В соответствии с техническим заданием главной задачей данной квалификационной работой является разработка нескольких функций, которые будут дополнять уже ранее разработанное ПО для модуля сопряжения пульта управления и радиостанции.

Необходимо разработать следующие функции:

1) Функция управления излучаемой мощностью радиомодема;

2) Функция автоматического выбора рабочей линии связи;

3) Функция теста ошибок передачи по рабочей линии;

4) Функция теста излучаемой мощности радиомодемом;

5) Функция подсчета контрольной суммы программной памяти микроконтроллера.

Так как в технических требованиях не описан размер памяти, выделяемой под область разрабатываемых функций, есть возможность более подробно описать тело программы и использовать операторы и переменные, которые могут облегчить ход написания программ.

Разработанные функции будут записаны в программную память микроконтроллера Atmega2560.

1.1 Выбор структурной схемы источника питания

В соответствии с техническим заданием необходимо разработать:

Анализ входного напряжения:

= (273) В

=24 В;

=30 В.

Необходимо обеспечить стабильную работу источника в заданном диапазоне питания первичной сети.

Определим выходную мощность по каждому каналу и суммарную выходную мощность источника электропитания.

Расчёт мощность производится по формуле:

Значения напряжения и токов берём из таблицы 1 на странице 6:

=300 В, =0,07 А, Вт;

=300 В, =0,07 А, Вт;

=80 В, =0,1 А, Вт;

=5 В, =0,01 А, Вт;

Суммарная выходная мощность источника электропитания:

Вт.

При выборе резисторов и конденсаторов для обеспечения надёжности разрабатываемого ИЭП будем руководствоваться следующими положениями:

максимальное напряжение на обкладках конденсаторов должно быть не более 70% от установленного в НД;

мощность рассеиваемая резисторами должна быть в 2…4 раза меньше установленной в НД.

Расчёт мощности рассеиваемой резистором производится по формулам: или

Рассмотрим элементы необходимые для реализации схемы с выходными напряжениями "300 В" (Платы А1 и А2):

1. Для схемы управления выбираем специализированную микросхему ШИМ-контроллера D2 (1114ЕУ3):

Структурная схема интегральной микросхемы 1114ЕУ3 представлена на рисунке 1:

Рисунок 1 - структурная схема микросхемы 1114ЕУ3

ГПН - генератор пилообразного напряжения;

КП - компаратор паузы;

ОУ1, ОУ2 - операционные усилители;

ЛЭ1ЛЭ5 - логические элементы;

ТФ - триггер-фазорасщепитель;

VT1, VT2 - транзисторы;

VD1, VD2 - диоды;

НСН - непрерывный стабилизатор напряжения (источник опорного напряжения);

ШИМ - компаратор широтно-импульсной модуляции;

G - источник смещения компаратора.

Назначение выводов микросхемы 1114ЕУ3 представлены в таблице 1:

Таблица 1 - Назначение выводов микросхемы

Для дальнейших расчётов нам необходимы параметры микросхемы:

Ток потребления, =15 мА;

Выходной ток, =200 мА;

Частота коммутации, =4400 кГц;

Опорное напряжение, =4,75,3 В;

Длительность фронта импульса выходного тока =200 нс;

Нестабильность по напряжению источника опорного напряжения, =0,05 %;

Температурный коэффициент опорного напряжения, =0,010 .

Используя типовое включение микросхемы согласно бКО.0347.300-02ТУ выбираем:

Конденсаторы:

Конденсатор задания длительности "мягкого запуска”, выбираем максимальной возможной ёмкости, для уменьшения нагрузки на ключевой транзистор и выпрямительный диод, С2 (К53-18-6,3В-10 мкФ);

Фильтр выходного напряжения усилителя, керамический конденсатор С3 (К10-17б-М47-5600 пФ);

Керамический конденсатор С4 (К10-17б-М47-0,015 мкФ) служит для коррекции частотной характеристики;

Резисторы:

Резистор R1 (C2-33Н-0,25-10 кОм) служит для задания паузы;

Резистор смещения компаратора паузы, R2 (C2-29В-0,25-1 кОм);

Резистор местной обратной связи, R3 (С2-33Н-0,125-120 кОм);

Резисторы задания напряжений на входах усилителей, R4 (C2-33Н-0,125-4,7 кОм), R5 (C2-33Н-0,125-27 кОм), R6 (C2-33Н-0,125-12 кОм);

Ограничитель питания фазорасщепителя, R7 (C2-33Н-0,125-560 Ом);

Резистор нагрузки микросхемы R9 (C2-33Н-0,25-180 Ом) служит для уменьшения тока через выходной каскад микросхемы D2;

V1 и V2 (2Д522Б) быстродействующие разделительные диоды.

