Стабилизаторы напряжения с компенсационно-параметрическими каналами

(5.3)

где m - некоторый фактор, принимающий значение от 1 до 2; IS1 - ток насыщения обратно смещенного p-n перехода.

Принято считать, что так называемый m-фактор зависит только от физико-химических свойств материала полупроводника, то есть техпроцесса, и не является режимно зависимым параметром. Но при радиационном воздействии (нейтронном излучении) столкновения между нейтронами и атомами кремния приводят к появлению необратимых дефектов в кристаллической решетке кремния, уменьшающих время жизни неосновных носителей заряда и их подвижность. В результате наблюдается увеличение удельного сопротивления полупроводниковых областей, а следовательно, увеличение объемного сопротивления базы. То есть с помощью m-фактора можно попытаться учесть рост разности напряжений база-эмиттер при нейтронном облучении (рис. 5.8).

Из-за наличия режимно зависимой составляющей объемного сопротивления базы транзистора и других факторов [15] эта разность напряжений не остается постоянной при изменении абсолютного значения тока эмиттера и этот фактор необходимо учитывать при проектировании различных схем, в которых важным параметром служит разность напряжений база-эмиттер. Но под воздействием облучения ситуация усугубляется, и, как будет показано ниже, такие схемы, как температурно стабильный источник опорного напряжения на основе ширины запрещенной зоны кремния (рис. 3.30), если и не перестают функционировать полностью, то требуют существенного изменения условий температурной компенсации для различных уровней облучения.

Рис. 5.8 Зависимость разности напряжений база-эмиттер двух n-p-n транзисторов от тока эмиттера при различных интенсивностях потока нейтронов (? - F = 0; ? - F = 1011; - F = 1012; - F = 1013; o - F = 1014)

Безусловно, представляет интерес поведение проходной характеристики простейшего дифференциального каскада, так как он часто применяется в СН как усилитель сигнала рассогласования.

Результаты моделирования проходной характеристики и крутизны прямой передачи дифференциального каскада на n-p-n транзисторах при опорном токе 250 мкА приведены на рисунке 5.9.

Рис. 5.9.Проходная характеристика дифференциального каскада (плот а) и его крутизна прямой передачи (плот б) при различных уровнях радиационного воздействия (? - F = 0; ? - F = 1012; - F = 1013; - F = 1014)

Приведенные результаты показывают, что дифференциальный каскад наиболее стоек к радиационному воздействию, так как его максимальный выходной ток и крутизна прямой передачи весьма слабо зависят от изменения коэффициента усиления тока базы, что вполне естественно, так как на эти параметры наибольшее влияние оказывает коэффициент передачи тока эмиттера.

В то же время входной ток дифференциального каскада обратно пропорционален коэффициенту усиления тока базы (рис. 5.10). Поэтому, например, при использовании дифференциального каскада как усилителя сигнала рассогласования в СН необходимо применять как схемотехнические, так и конструктивные меры для снижения влияния базового тока.

Рис. 5.10 Зависимость входного тока от входного напряжения дифференциального каскада при различных уровнях радиационного воздействия (? - F = 0; ? - F = 1012; - F = 1013; - F = 1014)

5.1 Исследование стабильности ИОН при радиационном воздействии

В качестве определения влияния интенсивности потока нейтронов на характеристики ИОН была принята схема, приведенная на рисунке 3.30.

Может быть рекомендована следующая методика проведения моделирования.

Поскольку универсальной модели транзистора с учетом радиационного воздействия не существует, модель одного и того же транзистора имеет 3-4 модификации, рассчитанные на вполне определенный диапазон токов коллектора [26]. Поэтому изначально используют модель транзистора в отсутствии радиационного воздействия, настраивают схему ИОН и определяют диапазон изменения токов. Далее заменяют исходную модель радиационно зависимой и проводят моделирование при изменении интенсивности потока нейтронов как параметра (или переменной).

Результаты такого моделирования схемы ИОН при изменении температуры приведены на рисунке 5.11. Условие температурной компенсации, выбранное при интенсивности F = 0, с незначительными отклонениями сохраняется до интенсивностей потока нейтронов F=1011 n/см2. Дальнейшее повышение интенсивности потока нейтронов практически выводит схему из строя, не позволяя использовать ее в широком диапазоне изменения температур.

Исследование схемы ИОН, приведенной на рисунке 3.27 с источником тока, выполненном на полевом транзисторе с управляющим p-n переходом и каналом p-типа (рис. 5.6), проводилось по методике, описанной ранее.



Рис. 5.11 Зависимость выходного напряжения ИОН (рис. 3.30) от температуры при различных уровнях облучения (? - F = 0; ? - F = 1010; - F 1011; - F = 1012; o - F = 1013; + - F = 1014)

Источник опорного напряжения (рис. 5.12) отличается от ранее рассмотренного наличием источника тока на полевом транзисторе j1. С помощью резистора R6 выбирается ток источника тока, меньше начального тока стока. Резистор R7 компенсирует приращение тока, возникающее в полевом транзисторе из-за его конечного выходного сопротивления RИТ при изменении входного напряжения V1.

