Стабилизаторы напряжения с компенсационно-параметрическими каналами

Существует еще один, не рассматриваемый здесь способ повышения стабильности ИОН - каскадирование ПСН [1]. Самым большим недостатком этого способа является плохая энергетика - низкий коэффициент полезного действия. Однако при использовании ПСН в компенсационных, охваченных цепью ООС стабилизаторах напряжения питания ИОН с выхода стабилизатора существенно повышает стабильность опорного напряжения (см. раздел 2). Но во многих случаях это требует применения цепей запуска и отрицательно сказывается на надежности СН, так как усложняются цепи защиты от перегрузки выхода. В этом случае цепи защиты должны обладать триггерным эффектом.

Рис. 3.23 Определение коэффициента стабилизации в частотной области

В тех случаях, когда необходимо иметь напряжение стабилизации в дробно-кратное число раз, отличающееся от напряжения стабилизации стабилитрона, обычно используют схему, приведенную на рисунке 3.24.

Рис. 3.24 Схема «высоковольтного» стабилитрона

Выходное сопротивление такой схемы достаточно велико, поэтому коэффициент стабилизации ее оказывается небольшим. Если схему дополнить контуром положительной обратной связи (рис. 3.25), выходное сопротивление ПСН можно сделать равным нулю.

Роль контура положительной обратной связи выполняет повторитель тока на транзисторах Q2, Q1, а глубина обратной связи задается выбором сопротивления резистора R1.



Рис. 3.25 Схема ПСН с нулевым дифференциальным сопротивлением опорного элемента

Для схемы ПСН (рис. 3.25), при условии, что коэффициент передачи повторителя тока равен единице, можно записать:

(3.21)

где IЭ3 - ток эмиттера транзистора Q3.

Дифференцируя (3.21) по IЭ3, дифференциальное выходное сопротивление схемы можно представить как

(3.22)

Условие, при котором выходное сопротивление обращается в нуль, очевидно - равенство нулю числителя выражения (3.22). В этом случае коэффициент стабилизации достигает своего максимального значения, но, как и в предыдущих случаях, имеется режимная зависимость условий достижения полной компенсации.

Результаты сопоставительного моделирования схем рисунков 3.23 и 3.25 приведены на рисунке 3.26. Изменение выходного напряжения модифицированной схемы составляет несколько микровольт во всем диапазоне изменения входного напряжения, в то время как для схемы ПСН (рис. 3.23) - единицы милливольт при одинаковом дифференциальном сопротивлении токостабилизирующих двухполюсников (R7 (рис. 3.23) и R4 (рис. 3.24)).

Рис. 3.26 Результаты сопоставительного моделирования схем рисунков 3.23 (V(2)) и 3.24 V(2_2))

Наиболее существенным недостатком рассмотренных способов компенсации входного возмущения является необходимость точного выполнения условий, при которых такая компенсация возникает. С учетом того, что в условие компенсации зачастую входят режимно зависимые параметры, это условие можно выполнить только в единственной точке.

Несмотря на это, возможности интегральной технологии позволяют осуществить подгонку сопротивления резистора (как правило, одного) или выполнить этот резистор внешним.

Кроме того, наличие участка с отрицательным коэффициентом стабилизации по напряжению в ИОН приводит к повышению общей стабильности напряжения на выходе стабилизатора, поэтому предлагаемая схемотехника ПСН может найти применение при проектировании высокостабильных компенсационных стабилизаторов напряжения и других устройств автоматики и измерительной техники.

3.2 Параметрические стабилизаторы напряжения, не зависящие от изменений температуры

Можно утверждать, что впервые методы параметрической компенсации были использованы при получении температурно стабильных источников опорного напряжения [5, 8]. Попытка получения стабилитронов с нулевым температурным дрейфом была сопряжена с большими техническими трудностями и, как правило, заключалась в отборе необходимых образцов при значительном объеме тестовых измерений, что значительно удорожало продукцию. Возможности интегральной технологии и, в частности, малые температурные градиенты по кристаллу, позволили применять методы параметрической компенсации влияния температурных изменений на выходное напряжение ИОН.

Были также попытки обеспечить температурную стабильность стабилитрона включением последовательно с ним p-n-перехода в прямом направлении: диод имеет отрицательный температурный дрейф, примерно -2 мВ/К. Если стабилитрон выполнен на основе так называемого подпорогового эффекта Зенера [5], температурный дрейф его напряжения стабилизации имел положительный знак и составлял (34) мВ/К, поэтому результирующий дрейф опорного напряжения частично компенсировался и оказывался близок к 1 мВ/К.

Одной из первых схем, в которых обеспечивалось суммирование двух напряжений, имеющих практически одинаковый по абсолютной величине температурный дрейф, получившей достаточно большое распространение, является ИОН, схема которого приведена на рисунке 3.27 [5]. Схемотехническая идея, положенная в основу этой и других температурно стабильных схем ИОН, заключается в следующем.

Рис. 3.27 Температурно стабильный источник опорного напряжения

Температурный дрейф стабилитрона VD1 имеет положительный знак, температурный дрейф напряжения база-эмиттер - отрицательный. Поэтому напряжение на эмиттере транзистора VT2 имеет положительный результирующий температурный дрейф. Напряжение на базе транзистора VT3 в диодном включении имеет отрицательный температурный дрейф. Выбором соответствующих номиналов резисторов R1 и R2 можно обеспечить нулевой температурный дрейф напряжения UВЫХ (рис. 3.27).

Поскольку токи через транзисторы VT1 - VT3 фактически одинаковы и транзисторы являются интегральными, их напряжение база-эмиттер также будут одинаковыми. Немаловажно и то, что температурный дрейф напряжения база-эмиттер этих транзисторов тоже будет одинаковым.

Поэтому для выходного напряжения ИОН можно записать:

откуда температурный коэффициент выходного напряжения будет равен

(3.23)

Необходимо отметить, что сопротивления резисторов тоже зависят от температуры. Но, поскольку это интегральные резисторы одинакового способа изготовления (либо в базовом, либо в эмиттерном слое), то их температурные коэффициенты также будут одинаковыми. Поэтому их относительный температурный дрейф можно не учитывать, так как отношение сопротивлений этих резисторов не будет зависеть от температуры в широком диапазоне изменения температур.

