canceler // IEEE Trans. on Commun., vol. 41, No 6 (June, 1993), pp. 893 - 904.

4. Султанов Б.В. Применение цифровых систем фазовой синхронизации для измерения сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума // Радиотехника. - 2000. - № 9. - С. 21 - 26.

5. Колготин П.В., Румянцева Н.Б, Султанов Б.В., Шутов С.Л., Щербаков М.А., Патент России №2345373, 27.01.2009.

6. Каппелини В. Цифровые фильтры и их применение / В. Каппелини, А. Дж. Константинидис, П. Эмилиани - М.: Энергоатомиздат, 1983. - 360 с.

Размещено на Allbest.ru