Используя ранее рассмотренный метод приращений, можно показать, что условие полной компенсации приращения тока через источник тока можно представить как

(5.4)

где S - крутизна прямой передачи полевого транзистора; R1 - сопротивление соответствующего резистора (рис. 5.12); RИТ - дифференциальное сопротивление полевого транзистора со стороны стока.

Рис. 5.12. Схема модифицированного источника опорного напряжения

При выполнении условия (5.4) коэффициент стабилизации ИОН может составлять 40·103, а при перекомпенсации может стать отрицательным.

Результат моделирования схемы ИОН (рис. 5.12) при радиационном воздействии приведен на рисунке 5.13. При отсутствии радиационного воздействия температурный коэффициент дрейфа выходного напряжения не хуже ±1,8 ppm/K во всем температурном диапазоне. При интенсивности F =1013 n/см2 температурный дрейф ухудшается и становится равным -(5…8) ppm/K во всем температурном диапазоне, и только когда F > 3·1013, можно говорить о начале деградации параметров ИОН.

Преимущество данной схемы перед схемой ИОН на основе ширины запрещенной зоны кремния заключается в том, что температурная компенсация возникает при вычитании абсолютных значений напряжения база-эмиттер переходов, работающих практически при одинаковой плотности токов эмиттера. Из графика, приведенного на рисунке 5.13, видно преимущество такого ИОН перед теми, в которых отрицательный температурный дрейф напряжения база-эмиттер компенсируется положительным напряжением разности напряжений база-эмиттер.

Необходимо отметить, что адекватная модель стабилитрона, в качестве которого используется обратно смещенный переход база-эмиттер транзистора n-p-n типа, в библиотеке АБМК отсутствует, поэтому результаты моделирования температурной стабильности при радиационном воздействии могут отличаться от приводимых.

Рис. 5.13 Зависимость выходного напряжения ИОН (рис. 5.12) от температуры и относительный дрейф выходного напряжения (верхний плот) при различных уровнях радиационного воздействия (? - F = 0; ? - F = 1010; - F = 1011; - F = 1012; o - F = 1013; ¦ - F = 1014)

По результатам данного раздела можно сделать следующие выводы:

1. Источники опорного напряжения на основе ширины запрещенной зоны кремния при радиационном воздействии не сохраняют параметрические условия температурной компенсации и не могут быть рекомендованы для использования в радиационно стойких схемах ИОН.

2. Температурно стабильные источники опорного напряжения, функционирующие при радиационном воздействии, целесообразно выполнять на транзисторах, работающих при одинаковых плотностях токов эмиттеров. В этом случае могут использоваться схемы, в которых температурная стабильность достигается за счет компенсации дрейфов абсолютных значений напряжения база-эмиттер.

3. Токостабилизирующий двухполюсник наиболее просто может быть выполнен на полевом транзисторе с управляющим p-n переходом и каналом p-типа. Для компенсации недостаточного внутреннего сопротивления источника тока могут быть использованы схемотехнические приемы, рассмотренные ранее.

5.2 Радиационно стойкие источники тока

Источники тока являются неотъемлемой частью современных интегральных стабилизаторов. Они необходимы как для работы усилителей постоянного тока, так и для обеспечения базового тока РЭ. Они должны обеспечивать неизменный ток и большое внутреннее сопротивление для того, чтобы схема управления РЭ работала в оптимальном режиме: обеспечивала требуемое петлевое усиление; требуемый коэффициент стабилизации, требуемую нестабильность выходного напряжения СН при изменении тока нагрузки и т.д.

Наиболее просто показать влияние радиационного воздействия на достаточно простых и хорошо известных повторителях тока (рис. 5.14).



а) б)

в) г)

Рис. 5.14 Простейшие схемы повторителей тока

Известны аналитические выражения [4, 5], показывающие, что погрешность передачи задающего тока в выходную цепь существенным образом зависит от коэффициента усиления тока базы транзисторов. Так, для схемы повторителя тока (рис. 5.14а) выражение для погрешности коэффициента передачи тока выглядит следующим образом:

(5.5)

В то же время выходное сопротивление транзистора VT2 (рис. 5.18а) может оказаться столь малым, что ток коллектора этого транзистора I2 может оказаться больше задающего тока I1, причем эта разница, естественно, будет тем больше, чем больше напряжение между коллектором транзистора VT2 и его базой.

Можно показать, что в этом случае выражение для коэффициента передачи простейшего повторителя тока можно представить следующим образом:

(5.6)

где UКБ - напряжение коллектор-база транзистора VT2; UЭР - напряжение Эрли.

Поскольку у транзисторов p-n-p типа напряжение Эрли невелико и составляет 25-30 В, то при напряжениях коллектор-база, доходящих до 10 В, погрешность установки выходного тока может достигать 20-30 %.

Существует достаточно много схемотехнических приемов для увеличения выходного сопротивления повторителя тока [4, 28], но в пределах набора элементов, входящих в АБМК, эффективным средством может служить использование полевого транзистора, как показано на рисунке 5.14б.