Из выражения (3.23) следует, что соответствующим выбором сопротивлений резисторов R1, R2 можно получить нулевой температурный коэффициент:

(3.24)

При известном температурном дрейфе напряжения стабилизации стабилитрона и напряжения база-эмиттер транзистора можно легко выбрать требуемое отношение сопротивлений резисторов R1 и R2. В то же время выходное напряжение ИОН нельзя выбрать произвольно, так как оно определяется условием равенства нулю температурного коэффициента напряжения.

Если все параметры схемы будут точно соответствовать расчетным, номинально температурный дрейф выходного напряжения будет равен нулю. Если какой либо из параметров схемы не будет соответствовать расчетному значению, температурный дрейф выходного напряжения будет отличаться от нуля, хотя при этом может оставаться весьма малым.

Результаты моделирования схемы ИОН (рис. 3.27) приведены на ри-сунках 3.28, 3.29. Для исследования использовались модели компонентов аналогового базового матричного кристалла (АБМК) НПО «Интеграл» (Минск).

Рис. 3.28 Зависимости выходного напряжения температурно стабильного ИОН (верхний график) и температурного дрейфа (нижний график)

При отношении сопротивлений R1/R2 = 2,534 в диапазоне температур от -40 до +80 оС изменение выходного напряжения составляет 0,13 мВ, а температурный дрейф выходного напряжения не превышает 5,5·10-6 В/К, что в процентном отношении дает погрешность не более 0,0004 %/К в диапазоне температур от -40 до +80 оС.

В том случае, когда погрешность установки отношения сопротивлений резисторов R1/R2 составляет ±2 %, отклонение выходного напряжения ИОН достигает ±10 мВ, а температурный дрейф не превышает ±22 мкВ/К или ±0,0014 %/К. В то же время, если оценить температурный дрейф по абсолютному отклонению, он составит ±81 ppm, что соответствует прецизионным ИОН. Несмотря на то, что температурный дрейф выходного напряжения не равен нулю, для подавляющего большинства практических применений он достаточно мал.

При отклонении температурного коэффициента напряжения стабилизации стабилитрона и температурного дрейфа напряжения база-эмиттер транзистора на ±5 % порядок остаточного температурного дрейф будет также в пределах ±0,0015 %/К, что вполне приемлемо.

К недостаткам рассмотренной схемы следует отнести довольно низкий коэффициент стабилизации - и высокое выходное сопротивление, требующее подключения высокоомной нагрузки.

Каждый из интегральных транзисторов можно применить в качестве стабилитрона, включая переход база-эмиттер в обратном направлении. Зенеровский пробой такого стабилитрона будет происходить при напряжениях 56,3 В. Измерения таких стабилитронов показали, что при малых рабочих токах 100-300 мкА они имеют большой разброс напряжения стабилизации по пластине (±0,3 В) и значительно меньший (± 0,1 В) при токе более 1 мА. Следовательно, использование таких стабилитронов допустимо в каскадах сдвига уровня и несколько затруднено в источниках опорного напряжения.

На рисунке 3.39 представлена еще одна схема термокомпенсированного источника опорного напряжения, так называемый диод Видлара [8]. В этой схеме наиболее полно используются возможности, которые предоставляет интегральная технология в распоряжение схемотехников.



Рис. 3.29 Зависимость выходного напряжения и его температурного дрейфа в диапазоне температур при вариации отношения резисторов

Достаточно подробный анализ этой схемы проведен в работе [5]. Если считать базовые токи транзисторов пренебрежимо малыми, то для выходного напряжения ИОН оказывается справедливо следующее выражение:

(3.25)

где I1, I2 - токи через резисторы R1 и R2 соответственно (рис. 3.27). Легко заметить, что напряжение база-эмиттер транзистора имеет отрицательный температурный коэффициент, то есть уменьшается с увеличением температуры, а второе слагаемое в выражении (3.23) имеет положительный температурный коэффициент, поскольку Т пропорционален температуре. Поэтому при соответствующем выборе отношения при сопротивления резисторов при соответствующем выборе отношения токов можно взаимно компенсировать два противоположных по знаку температурных коэффициента и в конечном счете сделать температурный дрейф выходного напряжения ИОН нулевым.

Рис. 3.30 Схема ИОН, определяемая шириной запрещенной зоны кремния

Условие, при котором температурный дрейф обращается в ноль, можно получить, дифференцируя выражение (3.25) по температуре и приравнивая производную нулю:

Следовательно, при условии, что

(3.26)

температурный дрейф выходного напряжения будет отсутствовать.

Естественно, условие (3.26) будет выполняться только в единственной точке, так как температурный дрейф напряжения база-эмиттер тоже есть функция температуры [5], и, кроме того, отношение токов I1/I2 будет зависеть от изменения тока токостабилизирующего двухполюсника I0 (рис. 3.30), а также приращение тока через транзистор VT3 приводит к изменению его напряжения база-эмиттер.

Результаты моделирования схемы ИОН (рис. 3.27) приведены на рисунке 3.31. Выходное напряжение не может быть выбрано произвольно: его значение зависит от условия температурной компенсации и составляет 1,447 В в точке компенсации температурного дрейфа. Температурный дрейф не превышает -64 мкВ/К.

Рис. 3.31 Зависимость выходного напряжения (верхний график) и температурного дрейфа (нижний график) от температуры

Повысить стабильность ИОН при одновременном воздействии изменения температуры и входного напряжения можно, используя схему ПСН, приведенную на рисунке 3.15, применяя в качестве опорного элемента диод Видлара.

Сравнительные результаты моделирования схемы ИОН (рис. 3.15) и схемы, приведенной на рисунке 3.30, представлены на рисунках 3.32 и 3.33.

В диапазоне температур -40+50 оС температурный дрейф выходного напряжения обеих схем примерно одинаков, а при дальнейшем росте температуры дрейф схемы ИОН (рис. 3.27) возрастает по абсолютной величине, оставаясь достаточно малым. Это объясняется дополнительной температурной зависимостью статического тока через опорный элемент, так как он определяется напряжением база-эмиттер транзистора VT4 и резистором R4 (рис. 3.31).