2. Частоту преобразования инвертора выбираем 70 кГц.

Частота задаётся внешними элементами R и C (резисторами и конденсаторами) подключёнными к выводам 9 и 8 микросхемы 1114ЕУ3. Частота преобразований рассчитываем по формуле:

;

В соответствии с бКО.0347.300-02ТУ номинал резистора задания частоты лежит в диапазоне от 3 кОм до 100 кОм, номинал ёмкости задания частоты лежит в диапазоне от 510 пФ до 0,22 мкФ.

Для реализации подстройки частоты включим последовательно постоянный и подстрочный резисторы.

Выбираем:

Подстрочный резистор, R10 СП3-19б-0,5-4,7 кОм);

Постоянный резистор, R11 (C2-33Н-0,25-2 кОм);

Конденсатор выбираем, С6 (К10-17б-М47-3300 пФ).

Используя данные элементы на стадии регулировки можно установить необходимую частоту преобразования. Рассчитаем минимальную и максимальную частоту преобразования.

кГц

кГц

3. Для микросхемы 1114ЕУ3 =15 В, для получения данного напряжения выбираем интегральный стабилизатор напряжения D1 (142ЕН8В).

Основные параметры:

Выходное напряжение,=14,25ч15,75 В;

Ток потребления, =10 мА;

Минимальное падение напряжения, =2,5 В;

Максимальное входное напряжение, =40 В.

Рассчитаем максимальную рассеиваемую мощность по формуле:

, где

максимальное входное напряжение для микросхемы 1114ЕУ3, 30 В;

минимальное выходное напряжение для микросхемы 1114ЕУ3, 15 В;

ток потребления микросхемой 1114ЕУ3, 15мА;

максимальное входное напряжение для микросхемы 142ЕН8В, 40 В;

ток потребления микросхемой 142ЕН8В, 10 мА;

Подставим известные данные, получим:

Вт.

Учитывая максимальную температуру +75єС установленную в ТЗ и рассчитанную максимальную рассеиваемую мощность Вт можем сказать, что применение дополнительного радиатора не требуется.

4. С целью унификации, выбираем применяемый в производстве трансформатор ЮПИЯ.671129.021 Т1, Т2 (на плате А2), который полностью удовлетворяет нашим требованиям по выходному напряжению и току нагрузки.

Схема обмоток представлена на рисунке 2:

Рисунок 2 - Схема обмоток однофазного трансформатора

Токи обмоток:

Рабочий ток на I обмотке, =3 А;

Рабочий ток на II обмотке, =60 мА;

Рабочий ток на III обмотке, =60 мА.

Количество витков:

На 1 обмотке, =18

На 2 обмотке, =262

На 3 обмотке, =262

Рассчитаем коэффициент трансформации:

.

5. Максимальное входное напряжение 30 В, частота преобразований 70 кГц. Из имеющейся номенклатуры выбираем транзистор V6 (2П771А), используемый в качестве ключа.

Основные параметры:

Максимально допустимое напряжение сток-исток, =100 В;

Максимально допустимый постоянный ток стока, =40 А;

Сопротивление сток-исток в открытом состоянии, =0,045 Ом;

Входная ёмкость =1800 пФ;

Выходная ёмкость =480 пФ;

Проходная ёмкость =100 пФ;

Рассмотрим режимы работы полевого транзистора в ключевом режиме:

Представим модель полевого транзистора на рисунке 3. Она основана на действительной структуре полевого транзистора и, в основном, может применятся для анализа работы на постоянном токе. Символ полевого транзистора показывает сопротивление канала, а канальный полевой транзистор эмулирует сопротивление эпитаксиального слоя. Можно сказать, что сопротивление эпитаксиального слоя есть функция максимального напряжения устройства - высоковольтные полевые транзисторы требуют более толстого эпитаксиального слоя.