При использовании схем повторителей тока, приведенных на рисунке 5.18в, г, погрешность в коэффициенте передачи тока может быть представлена следующей зависимостью:

(5.7)

то есть погрешность от снижения вследствие радиационного воздействия существенно ослаблена.

Выходное сопротивление токового зеркала Вильсона (рис. 5.8г) также достаточно высокое. Выходная проводимость его может быть аналитически представлена как.

(5.8)

Результаты моделирования рассмотренных схем повторителей тока при радиационном воздействии приведены на рисунках 5.9-5.11.

Графики, приведенные на рисунке 5.9, соответствуют схемам рисунка 5.8а-г. При интенсивности потока нейтронов до 1014 практически у всех из рассмотренных повторителей токов существенно падает коэффициент передачи.

При фиксированном входном токе I1 100 мкА снята зависимость выходного тока повторителей токов при изменении интенсивности F до 1014 (рис. 5.10). Эти графики наглядно показывают, при какой интенсивности потока нейтронов выходной ток снижается на 10 %.

Рис. 5.15 Зависимость коэффициента передачи повторителя тока при различных уровнях радиационного воздействия (? - F = 0; ? - F = 1012; - F 1013; - F = 1014)



Рис. 5.16 Зависимость выходного тока повторителей тока (рис. 5.8) от интенсивности потока нейтронов

Рис. 5.17 Зависимость выходного сопротивления повторителей тока от частоты при различных уровнях интенсивности потока нейтронов (? - F = 0; ? - F = 1012; - F = 1013; - F = 1014)

Выходное сопротивление повторителей тока исследовалось в режиме AC, при изменении напряжения на коллекторах выходных транзисторов в пределах 1 В. Такой способ измерения выходного сопротивления вполне оправдан, так как в любом случае выходной транзистор должен работать в линейной области, вдали от границы насыщения. На низкой частоте дифференциальное выходное сопротивление, измеренное в режиме АС, совпадает с определяемым через производную, а проблемы сходимости при вычислении производной отсутствуют.

Может возникнуть иллюзия, что в схемах рисунка 5.18а и б выходное сопротивление растет с увеличением интенсивности потока нейтронов, однако это не так. С увеличением F падает ток коллектора выходного транзистора повторителя тока, поэтому выходное сопротивление возрастает.

Эффективным способом повышения выходного сопротивления служит включение по каскодной схеме биполярного и полевого транзистора. При этом выходное сопротивление возрастает на 1-2 порядка (рис. 5.11, плот б), но остальные качества повторителя тока остаются без изменений. Следует также отметить, что при каскодном включении полевого и биполярного транзисторов динамический диапазон линейного режима работы выхода повторителя тока снижается, так как остаточное напряжение на полевом транзисторе вблизи режима насыщения не может быть меньше 2 В.

Токовое зеркало Вильсона (рис. 5.18г) обладает наиболее стабильными характеристиками при радиационном воздействии. Снижение выходного сопротивления при F > 1013 также обусловлено снижением , поскольку выходное сопротивление такой схемы определяется выражением (5.6).

Для сравнения качества повторителей тока на транзисторах типа n-p-n (рис. 5.12) проведено моделирование при равных условиях с предыдущим. Результаты моделирования представлены на рисунках 5.13-5.15.



Рис. 5.18 Простейшие схемы повторителей тока на n-p-n транзисторах

Характер работы повторителей тока на n-p-n транзисторах подобен повторителям тока на p-n-p транзисторах. Наиболее эффективна с точки зрения стабильности коэффициента передачи тока схема токового зеркала Вильсона (рис. 5.18г).

Токовые зеркала, выполненные по схемам рисунка 5.18а и б, обладают наихудшей стабильностью выходного тока при фиксированном входном: выходной ток снижается на 10 % при уровне радиационного воздействия F > 6·1013 n/см2 (рис. 5.14а, б).

Повторители тока, у которых погрешность коэффициента передачи пропорциональна 1/2, снижают выходной ток менее чем на 1 % при F=1014 n/см2 (рис. 5.14в, г).



Рис. 5.19 Зависимость коэффициента передачи повторителя тока на транзисторах n-p-n типа при различных уровнях радиационного воздействия (? - F = 0; ? - F = 1012; - F = 1013; - F = 1014)

Рис. 5.20 Зависимость выходного тока повторителей тока (рис. 5.12) от интенсивности потока нейтронов



Рис. 5.21 Зависимость выходного сопротивления повторителей тока на n-p-n транзисторах от частоты при различных уровнях интенсивности потока нейтронов (? - F = 0; ? - F = 1012; - F = 1013; - F = 1014)

Выходное сопротивление повторителей тока при радиационном воздействии ведет себя аналогично рассмотренным ранее (рис. 5.15). Включение резисторов в эмиттеры транзисторов (рис. 5.15б) приводит к повышению выходного сопротивления, как и в токовом зеркале Вильсона:

(5.9)

где - приведенное к базе транзистора VT2 сопротивление R1 с параллельно соединенным сопротивлением токозадающего двухполюсника тока I1; rЭ - дифференциальное сопротивление эмиттера транзистора VT2.