В то же время при заданной вариации входного напряжения в ±1 В от исходного 5 В температурная стабильность ИОН, выполненного по схеме рисунка 3.32, остается практически без изменений, а нестабильность диода Видлара существенно возрастает (рис. 3.29).

Рис. 3.32 Температурно стабильная схема ИОН с повышенным коэффициентом стабилизации



Рис. 3.33 Результаты сопоставительного моделирования схем ИОН (кривая ? соответствует рис. 3.30, - рис. 3.32)

Коэффициент стабилизации по напряжению модифицированной схемы ИОН на основе диода Видлара в 6-7 раз выше при относительно низком выходном сопротивлении токостабилизирующего двухполюсника.

Таким образом, предлагаемая схема ИОН (рис. 3.32) надежно защищена от двух дестабилизирующих факторов: изменений входного напряжения и температуры, что делает ее применение перспективным при изготовлении по стандартной биполярной технологии.

Ранее упоминалось, что схема ПСН, приведенная на рисунке 3.7, также обладает температурной стабильностью, так как возникает частичная компенсация, обусловленная противоположными знаками температурных дрейфов напряжения стабилизации стабилитрона и тока источника тока.



Рис. 3.34 Результаты сопоставительного моделирования схем ИОН рисунков 3.27 (кривые VВЫХ) и 3.29 (VВЫХ1)

Модифицированная схема температурно стабильного ИОН приведена на рисунке 3.34. В отличие от схемы ИОН (рис. 3.7) в схему введен дополнительный резистор, включенный последовательно со стабилитроном. Ввиду очень большого выходного сопротивления источника тока увеличение дифференциального сопротивления стабилитрона за счет последовательно включенного с ним резистора не приводит к существенному снижению коэффициента стабилизации. В то же время температурный дрейф напряжения стабилизации стабилитрона компенсируется противоположным по знаку температурным дрейфом падения напряжения на резисторе R3, зависящим от температурного дрейфа тока, протекающего через стабилитрон. Температурный дрейф, обусловленный изменением сопротивления R3 под действием температуры, пренебрежимо мал, если для типовых значений резисторов, выполненных в эмиттерном слое, линейный температурный коэффициент не превышает 0,01.

Результаты исследования схемы ИОН (рис. 3.32) при компьютерном моделировании приведены на рисунке 3.34.

Рис. 3.35 Абсолютное значение выходного напряжения (верхний график) и выигрыша в коэффициенте стабилизации по напряжению (нижний график)

Рис. 3.36 Модифицированная схема ИОН с повышенным коэффициентом стабилизации и температурно стабильным напряжением

Температурный дрейф выходного напряжения в диапазоне температур от -40 до 80 оС не превышает ±50 мкВ/К, а коэффициент стабилизации при номинале резистора R3 = 132 Ом превышает 1,2·104, причем температурный дрейф выходного напряжения практически не зависит от изменения входного напряжения.

Приведенные схемы температурно стабильных ИОН не исчерпывают всего разнообразия схемотехники, однако позволяют сделать вывод о принципах построения таких схем:

- выходное напряжение ИОН должно формироваться за счет двух напряжений с разными знаками температурного дрейфа, причем абсолютное значение компенсирующего дрейфа должно приводиться в точку суммирования с масштабным коэффициентом, необходимым для максимальной компенсации исходного дрейфа;

- поскольку любая температурная компенсация носит параметрический характер, необходимо отдавать предпочтение тем схемам, в которых изменение внешних параметров не приводит к изменению условий полной компенсации;

- классические схемы температурно компенсированных ИОН целесообразно дополнять цепями компенсации от влияния изменения питающего напряжения (рис. 3.31, 3.35);

- предпочтение должно быть отдано тем схемам, в которых в качестве опорного используется элемент с точно прогнозируемым температурным дрейфом.



Рис. 3.37 Результаты моделирования схемы ИОН (рис. 3.35) при вариации входного напряжения на ±2 В

Схема ИОН, приведенная на рисунке 3.37, представляет собой модифицированный вариант схемы ИОН рисунка 3.27. Наряду с температурной стабильностью она обладает повышенным коэффициентом стабилизации при изменении питающего напряжения.



Рис. 3.38 Вариант температурно стабильного ИОН с повышенным коэффициентом стабилизации по напряжению

В этом случае источники опорного напряжения будут надежно защищены от двух дестабилизирующих факторов - изменения питающего напряжения и температуры.

4. Принципы построения НЕПРЕРЫВНЫХ стабилизаторов напряжения с параметрическими каналами компенсации возмущений

Как уже отмечалось, повышение стабильности выходного напряжения в СН может быть достигнуто увеличением усиления в контуре обратной связи, что вызывает усложнение схемы и снижение устойчивости. Обеспечение устойчивости в этом случае достигается введением тех или иных корректирующих звеньев, как правило, интегрирующих. Это, однако, ведет к потере быстродействия и затягиванию переходных процессов, что нежелательно. Повышение статической и динамической точности СН можно обеспечить методами теории инвариантности. Инвариантные системы строятся по принципу двухканальности [17], причем два канала передачи возмущения в системе могут существовать либо естественным образом - в зависимости от конкретной схемотехнической реализации, либо второй канал в СН можно ввести искусственно.

Рассмотрим структурные схемы СН, в которых компенсирующий канал по возмущениям со стороны входного напряжения создается искусственно (рис. 4.1-4.3).

Рис. 4.1 Структурная схема СН с подачей компенсирующего воздействия в ИОН



Рис. 4.2 Структурная схема СН с подачей компенсирующего воздействия на вход РЭ

Рис. 4.3 Структурная схема СН с подачей компенсирующего воздействия в делитель напряжения обратной связи

Система становится инвариантной к возмущению на входе в случае выполнения условий настройки компенсирующей цепи - необходимо потребовать равенства нулю передаточной функции по возмущению. Передаточные функции для соответствующих схем и условия настройки компенсирующей цепи приведены ниже.

Для структурной схемы СН, приведенной на рисунке 4.1, передаточная функция по помехе в виде изменения входного напряжения выглядит следующим образом:

(4.1)

где КК - коэффициент передачи канала компенсации возмущения.

