Размещено на http://www.allbest.ru

Размещено на http://www.allbest.ru

Расчет схемы стабилизированного источника питания

Введение

В последнее время в электронике возникло и быстро развилось новое направление -- цифровая обработка сигналов. Цифровые методы, основывающиеся на использовании микропроцессоров, проникли множество областей радиоэлектроники и привели к созданию совершенно новых способов обработки сигналов. С помощью программных методов получены такие результаты, которые ранее были достижимы только сложными аппаратными средствами. Одновременно развивалась новая технология создания монолитных интегральных схем, объединяющих на одном кристалле аналоговые и цифровые устройства. Такие комбинированные микросхемы и гибкие системы цифровой обработки оказались исключительно перспективными благодаря своей дешевизне, относительной простоте и гибкости. При этом собственно аналоговая электроника, несмотря на совершенствование технологии операционных усилителей, как-то уходила в тень.

Сейчас же хорошее знание аналоговой электроники приобретает большее значение, поскольку по мере развития систем цифровой обработки повышаются требования к качеству входных и выходных аналоговых сигналов.

Глава 1. Обзор литературы

1.1 Источник питания

источник питания стабилизированный схема

Для любого электронного устройства необходим источник питания. Характерной особенностью современных источников питания является комплексный характер предъявляемых к ним требований. Помимо основной задачи (стабилизации напряжения) перед ними часто ставят дополнительные, связанные с преобразованием параметров выходного напряжения. Источники питания делятся на первичные и вторичные.

Под первичными источниками электропитания обычно понимают преобразователи энергии какого-либо вида (механической, химической, тепловой, световой и т. д.) в электрическую. К таким источникам относятся электромашинные генераторы, аккумуляторы, гальванические элементы, солнечные и атомные элементы и т. д.

Вторичными источниками электропитания (ИВЭП) называются преобразователи электрической энергии одного вида (род тока, напряжение, частота, число фаз) в электрическую энергию другого вида.

В общем случае постоянное напряжение получают путем трансформирования и последующего выпрямления напряжения сети. Полученное таким способом напряжение питания, как правило, имеет заметную пульсацию и изменяется в зависимости от нагрузки и колебаний напряжения сети. Поэтому в цепь питания часто вставляют фильтр, сглаживающий пульсации, и стабилизатор напряжения, делающий выходное напряжение ИП независимым от перепадов напряжения сети.

Функциональная схема ИП имеет следующий вид:



Рисунок 1.1. Функциональная схема.

а) силовой трансформатор служит для согласования напряжений переменного тока с выпрямленным напряжением;

б) выпрямитель служит для получения знакопостоянного напряжения;

в) сглаживающий фильтр служит для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения;

г) стабилизатор напряжения поддерживает выпрямленное напряжение U_н практически постоянным при изменении тока нагрузки или питающего напряжения U_пит.

Функцию преобразования уровней напряжения и тока выполняют силовые трансформаторы. Напряжения на обмотках трансформатора принято давать в эффективных (действующих) значениях. Для выпрямления переменного тока используются полупроводниковые диоды. Схема простейшего однополупериодного выпрямителя и временные диаграммы на его входе и выходе представлены на рисунке 2. Выпрямленное напряжение содержит постоянную составляющую (), первую () и высшие гармоники. Известно, что среднее значение первой гармоники за полупериод равно:

.

Рисунок 1.2. Однополупериодный выпрямитель

Коэффициент пульсации представляет собой отношение амплитуды первой гармоники к постоянной составляющей.

.

Для уменьшения коэффициента пульсаций параллельно с нагрузкой в цепь выпрямителя включается конденсатор. Форма напряжения на нагрузке с параллельно подключенным конденсатором показана пунктиром.

Для улучшения параметров выпрямителя применяется мостовая схема выпрямления (рисунок 3), которая обеспечивает протекание тока через нагрузку во время положительной и отрицательной полуволн. Максимальная величина обратного напряжения на диодах равна выходному напряжению схемы в режиме холостого хода (т.е. при ):

Так как ток в нагрузке для мостовой схемы протекает в течение обоих полупериодов, то постоянная составляющая выпрямленного напряжения будет в два раза больше, чем для однополупериодного выпрямителя; т.е.

.

Тогда:

Рисунок 1.3. Схема мостового выпрямителя

Диоды в данной схеме выбирают таким образом, чтобы максимально возможный ток через него был минимум в 1.5 выше тока через нагрузку:

Из выражений (2) и (4) и временных диаграмм (рис. 2 и рис. 3) видно, что коэффициент пульсации в схеме двухполупериодного выпрямителя в два раза больше, чем в схеме однополупериодного выпрямителя.