Из выражения (5.9) видно, что выходное сопротивление за счет включения резистора R2 возрастает, но при уменьшении при радиационном воздействии существенно снижается.

5.3 Схемотехника радиационно стойких СН

В качестве примеров схемотехнического построения радиационно стойких СН в качестве базовой использована схема, приведенная на рисунке 5.22. Эта схема не содержит p-n-p транзисторов, в качестве источника тока используется полевой транзистор с управляющим p-n переходом.

Рис. 5.22 Схема (в среде PSpice) простого СН, стойкого к потоку нейтронов

Предлагаемый СН является модификацией рассмотренного в работе. Принципиальное отличие заключается в наличии резистора R2, который выполняет функцию повышения коэффициента стабилизации выходного напряжения при изменении входного, как это было рассмотрено в главе 4. В качестве стабилитрона использован транзистор типа GC из АБМК в диодном включении и обратном напряжении на p-n переходе.

Одновременно достоинством и недостатком данной схемы является отсутствие делителя напряжения обратной связи, так как он интегрирован с опорным элементом. Недостаток заключается в том, что трудно устанавливать необходимое напряжение на выходе, так как оно определяется суммой напряжений база-эмиттер транзистора q3 и стабилитрона D6, то есть может быть задано только дискретно. Достоинство данного способа заключается в том, что коэффициент передачи цепи обратной связи близок к единице, что несколько повышает петлевое усиление. Кроме того, низкое дифференциальное сопротивление стабилитрона позволяет форсированно разряжать емкость нагрузки в нелинейном переходном процессе при сбросе тока нагрузки [11].

Влияние цепи компенсации возмущения по входу иллюстрируется результатами моделирования, приведенными на рисунке 5.23. Как и оговаривалось ранее, полной инвариантности в этом случае добиться не удается, однако нестабильность выходного напряжения определяется шестым знаком после запятой, то есть относительная нестабильность в заданном диапазоне изменения входного напряжения не превышает 1,2 ppm (рис. 5.24).

Проблемы температурной стабильности выходного напряжения в СН такого типа могут быть решены за счет выбора в качестве опорного элемента устройства с заданным температурным дрейфом, так чтобы можно было скомпенсировать отрицательный температурный дрейф напряжения база-эмиттер транзистора.



Рис. 5.23 Зависимость выходного напряжения СН (рис. 5.22) от изменения входного

Рис. 5.24 Относительная нестабильность выходного напряжения СН при изменении входного

Радиационная стойкость такого СН, в первую очередь, будет определяться стабильностью опорного элемента при воздействии, например, потока нейтронов.

Как было показано ниже, под воздействием потока нейтронов существенно изменяется коэффициент усиления тока базы транзистора. В частности, в данной схеме это приводит к существенному увеличению тока базы транзистора q3 при большой плотности потока нейтронов. В этом случае ток через стабилитрон D6 можно определить как

(5.10)

где IБ3 - ток базы транзистора q3.

Поэтому приращение выходного напряжения при изменении интенсивности потока нейтронов F можно представить как

(5.11)

где - дифференциальное сопротивление стабилитрона D6.

Дифференцируя (5.10) по F и подставляя получившееся значение в (5.11), получаем:

(5.12)

Если потребовать равенства нулю правой части выражения (5.12), можно получить условие инвариантности данного СН к воздействию потока нейтронов:

(5.13)

Поскольку строгих аналитических зависимостей для коэффициента усиления тока базы транзистора и его напряжения база-эмиттер в широком диапазоне изменения токов и не существует, ожидать выполнение условия (5.13) во всем диапазоне изменения интенсивностей потока нейтронов не следует. Однако есть основания предполагать, что выбором сопротивления резистора R3 можно добиться выполнения этого условия хотя бы в некоторой точке.

Результат моделирования схемы СН, представленный на рисун- ке 5.25, показывает, что такая точка существует. Результирующее максимальное абсолютное отклонение выходного напряжения в диапазоне изменения интенсивности потока нейтронов от 0 до 1014 [n/см2] не превышает 171 мкВ, что в относительных единицах составляет 40 ppm.

Другой очень важной проблемой функционирования СН при радиационном воздействии является их нагрузочная способность. Действительно, регулирующий элемент, как и другие биполярные транзисторы, также подвержен изменению коэффициента усиления тока базы, поэтому должны быть приняты меры по компенсации потери .

Рис. 5.25. Зависимость выходного напряжения СН при изменении интенсивности радиационного воздействия

Один из примеров построения СН с цепями компенсации приведен на рисунке 5.26. (Отметим, что элемент G(X1X2) на схеме представляет собой сопротивление, управляемое напряжением, имитирующее активную нагрузку [19].) Идея построения таких регулирующих элементов не нова [30], однако ввиду нецелесообразности использования транзисторов типа p-n-p в повторителях тока в данной схеме используется возможность управления током, задающим ток базы РЭ.