Условие инвариантности ко входному возмущению - равенство нулю передаточной функции по помехе, которое возникает при равенстве нулю числителя выражения (4.1), откуда следует:

(4.2)

Для схемы, приведенной на рисунке 4.2, передаточная функция по помехе:

(4.3)

а условие инвариантности

(4.4)

Для схемы, приведенной на рисунке 4.3, передаточная функция по помехе:

(4.5)

а условие инвариантности

(4.6)

При выборе той или иной структурной схемы для введения компенсирующего канала по входному возмущению необходимо руководствоваться следующими соображениями: число схемных параметров, входящих в условие настройки, должно быть минимально возможным; чувствительность схемных параметров, входящих в условие настройки, к изменению режима работы СН должна быть малой; существование физической (технологической) реализуемости условий компенсации.

Оценку чувствительности условий настройки к изменению параметров необходимо проводить для конкретной схемотехнической реализации. Это можно сделать аналитически, что не всегда просто ввиду большого числа режимно зависимых параметров. Удобную возможность исследования чувствительности предоставляют моделирующие программы типа PSpice в режиме «Parametric & Performance Analysis» [19].

В определенной мере все рассматриваемые способы подачи компенсирующих воздействий равноценны, однако, как показали исследования, предпочтение следует отдать структурным схемам рисунков 4.2 и 4.3 при питании ИОН с выхода СН и схеме рисунка 4.1 при питании ИОН со входа СН.

Аналогичные структурные схемы СН можно представить и для компенсации возмущения со стороны нагрузки. Сущность такого метода компенсации заключается в том, что тем или иным способом измеряется ток нагрузки, напряжение, пропорциональное току нагрузки масштабируется и подается либо в делитель напряжения обратной связи, либо в ИОН; если сигналом, пропорциональным току нагрузки, также является ток, его с необходимым коэффициентом передачи можно подавать непосредственно в базу РЭ.

Необходимо отметить, что практически в любом из рассмотренных случаев можно достичь эффекта перекомпенсации. При компенсации входного возмущения это может привести только к появлению отрицательного коэффициента стабилизации и не повлияет на устойчивость стабилизатора в целом, так как компенсирующий контур не входит в цепь ООС. При перекомпенсации возмущений со стороны нагрузки выходное сопротивление СН может стать отрицательным, поэтому необходимо всякий раз проверять выполнение критерия устойчивости. Однако, если компенсирующий контур не входит в цепь ООС или его вклад в формирование фазовой характеристики петлевого усиления достаточно мал (канал компенсации более широкополосный, чем канал усиления сигнала обратной связи), и при отрицательном выходном сопротивлении СН будет оставаться устойчивым.

Использование традиционных методов измерения тока нагрузки с помощью включенного последовательно с выходом СН резистивного датчика тока не всегда оправдано, так как ухудшает энергетические характеристики стабилизатора. Поэтому для компенсации возмущений со стороны нагрузки наиболее целесообразно использовать такое схемотехническое построение, когда канал компенсации возникает естественным образом, то есть в принципиальной схеме существуют некоторые узлы, напряжение в которых пропорционально току нагрузки. Например, разность напряжений база-эмиттер. В этом случае задача разработчика сводится к анализу и грамотному параметрическому синтезу схемы СН в целом и цепи компенсации в частности.

4.1 Схемотехническая реализация СН с компенсацией возмущения по входному напряжению

Схемы, иллюстрирующие ранее рассмотренные принципы построения компенсационно-параметрических СН, приведены ниже. Упрощенная схема, приведенная на рисунке 4.4, иллюстрирует возможность использования компенсационного канала при классическом исполнении СН [10]. В частности, такой вариант компенсации входных возмущений может быть использован и в уже существующих интегральных СН, например серии К142ЕН1(2) и им подобных, у которых существует вывод от базы встроенного регулирующего элемента.



Рис. 4.4 Пример реализации СН с введением компенсационной связи по входному возмущению в базу РЭ

Цепь компенсации выполнена на резисторе RК и повторителе тока на транзисторах VT1 и VT6. Условия компенсации для схемы рисунке 4.4, соответствующие выражению (4.4), преобразуются к виду RПР = RК, так как повторитель тока на транзисторах VT1 и VT6 меняет знак приращения входного возмущения, поступающего в базу регулирующего элемента.

Поскольку в данной схеме RПР определяется параллельным соединением сопротивлений база-коллектор транзисторов VT4 и VT7, сопротивление резистора RК оказывается достаточно большим (несколько десятков и даже сотен килоом). В этом случае статический ток коллектора транзистора VT6 невелик и практически не влияет на статический режим работы СН при любых допустимых изменениях входного напряжения и тока нагрузки. Эффективность использования данного способа компенсации подтверждается результатами компьютерного моделирования (рис. 4.5, 4.6).



Рис. 4.5 Зависимость выходного напряжения схемы СН (рис. 4.4) от изменения входного без компенсации () и с компенсирующей цепью (?)

Результаты моделирования, приведенные на рисунке 4.5, показывают, что введение компенсирующей цепи изменяет статический режим работы СН на 3 мВ (или на 0,06 %), а коэффициент стабилизации возрастает в сотни раз. (Как отмечалось выше, при моделировании в некоторых программах типа Sрice, при вычислении производных возникают проблемы сходимости, поэтому на рисунке 4.6 приведены результаты исследования схемы в режиме .AC при питающем напряжении 10 В и его отклонениях на ±1 В. В этом случае при работе схемы СН в линейном режиме отношение входного переменного напряжения к выходному практически совпадает с коэффициентом стабилизации.)

В этом случае коэффициент подавления пульсаций на частоте 100 Гц у схемы СН с компенсирующей цепью составляет 1,57·105, а в схеме без компенсирующей цепи - не превышает 103.

В некоторых случаях, при достаточно малом дифференциальном сопротивлении источника тока, подключенного к базе РЭ, может потребоваться существенное снижение сопротивления RК (рис. 4.4), что приводит к нарушению статического режима. В этом случае последовательно с резистором RК рекомендуется включить стабилитрон или несколько диодов для выполнения условия (4.4). Реально из-за режимной зависимости RПР от тока нагрузки условия компенсации выполняются не точно во всем диапазоне изменения входного напряжения, но коэффициент стабилизации остается весьма высоким - более 2·104.