1.1.1 Сглаживающий фильтр

Напряжение на выходе любого выпрямителя всегда пульсирующее и содержит постоянную и переменную составляющую напряжения. Для сглаживания пульсаций применяют сглаживающие фильтры - устройства, предназначенные для подавления пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, при котором происходит нормальная работа потребителя. Простейшим СФ является конденсатор, включаемый параллельно нагрузке. Основным параметром сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания.

Коэффициентом сглаживания называют отношение коэффициента пульсации на входе фильтра к коэффициенту пульсации на выходе фильтра.

Рассмотрим принцип действия емкостного фильтра с мостовым выпрямителем.

Рисунок 1.4 - Пример выпрямителя с сглаживающим фильтром

На выходе выпрямителя образуется пульсирующее напряжение. Допустим конденсатор разряжен. При подаче напряжения на конденсатор он начинает заряжаться - короткий отрезок пилы на рисунке. Достигнув максимального значения, амплитуда выходного напряжения выпрямителя начинает уменьшаться до нуля.

Рисунок 1.5. Форма выходного напряжения выпрямителя со сглаживающим фильтром

Соответственно, заряженный до максимального значения конденсатор начинает разряжаться через нагрузку - длинный отрезок пилы. При следующем нарастании амплитуды процесс повторяется. Естественно, что размах амплитуды пилы, а это тоже пульсации, напрямую зависит от емкости конденсатор и от величины сопротивления нагрузки, конечно. Чем больше емкость, тем меньше пульсации, чем меньше сопротивление нагрузки, тем больше пульсации.

Для эффективного сглаживания, конденсатор выбирают такой, чтобы постоянная RC цепи была во много раз больше периода напряжения:

Rн - сопротивление нагрузки, f - частота питающей цепи.

Пульсация напряжения на нагрузке находится по формуле:

1.1.2 Стабилизатор напряжения

В большинстве силовых электрических сетей напряжение поддерживается с точностью не выше ±5%.

Для обеспечения заданной стабильности питающего напряжения применяют стабилизаторы напряжения.

Стабилизатором напряжения называют устройства, которые автоматически поддерживают напряжение на стороне потребителя с заданной степенью точности.

Основными дестабилизирующими факторами, вызывающими изменение напряжения потребителя, являются колебания входного питающего напряжения, изменения тока нагрузки потребителя, колебания частоты тока сети, изменения окружающей температуры и др.

В зависимости от рода напряжения стабилизаторы подразделяются на стабилизаторы переменного напряжения и стабилизаторы постоянного напряжения. По принципу стабилизации стабилизаторы делятся на параметрические и компенсационные. В качестве параметрических стабилизаторов используют нелинейные элементы. Стабилизация напряжения в таких стабилизаторах осуществляется за счет нелинейности вольтамперной характеристики нелинейного элемента.

В параметрических стабилизаторах постоянного напряжения в качестве нелинейного элемента используют стабилитроны.

Принцип работы параметрического стабилизатора напряжения (рисунок 1.5) заключается в поддержании постоянного напряжения на сопротивлении нагрузки (). При изменении входного напряжения , за счёт перераспределения токов, протекающих через линейный () и нелинейный (стабилитрон) элементы.

Рисунок. 1.6. Схема параметрического стабилизатора напряжения

Приведем основные соотношения, необходимые для расчета параметров стабилизатора.

Главным при расчете стабилизатора является выбор типа стабилитрона на напряжение нагрузки U_cт=U_н и обеспечение условий его работы, при которых изменяющийся в процессе работы ток стабилитрона I_ст не выходил бы за пределы рабочего участка, т. е. не был меньше _Icт.min и больше I_ст.мах.

Основные соотношения токов и напряжений ползаем, воспользовавшись первым и вторым законом Кирхгофа:

где

Из этих соотношений ток стабилитрона определяется выражением:

Напряжение Uн, определяемое напряжением Ucт, изменяется незначительно, в связи с чем его можно считать неизменным. Тогда при изменении тока нагрузки (сопротивления Rn) и напряжения Е ток Iст будет изменяться от некоторого минимального до максимального значения. Минимальному значению тока стабилитрона будет соответствовать минимальные значения Еmax и Rmin, а максимальному значению тока стабилитрона -- максимальные значения Емах и Rmax. Расчет стабилизатора сводится к тому, чтобы выбрать величину сопротивления RБ, при которой через стабилитрон протекал бы ток Ict.min. соответствующий началу его рабочей характеристики. Балластное сопротивление определяется выражением



Ток , протекающий через стабилитрон в процессе работы схемы, учитывают выбором типа прибора по току, исходя из того, чтобы этот ток не превышал максимально допустимого значения, указанного в справочнике.

Показателем качества стабилизации напряжения служит коэффициент стабилизации К_ст, показывающего во сколько раз относительное приращение напряжения на выходе стабилизатора меньше вызвавшего его относительного приращения напряжения на входе:

С учётом того, что R_н >>r_д и R_Б >>rд, выражение для коэффициента стабилизации запишем в виде выходное сопротивление параметрического стабилизатора R_вых = r_д.