Ток транзистора q3 зависит от разности напряжений база-эмиттер транзисторов q3 и q1. В свою очередь, напряжение база-эмиттер транзистора q1 зависит от тока нагрузки. Таким образом ток коллектора I3 транзистора q3 также зависит от тока нагрузки (по экспоненциальному закону). Поэтому падение напряжения на резисторе R3 зависит от тока нагрузки. Приращение тока стока полевого транзистора определяется как

(5.14)

где S - крутизна прямой передачи полевого транзистора в схеме с общим истоком.

Рис. 5.26. Схема СН с контуром положительной обратной связи в РЭ

Таким образом, если потребовать, чтобы приращение тока базы РЭ обеспечивалось полностью не за счет приращения тока транзистора q2, а за счет приращения тока полевого транзистора, выходное сопротивление стабилизатора станет равным нулю. Следует отметить, что получение условий полной компенсации изменения РЭ сопряжен с решением трансцендентных уравнений, весьма громоздок и не дает полезных в инженерном смысле выражений, однако в процессе моделирования можно осуществить параметрический синтез элементов цепи положительной обратной связи и убедиться, что эффект снижения выходного сопротивления или, что то же самое, повышения имеет место быть.

Схема СН, в которой эффект компенсации снижения достигается за счет другого способа измерения базового тока, приведена на рисун- ке 5.27. По аналогии с рассмотренным ранее способом измерения базового тока (рис. 4.4-4.8) последовательно с РЭ (транзистор q4) включается аналогичный ему транзистор q5, базовый ток которого с точностью до равен базовому току РЭ. Далее базовый ток с помощью резистора R2 преобразуется в напряжение, приложенное к затвору полевого транзистора, что вызывает приращение тока стока. Условие настройки цепи положительной обратной связи выполняется, если все приращение базового тока РЭ поступает от приращения тока стока.

В этом случае эквивалентный коэффициент усиления тока базы РЭ можно определить как

(5.15)

где i - коэффициент усиления тока базы соответствующего транзистора; 4 - коэффициент передачи тока эмиттера транзистора q4; S - крутизна прямой передачи полевого транзистора.

Условие, при котором У существенно возрастает или обращается в бесконечность, очевидно:

Рис. 5.27 Модифицированная схема СН с цепью ПОС в РЭ

Результаты моделирования схемы рисунка 5.27 приведены на рисунках 5.28-5.30.

Представленный на рисунке 5.28 график выходного напряжения в зависимости от тока нагрузки демонстрируют участок с явно выраженным отрицательным выходным сопротивлением, что говорит о том, что знаменатель выражения (5.15) становится отрицательным. Относительная погрешность выходного напряжения при токах нагрузки от 10 до 100 мА не превышает ±15·10-6 .

При воздействии на СН потока нейтронов с интенсивностью от 0 до 1013 n/см2 выходное напряжение меняется на 1,8 мВ в диапазоне изменения тока нагрузки от 0 до 100 мА, что составляет относительную погрешность в 0,043 %. При интенсивности потока нейтронов F = 1014 n/см2 СН практически прекращает функционирование в заданном диапазоне токов, обеспечивая относительную погрешность поддержания выходного напряжения на уровне 2 % при токе нагрузки до 40 мА.

Несмотря на наличие участка с отрицательным выходным сопротивлением, СН остается устойчивым при набросе и сбросе тока нагрузки от максимального значения до нуля. (Заметим, что устойчивость СН сохраняется и при частичной коммутации тока нагрузки.) Устойчивость СН обеспечивается за счет включения конденсатора С2 емкостью 15-17 пФ между коллектором и базой транзистора q1 при емкости нагрузки 1 мкФ. График переходного процесса при коммутации тока нагрузки приведен на рисунке 5.30. При набросе тока нагрузки 100 мА время установления не превышает 5 мкс, а максимальный провал выходного напряжения не превышает 0,2 %, что свидетельствует о весьма высокой динамической стабильности.

Рис. 5.28 Зависимость выходного напряжения от тока нагрузки СН (рис. 5.27)



Рис. 5.29 Зависимость выходного напряжения от изменения тока нагрузки при различных уровнях радиационного воздействия

Рис. 5.30 Переходный процесс на выходе СН при коммутации тока нагрузки

Еще одна модификация схемы СН со слежением за током базы РЭ приведена на рисунке 5.31. Измерение тока базы РЭ осуществляется с помощью составного транзистора q4, q5, ток коллекторов которых на резисторе R3 преобразуется в напряжение, управляющее источником тока на полевом транзисторе j1.

Рис. 5.31 Схема СН со слежением за током базы РЭ

В этом случае результирующий коэффициент усиления тока базы РЭ в схеме с общим коллектором может быть представлен следующим образом:

(5.16)

При обращении в нуль знаменателя выражения (5.16) результирующий коэффициент усиления тока РЭ обращается в бесконечность, что, по сути, формирует участок с нулевым выходным сопротивлением СН (рис. 5.32). Из-за режимной зависимости коэффициента усиления тока базы это условие на интервале заданного изменения тока выполняется дважды. То есть выходное сопротивление РЭ имеет несколько участков положительного и отрицательного сопротивления.