Рис. 4.6 Коэффициент подавления пульсаций для схемы СН (рис. 4.4) с компенсирующей цепью (?) и без нее ()

4.2 Стабилизаторы напряжения с положительной обратной связью по току нагрузки

Пример использования положительной обратной связи по току в РЭ для компенсации снижения выходного напряжения стабилизатора при изменении тока нагрузки приведен на рисунке 4.7. Помимо указанного эффекта такие СН достаточно эффективно работают при низких температурах, так как цепь положительной обратной связи компенсирует снижение коэффициента усиления по току регулирующего элемента.

Опорное напряжение в этом стабилизаторе формируется с помощью ИОН на основе ширины запрещенной зоны кремния (транзисторы VT2, VT5, VT6 и резисторы R1 - R3), причем параметры элементов выбираются и из условия компенсации температурного дрейфа напряжения база-эмиттер транзистора VT5. Сам же ИОН выполняет и роль усилителя сигнала рассогласования, реализуя принцип функциональной и схемотехнической интеграции, соответствующим образом изменяя ток базы транзистора VT1 и, как следствие, ток базы РЭ - транзистора VT8.

Контур положительной обратной связи по току нагрузки образован транзисторами VT3, VT4, VT7. При увеличении тока нагрузки СН необходимое приращение тока базы РЭ возникает не за счет действия цепи ООС, а параметрически, за счет положительной обратной связи по току, чем достигается снижение выходного сопротивления.

Эффект снижения выходного сопротивления СН обусловлен практически неограниченным возрастанием статического коэффициента усиления тока базы транзистора РЭ:

(4.7)

где i - статический коэффициент усиления тока базы соответствующего транзистора; К<1 - коэффициент передачи повторителя тока на транзисторах VT3, VT4.

Кроме того, чем больше РЭ, тем меньше влияние изменения тока нагрузки на режим работы ИОН и, следовательно, тем выше его температурная стабильность. К недостатку данной схемы СН следует отнести увеличение минимальной разности напряжения «вход-выход» и необходимость использования в качестве VT7 транзистора, аналогичного VT8, что не всегда удобно для сильноточных схем. Однако большой статический коэффициент усиления тока базы РЭ позволяет данному стабилизатору сохранять высокие показатели и при весьма низкой температуре, при которой кремний «замерзает», что можно отнести к его несомненным достоинствам.

Необходимо также отметить, что в данной схеме в случае, когда знаменатель выражения (4.7) станет отрицательным, наступит эффект перекомпенсации - выходное сопротивление СН станет отрицательным. Можно показать, что в этом случае СН теряет устойчивость, так как меняется знак обратной связи.

В схеме СН, представленном на рисунке 4.8 [12] несколько по иному выполнен регулирующий элемент, однако его принцип действия аналогичен ранее рассмотренному и аналитическое выражение для коэффициента усиления тока РЭ практически совпадает с выражением (4.7).

В схеме СН, представленной на рисунке 4.9, возмущение со стороны входного напряжения подается, по сути, в делитель напряжения обратной связи. (Данная схема также может служить примером использования принципа функциональной и схемотехнической интеграции. Действительно, в данной схеме ИОН - стабилитрон VD2 и транзистор VT в диодном включении - и делитель напряжения обратной связи совмещены.)



Рис. 4.7 Схема СН с контуром положительной обратной связи по току нагрузки



Рис. 4.8 Схема СН с контуром положительной обратной связи по току нагрузки

Принцип действия этого СН заключается в следующем. Роль источника опорного напряжения выполняет стабилитрон VD2 (в качестве которого может быть использован любой нелинейный элемент - диод Видлара, стабистор и т.п.), ток, через который задается с помощью повторителя тока на транзисторах VT6, VT8 и источника тока на транзисторах VT4, VT5. (Ток задается с помощью резистора R2.) Разность токов коллекторов транзисторов VT5 и VT6 поступает в базу транзистора VT2, усиливается и так управляет состоянием РЭ на составном транзисторе VT3, VT7, чтобы ток, протекающий через стабилитрон, был постоянен и равен току, протекающему через резистор R2. Выходное напряжение для такой схемы определяется следующим образом:

(4.8)

где UСТ - падение напряжения на стабилитроне VD2; UБЭ.8 - напряжение база-эмиттер транзистора VT8.

Рис. 4.9 Схема СН с компенсацией возмущений со стороны входного напряжения и тока нагрузки

Компенсация возмущения со стороны входного напряжения происходит следующим образом. Например, при увеличении входного напряжения растет ток, протекающий через резистор R3, увеличивается ток базы транзистора VT9 и уменьшается необходимое приращение тока коллектора транзистора VT6, обусловленное действием цепи ООС. Поэтому напряжение на нагрузке остается практически постоянным. Включение транзистора VT9 в канал компенсации позволяет уменьшить сопротивление резистора R3 до приемлемых в интегральной технологии значений - несколько десятков килоом:

где RПР - сопротивление, обусловливающее прямую передачу входного возмущения на базу РЭ.

Цепь компенсации выходного сопротивления функционирует следующим образом. При изменении тока нагрузки выходное напряжение стабилизатора относительно стабильно, а потенциал базы транзистора VT7 получает приращение, обусловленное изменением тока эмиттера. Это приращение напряжения практически полностью приложено к резистору R2, что вызывает приращение тока коллектора транзистора VT5. Приращение тока коллектора транзистора VT5 вызывает приращение тока через стабилитрон, за счет чего изменение напряжения на выходе стабилизатора частично компенсируется. Таким образом, компенсация изменения выходного напряжения стабилизатора происходит не только по цепи ООС, но и по возникшему параметрическому каналу, за счет чего уменьшается ошибка на выходе СН при изменении тока нагрузки. Следует отметить, что в случае подключения эмиттеров транзисторов VT4 и VT5 к выходу СН канал компенсации выходного сопротивления исчезает, но схема полностью сохраняет работоспособность.