Рисунок 3 - Модель полевого транзистора

Модель транзистора в ключевом режиме с индуктивной нагрузкой приведена на рисунке 4, где индуктивность представлена как источник постоянного тока - в течении короткого времени переключения изменением тока в индуктивности можно пренебречь. Диод образует путь прохождения тока, когда полевой транзистор выключен, и притягивает вывод стока к выходному напряжению.

Рисунок 4 - Модель ключевого режима с индуктивной нагрузкой

Рассмотрим процесс включения транзистора:

Как показано на рисунке 5, процесс включения полевого транзистора может быть разбит на четыре временных интервала.

Рисунок 5 - Процесс включения транзистора

На первом интервале заряжается входная ёмкость транзистора от 0 В до V1. В течении этого периода большинство затворного тока идёт на заряд конденсатора С_зи, и небольшой ток течёт через конденсатор С_{зс (}напряжение на затворе увеличивается и напряжение на С_зс слегка уменьшится). Этот интервал известен как задержка включения, поскольку не изменяется ни ток через транзистор, ни напряжение на нём.

Как только напряжение на затворе достигает порогового уровня, транзистор начинает проводить ток. На втором интервале входное напряжение возрастает от V1 до уровня плато Миллера, V_зи. Это чисто линейный режим работы транзистора - выходной ток прямо пропорционален входному напряжению. На стороне затвора, как и в первом интервале, ток течет через C_зи и C_зс, на выходе через транзистор начинает протекать ток, а напряжение на стоке остается неизменным на уровне V_си. Этот эффект становится понятен, если взглянуть на схему на рисунке 4. Транзистор еще не способен пропустить ток, достаточный для снижения напряжения на его стоке до уровня запирания диода, и через его открытый переход напряжение на стоке зафиксировано на уровне входного напряжения. Третий период начинается, когда напряжение на затворе достигает величины V_зи, достаточной для начала прохождения тока через транзистор, и выходной диод закрывается. Соответственно, напряжение на стоке начинает падать, но напряжение на затворе остается постоянным. Этот процесс и образует плато Миллера на диаграмме включения полевого транзистора. Весь ток, на который способен драйвер, идет на перезаряд емкости C_зс для обеспечения максимально быстрого изменения напряжения сток-исток. Ток через транзистор теперь остается постоянным и ограничен внешними элементами схемы, в нашем случае величиной I.

Последний интервал процесса включения полевого транзистора характеризуется максимальным уменьшением сопротивления канала из-за дальнейшего увеличения управляющего напряжения. Напряжение на затворе увеличивается от V_зи до своего максимального значения V, и весь входной ток идет на дальнейший заряд C_зи и перезаряд C_зс. Выходной ток при этом остается неизменным, а напряжение сток-исток немного уменьшается, поскольку уменьшается сопротивление канала.

Процесс выключения транзистора: процесс выключения полевого транзистора, представленный на рисунке 6, можно разбить на те же самые четыре шага, что и процесс включения, но только в обратном порядке. Перед началом процесса транзистор пропускает через себя весь ток нагрузки, в нашем случае I, и напряжение на нем определяется падением от тока нагрузки на сопротивлении открытого канала R.

Рисунок 6 - Процесс выключения транзистора

Первый интервал, известный как задержкой выключения, характеризуется разрядом входной емкости транзистора с начального уровня до уровня плато Миллера. Ток драйвера протекает через паразитные конденсаторы C_зи и C_зс. Ток через транзистор остается неизменным, а напряжение сток-исток слегка увеличивается (из-за увеличения сопротивления открытого канала).

Во время второго интервала, относящемуся к плато Миллера на диаграмме, напряжение сток-исток транзистора увеличивается со значения I_с·R_си до максимального значения, в нашем случае до уровня выходного напряжения, после чего открывается демпфирующий диод. Весь ток драйвера идет на перезаряд конденсатора C_зс, поскольку напряжение на затворе остается постоянным, а напряжение на стоке возрастает. Общий ток стока равен току нагрузки, в нашем случай I на рисунке 4.

Третий интервал начинается с момента открывания диода и образования альтернативного пути для тока нагрузки. Напряжение на затворе падает от V_зи до V1, и основной ток драйвера идет на разряд емкости C_зи, поскольку C_зс оказался практически полностью перезаряженным в течении предыдущего периода. Транзистор находится в линейном режиме, и уменьшение напряжения исток-затвор приводит к уменьшению тока стока, который падает практически до нуля в конце интервала. Напряжение на стоке транзистора остается постоянным, "привязанным" через открытый диод к выходному напряжению.