Рис. 5.32 Зависимость выходного напряжения при изменении тока нагрузки

Отметим, что ток нагрузки СН, выполненного по схеме рисунка 5.31, несколько больше, чем у рассмотренных ранее схем, что обусловлено большим начальным коэффициентом усиления входного тока РЭ.

Графики, представленные на рисунке 5.33, иллюстрируют факт сохранения работоспособности СН при потоке нейтронов вплоть до F = 5·1013 n/см2. В этом случае относительная нестабильность выходного напряжения составляет 0,07 % при изменении тока нагрузки от 0 до 170 мА.

График, приведенный на рисунке 5.32, иллюстрирует выполнение условия настройки (5.16) при отсутствии радиационного воздействия. На рисунке 5.34 представлены графики зависимости выходного напряжения при выполнении условий настройки при уровне потока нейтронов F = 5·1013 n/см2. В этом случае абсолютная нестабильность во всем диапазоне токов не превышает 1,5 мВ. Однако из-за существенной зависимости от интенсивности потока нейтронов при его снижении возникает явление перекомпенсации, что приводит к появлению отрицательного выходного сопротивления СН во всем диапазоне изменения токов нагрузки. Добиться в этом случае устойчивости во всем диапазоне радиационного воздействия при скачкообразных изменениях тока нагрузки представляет весьма сложную и не всегда выполнимую задачу.

Рис. 5.33 Зависимость выходного напряжения от тока нагрузки при различных уровнях потока нейтронов

Поэтому при проектировании радиационно стойких радиоэлектронных устройств необходимо определить приоритет - должно ли устройство функционировать при заданных уровнях радиационного воздействия, сохраняя функциональную годность, или восстанавливать свою работоспособность после прекращения радиационного воздействия.

В данном разделе не приведены результаты исследования СН, выполненных по традиционным схемам, где в качестве усилителей сигнала рассогласования использованы дифференциальные каскады. В первую очередь это связано с тем, что входные токи дифференциального каскада существенно возрастают при радиационном воздействии, что приводит к появлению дополнительной погрешности в выходном напряжении за счет протекания большого входного тока дифференциального каскада через делитель напряжения обратной связи.

Выполнение дифференциального каскада на полевых транзисторах с каналом p-типа и управляющим p-n переходом возможно только при проектировании СН с относительно большим выходным напряжением - более 5 В. Это связано с тем, что если ИОН имеет напряжение менее 2,5 В, возникают проблемы с обеспечением работоспособности дифференциального каскада по синфазному сигналу из-за большого напряжения отсечки полевого транзистора. Изготавливать же полевые транзисторы с малым напряжением отсечки не целесообразно, так как основное назначение полевых транзисторов в АБМК - каскодное включение их совместно с транзисторами p-n-p типа для повышения их выходного сопротивления со стороны коллектора [7].

Рис. 5.34. Зависимость выходного напряжения от тока нагрузки при различных уровнях потока нейтронов (? - F = 0 n/см2; ? - F = 5·1013 n/см2 )

В связи с вышеизложенным можно сформулировать следующие требования к схемотехнике радиационно стойких СН, предназначенных для исполнения на АБМК_1_2 или другой интегральной технологии:

1. В качестве цели проектирования необходимо задаться минимальным изменением определяющего параметра СН при радиационном воздействии. (Например, это может быть ток нагрузки или качество поддержания выходного напряжения при изменении входного и т.п.)

2. Не использовать боковые p-n-p транзисторы для усиления; для их замены в усилительных каскадах использовать p-JFET транзисторы.

3. Источники тока, задающие ток «сверху», целесообразно выполнять на p-JFET транзисторах, «снизу» - на биполярных n-p-n транзисторах.

4. Сравнивающий дифференциальный каскад можно выполнить:

- на биполярных n-p-n транзисторах (ток задается «снизу»);

- на p-JFET транзисторах (ток задается «сверху»);

- на комбинации биполярных и p-JFET транзисторов с перекрестными связями (ток дифференциального каскада в этом случае определяется устанавливаемым напряжением затвор-исток полевых транзисторов, то есть источник тока как таковой отсутствует) [24];

5. Регулирующий элемент должен выполняться на транзисторе n-p-n типа; для увеличения возможного тока нагрузки необходимо параллельное включение транзисторов с использованием выравнивающих резисторов.

6. Cледует выбирать схемную конфигурацию с минимальным количеством источников тока, задающих статический режим, причем желательно, чтобы все источники тока задавали ток либо «сверху», либо «снизу»:

- источники тока, задающие ток «сверху», можно выполнить, несмотря на некоторое усложнение схемы, с помощью p-JFET транзисторов или с использованием транзисторов p-n-p типа, однако необходимо принять меры для компенсации потери их усиления при радиационном воздействии, например, использовать отрицательные обратные связи для стабилизации тока коллектора p-n-p транзистора.

Эти же рекомендации могут быть использованы и при проектировании источников опорного напряжения.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

На основании достаточно общих теоретических представлений предложен метод анализа непрерывных стабилизаторов напряжения, который в некоторых случаях позволяет обойтись без сложных и громоздких методов теории автоматического регулирования. Этот метод позволяет проводить анализ СН не только на структурном, но и на схемотехническом уровне, исследуя возможность взаимной параметрической компенсации дестабилизирующих факторов и синтез компенсирующих каналов.