Эффективность работы цепи компенсации при изменении тока нагрузки возрастает, если в цепь эмиттера РЭ включается резистор - датчик тока цепи защиты СН от перегрузки (на схеме не показан). В этом случае расширяется диапазон линейной зависимости приращения напряжения, приложенного к резистору R2, и в этом случае выходное сопротивление СН стремится к нулю в более широком диапазоне изменения тока нагрузки.

Анализ схемы рисунка 4.9 весьма громоздок и не дает полезных в инженерном отношении формул, поэтому здесь приведен не будет. При выборе параметров элементов схемы необходимо, помимо общеизвестных инженерных соображений, руководствоваться следующим. С помощью резистора R2 задается ток через ИОН (стабилитрон VD2). Если сопротивление этого резистора окажется настолько малым, что эффект перекомпенсации приведет к большому по абсолютной величине отрицательному выходному сопротивлению, то выбором соответствующего сопротивления резистора R1 (R1 5R2) выходное сопротивление можно снизить по абсолютной величине. Для того чтобы подключение резистора R1 не повлияло на статический режим СН, необходимо включить стабилитрон VD1, выполняющий роль схемы сдвига уровня. Уточнить значение параметров резисторов можно в процессе моделирования схемы.

Выходное напряжение СН при вариации тока нагрузки изменяется в четвертом знаке после запятой, что говорит о том, что выходное сопротивление меньше одного миллиома.

Как уже отмечалось ранее, измерение собственно коэффициента стабилизации при моделировании сопряжено с некоторыми проблемами. Дело в том, что при точной настройке компенсирующей цепи схема СН становится инвариантной к изменениям входного напряжения (по крайней мере в одной точке) и КСТ, что вызывает проблемы сходимости при вычислительном процессе. Поэтому коэффициент стабилизации можно оценить по коэффициенту подавления пульсаций, который на низкой частоте практически совпадает с коэффициентом нестабильности выходного напряжения.

Рис. 4.10 Зависимость выходного напряжения при изменении тока нагрузки в схеме СН (рис. 4.9)

Рис. 4.11 Зависимость коэффициента подавления пульсаций входного напряжения от частоты для схемы рисунка 4.9

Как видно из рисунка 4.11, при относительно точной настройке канала компенсации коэффициент подавления пульсаций достигает 100 дБ, что эквивалентно КСТ105. При отклонении сопротивления резистора RK, определенного из условия компенсации на 5 %, КСТ падает до значения 2·104, причем знак его может измениться. Без компенсирующей цепи коэффициент подавления пульсаций составляет 50 дБ.

Рисунок 4.12 иллюстрирует переходный процесс на выходе СН (рис. 4.9) при скачкообразном набросе и сбросе тока нагрузки от 500 мА до нуля. Из рисунка видно, что СН устойчив, однако переходный процесс при сбросе тока нагрузки имеет явно выраженный нелинейный характер. Это связано с большой постоянной времени, возникающей на выходе СН при запирании РЭ.

В схеме СН (рис. 4.13) выходное сопротивление уменьшается за счет дополнительного контура положительной обратной связи, вводимого в усилитель сигнала рассогласования [19].

Схема СН работает следующим образом. Например, при наличии положительного приращения выходного напряжения (при уменьшении тока нагрузки), увеличивается ток через транзистор VT5 и, соответственно, уменьшается ток, поступающий в базу транзистора VT1. В результате приращение напряжения на выходе устройства компенсируется, при этом ток на выходе повторителя тока на транзисторах VT3 и VT6 возрастает, что приводит и к увеличению тока эмиттера транзистора VT4. То есть при любом токе нагрузки разность токов транзисторов VT4 и VT5 постоянна, что приводит к постоянству разности напряжений база-эмиттер транзисторов VT4 и VT5, образующих каскад сравнения части выходного напряжения с опорным. Таким образом, напряжение на выходных клеммах устройства слабо зависит от тока нагрузки.

Отметим, что традиционная подсхема измерения тока нагрузки в схеме СН отсутствует.

Для схемы СН с дифференциальным каскадом в качестве усилителя сигнала рассогласования справедливо следующее соотношение:

, (4.9)

где Ii - ток эмиттера соответствующего транзистора дифференциального каскада; Т - температурный потенциал.

Для схемы СН, приведенной на рисунке 4.13, выходной ток повторителя тока на транзисторах VT7 и VT8, представляющий собой сумму токов эмиттеров транзисторов VT4 и VT5, можно записать как

, (4.10)

где - коэффициент передачи тока эмиттера транзистора VT5; Кi,j - коэффициенты передачи соответствующих повторителей тока.

Найдя из (4.10) ток I4 и подставив его в (4.9), находим:

(4.11)

откуда видно, что разность напряжений база-эмиттер транзисторов VT4 и VT5, образующих дифференциальный каскад, в СН (рис. 4.13) не зависит от тока нагрузки. То есть ошибка, обусловленная конечным выходным сопротивлением СН, компенсируется параметрическим образом. По сути это означает, что выходное сопротивление СН стремится к нулю, за счет чего и достигается высокая стабильность выходного напряжения при изменении тока нагрузки. Причем, и это легко показать, петлевое усиление в схеме СН не очень велико.

Для того чтобы в приведенном СН не возник триггерный эффект, необходимо, чтобы всегда

, (4.12)

что легко выполнимо, если один из повторителей тока выполнить с возможностью масштабирования коэффициента передачи, например, с помощью резисторов R3 и R4.



Рис. 4.12 Переходный процесс на выходе СН (рис. 4.9) при скачкообразном изменении тока нагрузки

Рис. 4.13 Стабилизатор напряжения с компенсирующим каналом возмущения со стороны нагрузки в усилителе сигнала рассогласования

В то же время остальные характеристики СН, например, выходное напряжение, определяются действием цепи ООС:

Результаты сопоставительного моделирования схемы СН, представленной на рисунке 4.13, с каналом параметрической компенсации и СН типа К142ЕН1 приведены на рисунке 4.14. Относительно резкое снижение выходного напряжения при изменении тока вблизи нуля обусловлено существенной зависимостью коэффициентов усиления токов баз составного транзистора РЭ (рис. 4.13). Как видно из результатов моделирования, схема рисунка 4.13 имеет существенный выигрыш в стабильности выходного напряжения в сравнении с классическим СН.