Недостатками такого стабилизатора напряжения являются:

1) потеря части напряжения на балластном резисторе, что приводит к снижению КПД стабилизатора

2) сравнительно небольшой коэффициент стабилизации и значительное выходное сопротивление.

Для получения более постоянного напряжения на нагрузке при изменении потребляемого тока к выходу выпрямителя подключают стабилизатор в виде биполярного транзистора, представляющего собой монокристалл полупроводника, в котором чередуются три области электронной (n) и дырочной (р) проводимости.

Для подключения к другим элементам и источнику питания транзистор имеет выводы, которые называются коллектором (К), эмиттером (Э) и базой (Б). Ширина базы в сравнении с шириной эмиттера и коллектора очень мала.

Рисунок 1.7. Схема включения транзистора с общим эмиттером

В таком устройстве работают стабилитронV5 и регулирующий транзистор V6. Расчет позволит выбрать все элементы стабилизатора, исходя из заданного выходного напряжения U_н и максимального тока нагрузки I_н. Расчет стабилизатора ведут в следующем порядке.

1. Определяют необходимое для работы стабилизатора входное напряжение (U_вып) при заданном выходном (U_н):

U_вып = U_н + 3,

Здесь цифра 3, характеризующая минимальное напряжение между коллектором и эмиттером транзистора, взята в расчете на использование как кремниевых, так и германиевых транзисторов. Если стабилизатор будет подключаться к готовому или уже рассчитанному выпрямителю, в дальнейших расчетах необходимо использовать реальное значение выпрямленного напряжения U_вып.

2. Рассчитывают максимально рассеиваемую транзистором мощность:

Р_mах = 1,3 (U_вып - U_н) I_н,

3. Выбирают регулирующий транзистор. Его предельно допустимая рассеиваемая мощность должна быть больше значения Р_max, предельно допустимое напряжение между эмиттером и коллектором - больше U_вып, а максимально допустимый ток коллектора - больше I_н.

4. Определяют максимальный ток базы регулирующего транзистора:

I_б.макс = I_н / h_{21Э min},

где: h_21Эmin - минимальный коэффициент передачи тока выбранного (по справочнику) транзистора.

5. Подбирают подходящий стабилитрон. Его напряжение стабилизации должно быть равно выходному напряжению стабилизатора, а значение максимального тока стабилизации превышать максимальный ток базы I_{б max}.

6. Подсчитывают сопротивление резистора R1:

R1 = (U_вып - U_ст) / (I_{б max} + I_{ст min}),

Здесь R1 - сопротивление резистора R1, Ом;U_ст - напряжение стабилизации стабилитрона, В;I_б.max - вычисленное значение максимального тока базы транзистора, мА;I_ст.min - минимальный ток стабилизации для данного стабилитрона, указанный в справочнике (обычно 3…5 мА).

1.2Активные фильтры

Фильтрация -- преобразование сигналов с целью изменения соотношения между их различными частотными составляющими. Фильтры обеспечивают выделение полезной информации из смеси информационного сигнала с помехой с требуемыми показателями. Основная задача выбора типа фильтра и его расчета заключается в получении таких параметров, которые обеспечивают максимальную вероятность обнаружения информационного сигнала на фоне помех. Частотно-избирательная цепь, выполняющая обработку смеси сигнала и шума некоторым наилучшим образом, называется оптимальным фильтром. Критерием оптимальности принято считать обеспечение максимума отношения сигнал-шум. Это требование приводит к выбору такой формы частотного коэффициента передачи фильтра, которая обеспечивает максимум отношения сигнал-шум на его выходе. В задачах линейной фильтрации предполагается, что наблюдаемый реальный процесс представляет собой аддитивную смесь сигнала и помехи.

В большинстве случаев электрический фильтр представляет собой частотно-избирательное устройство. Следовательно, он пропускает сигналы определенных частот и задерживает или ослабляет сигналы других частот. Наиболее общими типами частотно-избирательных фильтров являются фильтры нижних частот (пропускают низкие частоты и задерживают высокие частоты), фильтры верхних частот (пропускают высокие частоты и задерживают низкие частоты), полосовые фильтры (пропускают полосу частот и задерживают те частоты, которые расположены выше и ниже этой полосы) и режекторные фильтры (задерживают полосу частот и пропускают частоты, расположенные выше и ниже этой полосы).

Рисунок 1.8. Общее изображение электрического фильтра.

Более точно характеристику частотно-избирательного фильтра можно описать, рассмотрев его передаточную функцию

H(s)=U2(s)/U2(s),

Величины U₁ и U2 представляют собой соответственно входное и выходное напряжения, как показано на общем изображении фильтра на рис. 1.