Предложенные схемы функциональных узлов и СН в целом, в которых компенсация влияния различных дестабилизирующих факторов обеспечивается дополнительными каналами, обладают высокими точностными параметрами и могут быть отнесены к разряду прецизионных. Проведенный анализ и результаты схемотехнического моделирования показывают, что введение компенсационно-параметрических каналов в СН с непрерывным регулированием является эффективным способом повышения их статической точности.

В меру адекватности моделей компонентов проведены исследования влияния на работоспособность СН радиационного воздействия в виде потока нейтронов различного уровня интенсивности. Приведенные результаты моделирования показывают целесообразность и эффективность применения тех или иных стандартных схемотехнических решений. Также приведены оригинальные схемы СН, в которых обеспечивается не только функциональная годность устройства при радиационном воздействии, но и сохраняются высокие характеристики статической и динамической точности СН. Предложенные схемотехнические решения и рекомендации по проектированию СН могут оказаться полезными при создании радиационно стойких радиоэлектронных схем.

Безусловно, проблема создания радиационно стойких радиоэлектронных устройств обусловлена, в первую очередь, технологическими проблемам - созданием соответствующей элементной базы. С другой стороны, схемотехнические приемы и методы позволяют решать проблему радиационно стойких устройств в комплексе. Для этого в распоряжении разработчиков должны быть адекватные радиационно зависимые модели компонентов. Автор выражает признательность г-ну Дворникову Олегу Владимировичу, профессору Белорусского государственного университета информатики и радиотехники, за предоставленные библиотеки радиационно стойких компонентов АБМК, выпускаемого Минским НПО «Интеграл», и надеется на дальнейшее сотрудничество в этой области.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Источники электропитания РЭА [Текст] : справочник / Г.С. Найвельт [и др.] ; под ред. Г.С. Найвельта. - М. : Радио и связь, 1986. - 576 с.

2. Полянин, К.П. Интегральные стабилизаторы напряжения [Текст] / К.П. Полянин. - М. : Энергия, 1979.

3. Старченко, Е.И. Стабилизаторы напряжения с непрерывным регулированием [Текст] / Е.И. Старченко // Методическое пособие по самостоятельному изучению теоретической части курса «Аналоговые электронные устройства». - Шахты : ШТИБО, 1992. - Ч. 6.

4. Старченко, Е.И. Базовые матричные кристаллы. Схемотехника типовых аналоговых микроэлектронных устройств [Текст] / Е.И. Старченко, В.Г. Манжула // Методическое пособие по самостоятельному изучению теоретической части курса «Микросхемотехника». - Шахты : ШТИБО, 1992.

5. Соклофф, С. Аналоговые интегральные схемы [Текст] : пер. с англ. / С. Соклофф. - М. : Мир, 1988.

6. Крутчинский, С.Г. Схемотехника аналоговых электронных устройств [Текст] : учеб. пособие / С.Г. Крутчинский, Е.И. Старченко. - Таганрог : Изд-во ТРТУ, 2006.

7. Дворников, О.В. Аналоговый биполярно-полевой БМК с расширенными функциональными возможностями [Текст] / О.В. Дворников, В.А. Чеховской Chip News. - 1999. - № 2. - С. 21-23.

8. Widlar, R.J. New development is voltage regulators / R.J. Widlar // Journal of Solid-State Cercuit. Feb. - 1971. - Vol. SC-6, № 2. - Р. 2-7.

9. Капитонов, М.В. Схемотехника дополнительных узлов защиты микросхемы управления импульсными источниками вторичного электропитания [Текст] / М.В. Капитонов, К.П. Полянин, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов, Е.И. Старченко // Электронная техника в автоматике / под ред. Ю.И. Конева. - М. : Радио и связь, 1985. - Вып. 15.

10. Компенсационный стабилизатор напряжения [Текст] : пат. 2117982 Рос. Федерация / Старченко Е.И., Барилов И.В. - Опубл. 20.08.98, Бюл. № 23.

11. Анисимов, В.И. Переходные процессы интегральных СН в нелинейных режимах [Текст] / В.И. Анисмов, М.В. Капитонов, А.И. Рогач // Электронная техника в автоматике / под ред. Ю.И. Конева. - М. : Радио и связь, 1983. Вып. 14. - С. 128-137.

12. Пат. 2152540 Российская Федерация, МКИ G05F1/56. Стабилизатор напряжения [Текст] / Старченко Е.И., Барилов И.В. - Опубл. 10.07.2000, Бюл. № 19.

13. Старченко, Е.И. Повышение стабильности источника опорного напряжения [Текст] / Е.И. Старченко, В.Г. Манжула, И.В. Барилов // Электронные устройства и информационные технологии : сб. науч. тр. / под ред. В.С. Плаксиенко ; Шахт. технол. ин-т быт. обслуж. - Шахты : ШТИБО, 1994. - Вып. 6. - С. 45-46.