На рисунке 4.14 приведена зависимость изменения токов коллекторов транзисторов дифференциального каскада (VT4 и VT5) при изменении тока нагрузки.

Разность токов остается практически постоянной, следовательно, остается постоянной и разность напряжений база-эмиттер транзисторов дифференциального каскада, что подтверждает справедливость выражения (3). Разность токов транзисторов VT4 и VT5 можно сделать сколь угодно малой выбором коэффициента передачи повторителя тока К7,8 или К3,5, однако необходимо следить за выполнением условия (4.12) - ток коллектора транзистора VT4 должен оставаться несколько больше тока коллектора транзистора VT5.

Устойчивость СН обеспечивается включением корректирующей цепи СКRK и СН (рис. 4.13). Несмотря на то, что выходное сопротивление СН имеет участок с отрицательным сопротивлением, он остается устойчивым при любом токе нагрузки (рис. 4.15).



Рис. 4.14 Зависимость изменения выходного напряжения от тока нагрузки для классического СН (кривая ) и схемы СН (рис. 4.13) (кривая )

Рис. 4.15 Переходный процесс на выходе СН (рис. 4.13) при набросе и сбросе тока нагрузки от 0 А до 1 А

Таким образом, схема СН (рис 4.13), за счет адаптации источника тока дифференциального каскада к току нагрузки СН, позволяет существенно снизить выходное сопротивление стабилизатора, тем самым повысить стабильность его выходного напряжения при изменении тока нагрузки в широком диапазоне. Введение параметрических каналов компенсации в СН с непрерывным регулированием является эффективным способом повышения их статической точности.

Для сравнения следует отметить, что интегральные СН серии К142 имеют на порядок худшие показатели качества.

4.3 Устойчивость стабилизаторов напряжения с положительной обратной связью по току нагрузки

Проблема устойчивости СН с контурами положительной обратной связи (ПОС) требует специального рассмотрения. Можно показать, что в СН при использовании связи «вперед» знаменатель передаточных функций как для задающего воздействия, так и для различных возмущений остается без изменения, поэтому устойчивость таких СН обеспечивается традиционными методами.

С другой стороны, необходимо заметить, что, как указывалось ранее, такой параметр, как коэффициент стабилизации, не что иное, как обратная величина статической части передаточной функции по возмущению на входе. Может показаться, что наряду с обеспечением высокой статической точности возникнет и высокая динамическая стабильность. Это не так. Если записать передаточную функцию по помехе при наличии компенсирующего канала, динамическая стабильность будет повышена только при выполнении определенных соотношений с постоянными времени корректирующей цепи и канала проникновения помехи. А, поскольку эти постоянные времени, как правило, режимно зависимы (определяются током нагрузки, уровнем входного напряжения и т.д.), не следует ожидать роста динамической стабильности. Как показывают результаты моделирования и аналитические исследования, амплитуды выбросов практически остаются неизменными, а длительность переходного процесса может незначительно изменяться как в ту, так и другую сторону.

При введении контура ПОС, например, в регулирующий элемент, необходимое приращение управляющего тока РЭ создается не за счет действия цепи ООС и изменения режима работы УПТ, а непосредственно цепью ПОС. В этом случае коэффициент усиления по току РЭ, входящий в функцию петлевого усиления, при избыточной глубине ПОС может стать отрицательным, что изменит вид знаменателя передаточной функции и может привести к потере устойчивости.

Схемотехнические способы введения ПОС по току нагрузки в цепь регулирующего элемента с использованием в составном РЭ транзисторов, играющих роль датчика тока [10, 12], могут быть иллюстрированы обобщенной функциональной схемой, представленной на рисунке 4.16 [21].

Такое введение ПОС по току нагрузки в цепь регулирующего элемента эквивалентно изменению его результирующего коэффициента передачи по току h21.РЭ. Причем, в зависимости от глубины ПОС, этот коэффициент может быть и отрицательным, что означает изменение направления приращения входного тока РЭ. В случае отрицательного значения h21.РЭ и высокоомного выхода УПТ возможно получение отрицательного значения выходного сопротивления СН и нарушение устойчивости.

Рис. 4.16 Обобщенная функциональная схема СН с введением ПОС по току нагрузки в базу регулирующего транзистора

Можно показать, что петлевое усиление TU для схемы с ПОС в цепи регулирующего элемента определяется следующим выражением

 (4.13)

где Kд - коэффициент передачи делителя R1, R2; - коэффициент передачи РЭ по напряжению; y21.УПТ - крутизна УПТ; y22.УПТ и y22.РЭ - выходная проводимость УПТ и РЭ соответственно; h21.РЭ - коэффициента передачи РЭ по току.

С учетом (1), передаточная функция петлевого усиления W(p) для схемы, приведенной на рисунке 4.16, может быть получена в следующей форме:

(4.14)

где - постоянная времени УПТ; - постоянная времени РЭ; - постоянная времени нагрузки; С1 и Сн - емкости конденсаторов С1 и СН соответственно.

Анализируя выражение (4.14) для случая, когда значение h21.РЭ отрицательно, и учитывая, что для устойчивости систем второго порядка достаточно положительности коэффициентов характеристического уравнения [20], можно получить условие устойчивости в следующем виде:

(4.15)

Таким образом, выполнение условия (4.15) позволяет обеспечить устойчивость стабилизаторов с ПОС по току нагрузки даже в случае отрицательных значений выходного сопротивления. Причем наличие корректирующей емкости С1 не влияет на статическую точность СН.

5. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ РАДИАЦИОННО СТОЙКИХ СН

Проблеме создания радиационно стойких радиоэлектронных изделий в последние годы уделяется повышенное внимание. Наряду с созданием микроэлектронной элементной базы, то есть решению технологических проблем [7], на передовые рубежи выходит и специальная схемотехника [23]. В настоящее время выпускается весьма ограниченная номенклатура интегральных микросхем, в частности, операционных усилителей (ОУ), обладающих радиационной стойкостью [24]. Следует отметить, что стабилизатор напряжения с некоторой условностью можно отнести к мощным ОУ, работающим при одной полярности выходного напряжения. Поэтому многие схемотехнические приемы, применяемые при разработке ОУ, могут быть рекомендованы и для проектирования интегральных СН.