Для установившейся частоты s=j () передаточную функцию можно переписать в виде

H(j)=H(j)e^j(),

где H(j) модуль передаточной функции или амплитудно-частотная характеристика; () фазо-частотная характеристика, а частота (рад/с) связана с частотой f (Гц) соотношением =2f.

Диапазоны или полосы частот, в которых сигналы проходят, называются полосами пропускания и в них значение амплитудно-частотной характеристики H(j) относительно велико, а в идеальном случае постоянно. Диапазоны частот, в которых сигналы подавляются, образуют полосы задерживания и в них значение амплитудно-частотной характеристики относительно мало, а в идеальном случае равно нулю. В качестве примера на рис. 1.2 штриховой линией показана амплитудно-частотная характеристика идеального фильтра нижних частот с единственной полосой пропускания 0<<c и полосой задерживания >c . Частота c между двумя этими полосами определяется как частота среза. На практике невозможно реализовать эту идеальную характеристику. Следовательно, основная проблема при конструировании фильтра заключается в приближении реализованной в лаборатории реальной характеристики с заданной степенью точности к идеальной. Вариант такой реальной характеристики показан сплошной линией на рисунок 1.2.



Рисунок 1.9. Идеальная и реальная АЧХ фильтра нижних частот.

В практическом случае полосы пропускания и задерживания четко не разграничены и должны быть формально определены. Исходя из нашего определения, в качестве полосы пропускания выбирается диапазон частот, где значение амплитудно-частотной характеристики превышает некоторое заранее выбранное число, обозначенное A1 на рис. 2, а полосу задерживания образует диапазон частот, в котором амплитудно-частотная характеристика меньше определенного значения, например, A2 . Интервал частот, в котором амплитудно-частотная характеристика постоянно спадает, переходя от полосы пропускания к полосе задерживания, называется переходной областью. Приведенный на рис. 2 пример имеет полосу пропускания 0<<c, полосу задерживания >1 и переходную область c<<1.

Значение АЧХ можно также выразить в децибелах (дБ) следующим образом

=20lgH(j),

и в этом случае характеризует затухание. Например, предположим, что на рис. 2 выбрано A=1, которому соответствует =0. Тогда если

то затухание на частоте c

₁=20lg(1/2^0,5)=10lg2=3 дБ.

В основном пропускание в полосе пропускания никогда не превышает 3 дБ. Таким образом, из приведенного примера следует, что значение АЧХ в полосе пропускания составляет по крайней мере 1/2^0,5=0,707 или 70,7% ее максимального значения. В этом случае можно также сказать, что в полосе пропускания амплитудно-частотная характеристика на 3 дБ ниже или меньше максимального значения.

1.2.1 Пассивные фильтры

Пассивные фильтры реализуются на основе пассивных элементов - резисторов, конденсаторов и катушек индуктивности. Такие фильтры просты в реализации, не требуют источников питания элементов фильтров, реализуются в широком диапазоне частот (от инфразвуковых частот до ультракоротковолнового диапазона радиочастот), обладают большим динамическим диапазоном. Но при реализации пассивных фильтров следует учитывать, что на их элементах рассеивается энергия сигнала. Поэтому необходимо учитывать ослабление полезного сигнала в полосе пропускания пассивного фильтра, которое увеличивается при увеличении числа звеньев фильтра. При этом ослабление полезного сигнала в полосе пропускания больше у фильтров, реализованных на резисторах и конденсаторах, чем у фильтров, реализованных на катушках индуктивности и конденсаторах. Поэтому многозвенные пассивные фильтры реализуют в основном на катушках индуктивности и конденсаторах.

1.2.2 Фильтры на основе катушек индуктивности и конденсаторов

Фильтры, построенные на основе катушек индуктивности (L) и конденсаторов (C) условно называют LC - фильтрами. Они обладают более высокой селективностью по сравнению с RC - фильтрами из-за использования в своем составе двух элементов, сопротивление которых зависит от частоты сигнальных токов - конденсатора и катушки индуктивности. LC - фильтры обладают меньшим затуханием в полосе пропускания и большим затуханием в полосе задержания по сравнению с RC-фильтрами.

Применяют LC - фильтры в основном в ультразвуковом и радиочастотном диапазонах, в которых они обладают приемлемыми габаритами. Хотя в тех случаях, когда RC - фильтры не обеспечивают необходимой селективности, LC - фильтры используют и в диапазоне звуковых частот.

Частотная избирательность (селективность) LC - фильтров позволяет с их помощью решать проблемы частотного разделения каналов в многоканальных системах связи. Это необходимо, в частности, для реализации частотного уплотнения каналов связи при осуществлении телеуправления сложными территориально-распределенными технологическими объектами. При использовании телеуправления по каналам радиосвязи LC - фильтры позволяют обеспечить необходимую помехоустойчивость.