14. Пат. 2101751 Российская Федерация, МКИ G05F1/56. Источник опорного напряжения [Текст] / Старченко Е.И., Барилов И.В., Бондаренко Д.А. - Опубл. 10.01.98, Бюл. № 1.

15. Разевиг, В.Д. Система сквозного проектирования электронных устройств DesigLab 8.0 [Текст] / В.Д. Разевиг. - М. : Солон-Р, 2004. - (Серия «Системы проектирования»).

16. Менский, Б.М. Принцип инвариантности в автоматическом регулировании [Текст] / Б.М. Менский. - М. : Машиностроение, 1978.

17. Пат. 2208833 Российская Федерация, МКИ G05F1/56. Стабилизатор напряжения [Текст] / Старченко Е.И., Сафонов А.И. - Опубл. 2003, Бюл. № 20.

18. Пат. 2322702 Российская Федерация, МКИ G05F 3/24. Источник опорного напряжения [Текст] / Старченко Е.И., Гавлицкий А.И., Старченко И.Е. - Опубл. 2008, Бюл. № 24.

19. Старченко, Е.И. DesignLab: руководство по схемотехническому моделированию [Текст] : учебно-метод. пособие / Е.И. Старченко, А.И. Гавлицкий ; Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. - Шахты : ЮРГУЭС, 2008. - 32 с.

20. Зайцев, Г.В. Основы автоматического управления и регулирования [Текст] / Г.В. Зайцев, В.И. Костюк, П.И. Чинаев. - Киев : Техника, 1975. - 496 с.

21. Старченко, Е.И. Устойчивость стабилизаторов напряжения с положительной обратной связью по току нагрузки в цепи регулирующего элемента [Текст] / И.В. Барилов, Е.И. Старченко // Современные проблемы машиностроения, информационных технологий и радиотехники : межвуз. сб. науч. трудов / редкол. : С.А. Кузнецов [и др.] ; Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. - Шахты : ЮРГУЭС, 2008. - С. 62-63.

22. Старченко, Е.И. Схемотехника презиционных источников опорного напряжения [Текст] / Е.И. Старченко, А.И. Гавлицкий // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники : cборник материалов VI Междунар. науч.-практ. семинара, 3-5 октября 2007 г. Ч. 1. Функциональные узлы аналоговых интегральных схем и сложных функциональных блоков / гл. ред. Н.Н. Прокопенко ; М-во образования и науки РФ ; Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. - Шахты : ЮРГУЭС, 2007. - С. 165-168.

23. Старченко, Е.И. Применение параметрических каналов компенсации в непрерывных стабилизаторах напряжения [Текст] / Е.И. Старченко // Электроника и связь. - Киев, 2002. - № 15. - С. 40-44.

24. Старченко, Е.И. Особенности схемотехники операционных усилителей, стойких к воздействию потока нейтронов [Текст] / Е.И. Старченко // Микропроцессорные аналоговые и цифровые системы: проектирование и схемотехника, теория и вопросы применения : материалы III Междунар. науч.-практ. конф. - Новочеркасск : ЮРГТУ (НПИ), 2003. - С. 19-23.

25. Операционные усилители и компараторы [Текст] : справочник. - М. : Додека-XXI, 2001. - 560 с. : ил. - (Интегральные микросхемы; Т.12). - С. 240.

26. Дворников, О.В. Программируемый операционный усилитель, стойкий к воздействию потока нейтронов [Текст] / О.В. Дворников, В.А. Чеховский // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники : труды Междунар. научно-практ. семинара, 3-5 октября 2002 г. ; Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. - Шахты : ЮРГУЭС, 2002. - Ч. 1. - С. 19-23.

27. Каталог разработок Российско-Белорусского центра аналоговой микросхемотехники [Текст] / под ред. С.Г. Крутчинского ; Северо-Кавказ. науч. центр высш. шк., Российско-Белорус. центр аналоговой микросхемотехники, Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса, Таганрог. гос. радиотехн. ун-т, Белорус. гос. ун-т. - Шахты : ЮРГУЭС, 2006. - 86 с. : ил. - С. 117.

28. Прокопенко, Н.Н. Схемотехнические способы компенсации импеданса двухполюсника [Текст] / Н.Н. Прокопенко, И.Е. Старченко, Н.В. Ковбасюк // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники : труды Междунар. науч. -практ. семинара, 3-5 октября 2002 г. ; Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. - Шахты : ЮРГУЭС, 2002. - Ч. 1. - С. 26-35.

29. Старченко, Е.И. Простой стабилизатор напряжения [Текст] / Е.И. Старченко // Радио. - 1989. - № 11. - С. 36.

30. Старченко, Е.И. Применение комбинированной обратной связи в стабилизаторах постоянного напряжения [Текст] / В.Г. Манжула, А.Э. Попов, В.А. Ставцев, Е.И. Старченко // Радиоэлектроника и связь : науч.-практ. журн. обл. правления НТО радиотехники, электроники и связи им. А.С. Попова. - СПб., 1992. - № 1 (3). - С. 82-86.

Размещено на Allbest.ru