Последний, четвертый, период характеризуется неизменными напряжением и током через транзистор. Входная емкость его (как и в предыдущем периоде в основном образованная конденсатором C_зи продолжает разряжаться до нуля.

Резюмируя, можно сказать, что процессы переключения полевого транзистора между полностью открытым и полностью закрытым состояниями можно разбить на четыре интервала, и их продолжительность зависит от величин паразитных элементов, тока драйвера и от напряжения на транзисторе. Все эти параметры чрезвычайно важны при разработке высокоскоростных переключающих устройств.

Времена задержек включения и выключения, времена спада и нарастания напряжения обычно приводятся в спецификациях на полевые транзисторы.

К сожалению, эти величины даются для конкретных условий тестирования и при резистивной нагрузке, что весьма затрудняет сравнение полевых транзисторов различных производителей. К тому же на практике, особенно при реальной индуктивной нагрузке, ключевые свойства транзисторов значительно отличаются от заявленных в спецификациях.

6. Ток в первичной обмотке трансформатора вычислим по формуле:

, где

I_макс - максимальный ток нагрузки, 7 мА;

г - коэффициент заполнение, 0.5;

К_тр - коэффициент трансформации, 13.95;

з - КПД трансформатора, 92 %.

Так как трансформатора два, импульсный ток транзистора V6 будет ровняться:

Сопротивление сток-исток в открытом состоянии при температуре перехода +125єС составляет 0,18 Ом (согласно АЕЯР.432140.243ТУ).

Падение напряжения на транзисторе в открытом состоянии вычислим по формуле:

, где

I - ток через транзистор;

R - сопротивление в открытом состоянии.

Потери мощности в транзисторе вычислим по формуле:

7. Проведём расчёт коэффициента заполнения по формуле:

Где и напряжения первичной и вторичной обмоток трансформатора, указанного выше. А и - это количество обмоток первичной и вторичной обмоток на данном трансформаторе. Рассчитаем крайние границы коэффициента заполнения.

Оптимально источники электропитания с ШИМ работают с коэффициентом заполнения 0,5. Микросхема 1114ЕУ3 позволяет выполнять работу с коэффициентом заполнения до 0,9 согласно ЧТУ. Рассчитанные коэффициенты заполнения близки к 0.5, что указывает на верно проведённые расчёты по выбору трансформатора.

8. Управление транзистором V6 (2П771А) производится микросхемой D2 (1114ЕУ3). Как было описано выше, в каждый такт происходит заряд ёмкости C_зи и открытие транзистора V6. В момент рассасывания заряда на затворе с целью уменьшения нагрузки на выходном каскаде микросхемы D2 применена цепочка на транзисторах V3 (2Т3117А) и V4 (2Т208А). Резисторы R13 (C2-33Н-0,25-510 Ом) и R14 (C2-33Н-0,25-2 кОм) служат для уменьшения тока разряда через транзистор V4. Диоды V7,V8 (2Д212А) служат для возврата накопленной электромагнитной энергии в трансформаторах T1 и Т2 (плата А2) и уменьшении выброса на стоке транзистора V6. Конденсаторы С10, С11 (К53-18-40В-22 мкФ) служат для накопления энергии, они должны располагаться в близи от трансформатора Т1 для обеспечения необходимой электрической энергии в момент открытия транзистора V6. Напряжение обратной связи для D2 составляет 2,5 В, в соответствии с ТУ микросхемы 1114ЕУ3.

9. На резисторах R1,R2 (C2-33Н-2,0-300 кОм) и R3 (C2-33Н-0,25-2 кОм) платы А2 реализован делитель напряжения, номиналы резистора выбраны с целью обеспечения тока через делитель в 0,8-1,2 мА. С R3 снимается постоянное напряжение, которое служит для формирования цепочки ОС для микросхемы D2 на плате А1. Резистор R8 (СП3-19б-0,5-1,5 кОм) на плате А1 служит для регулировки выходного напряжения 600 В.