При реализации LC - фильтров следует учитывать их некоторые специфические особенности. Это более высокая трудоемкость изготовления и большая стоимость катушек индуктивности по сравнению с резисторами и конденсаторами. К тому же LC - фильтры, использующие катушки индуктивности с ферромагнитными сердечниками обладают меньшим динамическим диапазоном из-за своей нелинейности. Для исключения паразитных связей и наводок катушки индуктивности фильтров необходимо экранировать.



Рисунок 1.10. Принципиальная схема пассивного фильтра.

Для LC - фильтров типа K последовательные и параллельные плечи (рисунок 1.10) являются обратными двухполюсниками и для них

Параметр имеет размерность сопротивления, называется характеристическим сопротивлением фильтра и является для такого типа фильтра постоянной величиной.

При подстановке в последнее выражений сопротивления катушки индуктивности и конденсатора переменному току, получим

Для реализации LC - фильтров нижних частот в качестве Z₁ используют катушку индуктивности (L), а в качестве Z₂ используют конденсатор (C) (рисунок 1.3) :

Частота среза для фильтра рассчитывается по формуле:

Из формул следует, что индуктивность катушки фильтра



а емкость конденсатора фильтра

1.2.3 Преимущества активных фильтров

Пассивные фильтры построены из катушек индуктивности, конденсаторов и сопротивлений. Большинство пассивных фильтров для работы в тех диапазонах частот, где они находят применение, нуждаются в больших по размеру, тяжелых и дорогих катушках индуктивности и ослабляют частоты в полосе пропускания, а не только в полосе подавления, хотя частоты в этой последней ослабляются сильнее. Используемые в пассивных фильтрах катушки индуктивности обладают активным сопротивлением, межвитковой ёмкостью и потерями в сердечнике, что делает их свойства далекими от идеальных.

По сравнению с пассивными активные фильтры имеют следующие преимущества:

1) в них используются только сопротивления и конденсаторы, т.е. компоненты, свойства которых ближе к идеальным, чем свойства катушек индуктивности;

2) относительно дешевы;

3) они могут обеспечивать усиление в полосе пропускания и редко вносят существенные потери;

4) использование в активных фильтрах операционных усилителей обеспечивает развязку входа от выхода (поэтому активные фильтры легко делать многокаскадными и тем самым улучшать их показатели);

5) активные фильтры относительно легко настраивать;

6) фильтры для очень низких частот могут быть построены из компонентов, имеющих умеренные значения параметров;

7) активные фильтры невелики по размерам и массе.

1.2.4 Активный фильтр нижних частот второго порядка

На рисунке 4 приведена широко распространенная схема фильтра нижних частот второго порядка, реализующая неинвертирующий (положительный) коэффициент усиления. Эта схема еще называется фильтром фильтром Салена и Кея.

Рисунок 1.11. Схема фильтра нижних частот второго порядка.

Эта схема реализует функцию фильтра нижних частот второго порядка вида

с параметрами:

)

Величина м?1 представляет собой коэффициент усиления фильтра.

Значения сопротивлений определяются следующим образом:

где значения C₁ и С₂ выбираются, а сопротивления R₃ и R₄ задаются таким образом, чтобы минимизировать смещение по постоянному току ОУ.

Расчет фильтра производится следующим образом. Номинальное значение емкости С₂ выбирается близким к значению 10/f_c мкФ, а номинальное значение емкости C₁, удовлетворяющим неравенству

C₁?[B²+4C(K?1)]C₂/(4C).

Фильтр облагает низким полным выходным сопротивлением, небольшим разбросом значений элементов и возможностью получения относительно высоких значений коэффициента усиления. Кроме того, этот фильтр относительно прост в настройке. Точная установка коэффициента усиления осуществляется, например, с помощью подстройки сопротивлений R₃ и R₄ потенциометром. Но фильтр должен использоваться для значений добротности Q?10.

1.3 Генераторы сигналов на ОУ

Генератором называется автоколебательная структура, в которой энергия источника питания преобразуется в энергию электрических автоколебаний. Различают генераторы синусоидальных (гармонических) колебаний и генераторы сигналов специальной формы (прямоугольной, треугольной и т.д.)

Обобщенная схема генератора приведена на рисунке 1 и представляет собой усилительный каскад.

Рисунок 1.12. Обобщенная схема генератора

Для возникновения колебаний в данной системе необходимо выполнение условия баланса амплитуд и баланса фаз:

,

,

где и - фазовые сдвиги, вносимые усилителем и цепью ОС соответственно, n - целое число.

Для получения на выходе генератора синусоидального напряжения достаточно, чтобы данные условия выполнялись только на одной частоте.

Существует большое количество схемных реализаций генераторов, поэтому ограничимся рассмотрением генераторов на основе ОУ. На рисунке 2 приведены различные варианты схем генераторов гармонических колебаний на ОУ.

Рисунок 1.13. Автогенераторы на основе ОУ

В схеме LC-автогенератора (рисунок 1.13а) баланс фаз обеспечивается наличием ПОС, вводимой с помощью резисторов и , баланс амплитуд достигается выбором номиналов резисторов и по условию

.

Здесь под К подразумевается масштабный коэффициент усиления, равный

,

где - сопротивление контура на частоте резонанса.

Частота резонанса определяется элементами LC-контура и рассчитывается по известной формуле

.

Можно избежать применения индуктивностей, используя селективные RC-цепи. Наибольшее применение получила так называемая фазирующая RC-цепь, включенная в схеме RC-генератора (рисунок 1.13б) между выходом и неинвертирующим входом ОУ. На частоте генерации фазовый сдвиг =0 и выполняется условие баланса фаз, для выполнения баланса амплитуд необходимо скомпенсировать затухание, вносимое фазирующей цепью на частоте генерации, т.е. выполнить условие

,

где - затухание, вносимое фазирующей цепью.

Чтобы генерировать колебания сложной формы, следует выполнить неравенство как условие генерации многочастотных колебаний. Оно легко реализуется.

В схеме RC-автогенератора с электронной перестройкой частоты (рисунок 1.13г) в качестве управляемых сопротивлений используется сдвоенный ПТ, у которого сопротивление канала является линейной функцией управляющего напряжения . Очевидно, что при изменении происходит электронная перестройка частоты. Если в качестве управляющего напряжения использовать низкочастотное колебание, то по закону изменения амплитуды этого колебания будет изменяться частота автогенератора, т.е. осуществляться частотная модуляция.

Важным параметром автогенераторов является температурная нестабильность частоты, которая в обычных LC-генераторах достигает порядка ()% на , в RC-генераторах - примерно на порядок ниже. Гораздо лучшие показатели стабильности частоты обеспечивают кварцевые автогенераторы (рисунок 1.13в). Здесь кварц используется в качестве эквивалентной индуктивности, образующей с емкостью С последовательный колебательный контур, имеющий на частоте резонанса минимальное сопротивление. На частоте резонанса ПОС достигает максимума, и возникает генерация. Для стабилизации режима ОУ охвачен глубокой ООС по постоянному напряжению, которая, в целях выполнения условия баланса амплитуд, устраняется на частоте генерации конденсатором , емкость которого выбирается из условия

.

В термостатированных кварцевых генераторах достигается нестабильность частоты порядка % на .

Глава 2: Расчет схем

2.1 Расчет стабилизированного источника питания

Исходные данные: напряжение и частота сети переменного тока 220В/50Гц, выходное напряжение 9В, выходной ток до 10мА, допустимый коэффициент пульсаций 0,5%.

2.1.1 Расчет двухполупериодного выпрямителя с активной нагрузкой

Схема для расчета:

Рисунок 2.1- Двухполупериодный выпрямитель с активной нагрузкой.

Находим сопротивление нагрузки:

Необходимое значение входного напряжения (напряжение на вторичной обмотке трансформатора):

;

Коэффициент трансформации:

- принимаем K=19;

Максимальное значение выпрямленного напряжения:

;

Максимальное значение напряжения на нагрузке:

;

Максимальный ток нагрузки:

;

Выбор диодов:

;

;

Выбираем диод малой мощности .1N4154

Максимальный прямой ток диода 30mA

Максимальное обратное напряжение диода 35В

2.1.2 Расчет схемы мостового выпрямителя с емкостным фильтром

Схема для расчета:

Рисунок 2.2. Мостовой выпрямитель с емкостным фильтром.

В данной схеме максимальное напряжение на конденсаторе U_c=U_н.

Рассчитаем емкость конденсатора:

-

по ряду Е12 выбираем конденсатор емкостью 110 мкФ;

пульсация напряжения:

;

U_{н max}=14.1 В; ?U=1.4 В; ;

;

коэффициент пульсаций:

;

2.1.3 Расчет схемы параметрического стабилизатора напряжения

Схема для расчета:

Рисунок 2.3. Параметрический стабилизатор напряжения.

Для достижения требуемого коэффициента пульсации будем использовать стабилизаторы напряжения. Стабилитрон выбирают таким образом, чтобы его напряжение и ток были равны напряжению и току на нагрузке:

U_n = U_ст = 9 В

I_n = I_ст = 0,01 A

Выбираем стабилитрон:

1N5999B

Рисунок 2.4. Свойства стабилитрона

Найдем R_орг, ограничивающего ток через стабилитрон:

-по ряду Е12 выбираем резистор сопротивлением 220 Ом.

2.1.4 Расчет схемы компенсационного стабилизатора напряжения

Схема для расчета:

Рисунок 2.5. Компенсационный стабилизатор напряжения.