10. Выберем выпрямитель: из имеющийся номенклатуры диодов, учитывая обратное напряжение выбираем диоды V1,V2 (2Д215Г2) на плате А2. Параметры диода:

Постоянное прямое напряжение, = 1,6 В;

Постоянное обратное напряжение, = 800 В;

Постоянный прямой ток, = 2 А;

Время обратного восстановления t_вос = 200 нс;

Максимальный импульсный ток, = 30 А.

Максимальное обратное напряжение на диоде определим по формуле:

, где

- выходное напряжение;

- минимальное заполнение.

Мощность потерь на диодах V1, V2 рассчитаем по формуле:

, где

- падение напряжения на диоде

- ток через диод

Вт

Дополнительного радиатора не требуется.

11. Расчёт ёмкости конденсатора фильтра проводим по формуле:

, где

U_{вых. m} - амплитуда пульсации выходного напряжения; I - ток нагрузки; г - коэффициент заполнения; f_пр - частота преобразования. Подставив известные данные, получим:

Выбираем электролитические конденсаторы С1, С2 (К50-85-450В-22мкФ) на плате А2.

Рассмотрим элементы необходимые для реализации схемы с выходными напряжениями "80 В" и "5 В" (Плата А3):

1. Для получения напряжений "80 В" и "5 В" используется также входное напряжение U_вх= (273) В. Схема инвертора аналогична, как выше описанная. Выбор элементов для инвертора приведён в выше указанных расчётах. Управление осуществляется так же как и для двух источников "300 В”. Однако потребовалось изменение выходного трансформатора и выпрямителя.

2. С целью унификации, выбираем применяемый в производстве трансформатор ИВЦР.671121.009 Т1 (плата А3), который полностью удовлетворяет нашим требованиям по выходному напряжению и току нагрузки.

Схема обмоток представлена на рисунке 6:

Рисунок 6 - Схема обмоток трансформатора

Токи обмоток:

Рабочий ток на I обмотке, =0,6 А;

Рабочий ток на II обмотке, =0,19 А;

Рабочий ток на III обмотке, =0,09 А.

Количество витков:

На 1 обмотке, =38

На 2 обмотке, =116

На 3 обмотке, =15

Рассчитаем коэффициент трансформации:

3. Проведём расчёт коэффициента заполнения по формуле:

Где и напряжения первичной и вторичной обмоток трансформатора, указанного выше. А и - это количество обмоток первичной и вторичной обмоток на данном трансформаторе. Рассчитаем крайние границы коэффициента заполнения.

4. Выберем выпрямитель для выходного напряжения "80 В" - диод V9 (2Д215Б2), для выходного напряжения "5 В" - диод V10 (2Д212А/СО).

Параметры диода 2Д215Б2:

Постоянное прямое напряжение, = 1,6 В;

Постоянное обратное напряжение, = 400 В;

Постоянный прямой ток, = 2 А;

Максимальный импульсный ток, = 30 А;

Время обратного восстановления t_вос = 200 нс.

Параметры диода 2Д212А/СО:

Постоянное прямое напряжение, =1 В;

Постоянное обратное напряжение, =200 В;

Постоянный прямой ток, =1 А;

Время обратного восстановления t_вос = 300 нс;

Максимальный импульсный ток, = 60 А.

5. Для фильтров используем конденсаторы С11 (К50-85-100В-100 мкФ) и С12 (К53-18-16В-100 мкФ). Резисторы R17 (C2-33Н-0,25-160 кОм) и R18 (C2-33Н-0,25-2 кОм) являются делителями напряжения и обеспечивают обратную связь для схемы управления 1114ЕУ3.

6. Для получения выходного напряжения "5 В" после выпрямителя необходимо последовательно подключить интегральный стабилизатор напряжения D3 (142ЕН5А).

Основные параметры компенсационного стабилизатора 142ЕН5А:

Выходное напряжение,=4,9ч5,1 В;

Ток потребления, =10 мА;

Минимальное падение напряжения, =7,5 В;

Максимальное входное напряжение, =15 В.

7. Процесс переключения транзистора V6 на плате А3 аналогичен процессу переключения транзистора на плате А1. Однако мощность рассеивания на этой плате не превышает 1 Вт. Для транзистора также необходимо предусмотреть радиатор.

3. Разработка конструкции источника электропитания

3.1 Особенности конструирования печатной платы источника электропитания