Для этой схемы можно выбрать стабилитрон, у которого

I_ст=(0,1…0,2)?I_н, U_ст?U_н+0,7 В;

По справочнику выбираем транзистор KT3102B (зарубежный аналог - 2N3711), значения которого:

U_кэ = 30 В, I_{k max} = 100 мА, P_max = 250 мВт.

Транзистор выбирают из следующих соображений:

;

;

;

Примем для примера транзистор идеальным.

R_б для данной схемы можно рассчитать по формуле:

- по ряду Е12 выбираем резистор сопротивлением 0.44 кОм;

2.2 Расчет активного фильтра на ОУ

Исходные данные: активный ФНЧ второго порядка Салена-Кея: частота среза 1 кГц, добротность фильтра 2, коэффициент усиления по напряжению на частоте равной нулю 5.

2.2.1 Расчет пассивного ФНЧ RC первого порядка

Рисунок 2.6. Схема ФНЧ RC 1-го порядка.

Расчет:

Зададим емкость конденсатора C=1[мкФ], тогда, решая уравнения=>

2.2.2 Расчет LCR ФНЧ

Схема для расчета:

Рисунок 2.7 Схема LCR 2-го порядка

Расчет:

W₀ = 1|(L*C)^0.5 где w₀ = 2*р*fc

берем из предложения C=1[мкФ] и выразим индуктивность

L = 1/(4*(3,14)²*(1*10)²*(1*10)^(-6)) = 25,4 мГн

=>ОМ

R=80 ОМ

Коэф. затухания

в = R/2(C/L)^0,5 = 1/(2*Q) = 0,25

2.3 Активный фильтр Салена-КИ

Расчеты активного ФНЧ второго порядка Салена-Ки

Схема:

Рисунок 2.8. Схема активного фильтра второго порядка на основе схемы Салена-Ки

Зададим емкости конденсаторов С1 и С2 равными, т.е. С=С1=С2=1[мкФ].

K=1+ R_a/R_b

щ₀ = 1/C(R1*R3)^0,5

Тогда

2.4 Расчет генератора сигналов на ОУ

Исходные данные: RC генератор синусоидальных колебаний с мостом Вина: частота 1кГц; амплитуда 2,5 В на нагрузке 1кОм.

2.4.1 Расчёт генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина

Рисунок 2.9. RC генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина

Рассчитаем сопротивление, выразив из выражения для резонансной частоты

R₃ = R₄ = 1/2*р*f₀*C=1|(2*3,14*1*10³[Гц]*1*10^-9[Ф]) = 160 * 10³ [Ом] = 160

[кОм]

Cопротивление R₂ и R₁ принемаем 10[кОм]и 18[кОм].

Из баланса амплитуд k·в=1, найдём коэффициент усиления k, где в- коэффициент передачи цепи ОС.

в=1/3.

Глава 3. Моделирование

3.1 Моделирование схемы двухполупериодного выпрямителя с активной нагрузкой

Для моделирования используем программу Electronics Workbench 5.

Рисунок 3.1. Двухполупериодный выпрямитель с активной нагрузкой.

Убедимся, что среднее значение напряжения на нагрузке U_{н ср} в данной схеме соответствует необходимому:

Рисунок 3.2. Показание осциллографа

, что примерно соответствует данным 9 В.

3.2 Моделирование схемы мостового выпрямителя с емкостным фильтром

Рисунок 3.3. Схема мостового выпрямителя с емкостным фильтром.

Показание вольтметра: V=13.82 [В]-вольтметр показывает среднее значение напряжения;

Показания осциллографа в режиме АС:

Рисунок 3.4. Показания осциллографа в режиме АС.

По осциллографу определяем, что пульсация напряжения ?U_н=851 мВ;

Показания осциллографа в режиме DC:



Рисунок 3.5. Показания осциллографа в режиме DC:

U_{н max}=14.3В;

;

-среднее значение напряжения на нагрузке, полученное экспериментально (по показаниям приборов).

-измеренное и расчетное значения коррелируют между собой;

Коэффициент пульсаций:

;

Вывод: Пульсация напряжения составляет 6.1% и при изменении напряжения сети напряжение на нагрузке будет меняться, поэтому необходимо построить схему со стабилитроном.

3.3 Моделирование схемы параметрического стабилизатора напряжения

Рисунок 3.6. Схема параметрического стабилизатора напряжения.

Показания осциллографа:

Рисунок 3.7. Показания осциллографа.

По показанию осциллографа определяем, что пульсация напряжения ?U=15,97 mV;

Коэффициент пульсаций:

.

Вывод: При изменении входного напряжения за счет стабилитрона ток и напряжение на нагрузке практически не меняется, пульсация напряжения составляет 0,175%, что удовлетворяет допустимый. Однако данная схема обладает недостатком: при изменении сопротивления нагрузки, ток и напряжение на нагрузке меняется, поэтому необходимо добавить транзистор.

3.4 Моделирование схемы стабилизированного источника питания с емкостным фильтром и компенсационным стабилизатором напряжения

Рисунок 3.8. Схема стабилизированного источника питания с емкостным фильтром и компенсационным стабилизатором напряжения.



Рисунок 3.9. Показания осциллографа.

Пульсация напряжения ?U=5.4 мВ, коэффициент пульсаций:

;

Вывод: В результате получили схему стабилизированного источника питания, устойчивого к изменению напряжения питания сети и изменению сопротивления нагрузки, получили коэффициент пульсации напряжения на нагрузке 0.01%, что с большим запасом удовлетворяет допустимое значение.

3.5 Моделирование схем активного фильтра на ОУ

3.5.1 Моделирование ФНЧ первого порядка

Для моделирования используем программу ElectronicsWorkbench5.



Рисунок 3.10. Схема ФНЧ 1-го порядка (пассивный).

Рисунок 3.11. АЧХ ФНЧ 1-го порядка.

Из АЧХ видно что:

f_с=1[кГц].

Вывод: частота среза совпадает с рассчитанной, что свидетельствует о правильности расчета и моделирования.

3.5.2 Моделирование LCR 2-го порядка

Рисунок 3.12. Схема LCR 2-го порядка

Рисунок 3.13. АЧХ

Из АЧХ видно что: на частоте f_с=1[кГц]имеется выброс он объясняется тем Коэф. затухания в<1.

Вывод: Из данной схемы получили частоту, которая совпадает с рассчитанной, что свидетельствует о правильности расчета и моделирования.

3.5.3 Моделирование активного ФНЧ Салена и Кея

Рисунок 3.15. Схема функционального генератора

Задаем такие значения на функциональном сигнале таким образом чтобы можно было увидеть на осциллограмме 2-синусоиды и по АЧХ определить частоту срезу.

Рисунок 3.16. Схема активного ФНЧ Салена и Кея (Расчетная).

Рисунок 3.17. Осциллограмма активного ФНЧ Салена и Кея.

По осциллографу видим, что коэффициент усиления фильтра

Рисунок 3.18. АЧХ активного ФНЧ Салена и Кея.

Как видно из АЧХ, f_с=1 [кГц].

Вывод: В результате моделирования получили частоту среза, которая совпадает с рассчитанным значением.

3.5.6 Моделирование схемы генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина

Для моделирования используем программу Electronics Workbench 5.0.

Моделирование RC генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина

Рисунок 3.19. Схема диодов.



Рисунок 3.20. Характеристика диодов

Рисунок 3.21. Характеристика ОУ.

Собрав данную схему получаем:

Рисунок 3.22. Схема RC генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина.

Из показания осциллографа видно что сигнал синосуидальных колебаний но не подходящей по амплитуде сигнала 10.3В. Слишком велико выходное напряжение для этого можно использовать делители напряжения для того, чтобы уменьшить выходное напряжение. R₅= 3,1 [кОм], R₆= 1 [кОм].

Рисунок 3.24. RC генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина

С делители напряжения.

По осциллограмме видно, что период Т=1,0192[мс], амплитуда выходного сигнала U_вых=2,5[В].

Следовательно, частота f= 1 [кГц].

Исходя из этих осциллограмм, расчетное значение напряжения и частота колебаний соответствует расчетным данным.

Вывод: на основе расчета разработан генератор синусоидальных колебаний с мостом Вина в соответствии с заданием.

заключение

В результате выполнения курсовой работы были получены результаты:

1) Рассчитана и смоделирована схема стабилизированного источника питания.

2) Рассчитана и смоделирована схема активного ФНЧ второго порядка Салена и Кея.

3) Рассчитана и смоделирована схема генератор синусоидальных колебаний с мостом Вина.

Параметры всех схем идеально согласуются с заданными параметрами.

Список используемых источников

1. Китаев, Бакуняев. «Расчет источников питания».

2. Затекян. «Источники вторичного электропитания», (справочник).

3. Г.Д. Фрумкин «Расчет и конструирование радиоэлектронной аппаратуры», изд. «Высшая школа», Москва, 1977г.

4. Справочное пособие по электротехнике и основам электроники под редакцией проф. А.В. Нетушила.

5. Гусев В.Г. «Электроника и микропроцессорная техника. учебник для вузов», 2004г.

6. Кучумов А.И. «Электроника и схемотехника», 2005г.

7. Прянишников В.А. «Электроника. Курс лекций», 2004г.

8. Пейтон А. Дж., Волш В. «Аналоговая электроника на ОУ», 1994г.

9. Фолкенберии Л. «Применение операционных усилитилей и линейных ИС», 1985г.

Размещено на Allbest.ru