Технологические проблемы в обеспечении радиационной стойкости состоят в следующем.

Горизонтальные (боковые) p-n-p транзисторы, выполненные в едином технологическом цикле с транзисторами n-p-n типа, значительно теряют усилительные свойства при воздействии ионизирующего излучения и потока нейтронов, поэтому их практически не используют при разработке и изготовлении интегральных микросхем, стойких к потоку нейтронов и ионизирующего излучения [26]. В то же время транзисторы n-p-n типа, а также полевые транзисторы с управляющим р-n переходом и каналом p-типа (p-JFET) обладают достаточно высокой радиационной стойкостью. Минским НПО «Интеграл» выпускается аналоговый базовый матричный кристалл (АБМК_1_2), имеющий в своем составе транзисторы n-p-n типа, боковые p-n-p и p-JFET транзисторы. В работе [27] приведены результаты исследования радиационной стойкости АБМК_1_2, которые показывают, что наибольшей радиационной стойкостью обладают p-JFET транзисторы, а наименьшей - боковые транзисторы p-n-p типа. При нейтронном облучении столкновения между нейтронами и атомами кремния приводят к появлению необратимых дефектов в кристаллической решетке, уменьшающих время жизни неосновных носителей и их подвижность. В конечном счете возникает деградация коэффициента усиления тока базы в схеме с общим эмиттером:

(5.1)

где , 0 - коэффициенты усиления тока базы после и до воздействия нейтронного излучения; - время пролета неосновных носителей через базу; F - плотность потока нейтронов [n/см2]; К - постоянная, зависящая от проводимости, удельного сопротивления полупроводниковых областей и уровня инжекции (К = 106…3106 [n/см2]).

У транзисторов n-p-n типа при потоке нейтронов 1012…1014 n/см2 падает до 50…70 (при 0 = 100…150), при токах коллектора - до 250 мкА, а боковые транзисторы при тех же радиационных воздействиях имеют = 2…3 (при 0 = 15) [26]. Наряду с падением коэффициента усиления тока базы снижается и сопротивление коллектор-база, что также приводит к потере усилительных свойств биполярными транзисторами.

Графические зависимости параметров моделей транзисторов, входящих в состав базового матричного кристалла, приведены ниже. Свойства моделей таковы, что наименьшей погрешностью они обладают только в ограниченном диапазоне изменения токов коллектора. Поэтому приводятся усилительные параметры только для одной модели n-p-n транзистора типа GC_0.5_NPN, имеющей наименьшую погрешность в диапазоне токов 100…250 мкА и модели p-n-p PNPJF_PNP, имеющей наименьшую погрешность в диапазоне изменения токов коллектора 40…100 мкА.

На рисунке 5.1 приведена зависимость коэффициента усиления тока базы () транзистора n-p-n типа при изменении интенсивности F потока нейтронов от 1011 до 1014 [n/см2].

Рис. 5.1 Зависимость n-p-n транзистора (модель GC_0.5_NPN) от тока эмиттера при различных интенсивностях потока нейтронов ( ? - F = 0; ? F = 1011; - F = 1012; - F = 1013; o - F = 1014)

На рисунке 5.2 приведена аналогичная зависимость для транзисторов p-n-p типа (модель PNPJF_PNP). Для других разновидностей биполярных транзисторов, входящих в состав аналогового базового матричного кристалла, эти зависимости аналогичны и приводить их здесь нецелесообразно.



Рис. 5.2 Зависимость p-n-p транзистора (модель PNPJF_PNP) от тока эмиттера при различных интенсивностях потока нейтронов (? - F = 0; ? - F = 1010; - F = 1011; - F = 1012; o - F = 1013; + - F = 1014)

Приведенные результаты моделирования позволяют сделать вывод о том, что усилительные свойства транзисторов n-p-n типа сохраняются на вполне приемлемом уровне, вплоть до интенсивности потока нейтронов 1014 n/см2.

Транзисторы p-n-p типа с точки зрения усилительных свойств сохраняют свою работоспособность при интенсивности потока нейтронов до 1012 n/см2, далее наступает деградация до значений, при которых эти транзисторы использовать уже нецелесообразно.

Входная вольтамперная характеристика транзистора типа n-p-n приведена на рисунке 5.4, а схема ее измерения - на рисунке 5.3. До интенсивностей потока нейтронов от нуля вплоть до 1013 n/см2 графики напряжения база-эмиттер транзистора практически совпадают, и только при F = 1014 n/см2 возникают незначительные отклонения. Эта характеристика снималась у транзистора в диодном включении. В этом случае объемное сопротивление базы транзистора некоторым образом влияет на параметры вольтамперной характеристики перехода база-эмиттер. Известно [15], что объемное сопротивление базы транзистора состоит из режимно зависимой и режимно независимой частей, включенных последовательно. Изменение тока эмиттера приводит к дополнительному изменению падения напряжения на объемном сопротивлении, а изменение транзистора под действием потока нейтронов вызывает дополнительное изменение падения напряжения на объемном сопротивлении базы, что вызывает некоторое отклонение вольт-амперной характеристики транзистора при максимальной интенсивности потока нейтронов. Следует отметить, что при одинаковой плотности тока эмиттера у различных транзисторов характер зависимости входной характеристики практически совпадает при изменении интенсивности потока нейтронов.

Рис. 5.3 Схема измерения напряжения база-эмиттер в режиме диода в среде PSpice



Рис. 5.4 Зависимость напряжения база-эмиттер транзистора n-p-n типа (модель GC_0.5_NPN) при интенсивностях потока нейтронов от 1011 до 1014 n/см2

В том случае, когда задается изменение тока базы (рис. 5.5), входная характеристика при различной интенсивности потока нейтронов приобретает вид, представленный на рисунке 5.6.

Рис. 5.5 Схема измерения напряжения база-эмиттер при заданном изменении тока базы в среде PSpice



Рис. 5.6 Зависимость напряжения база-эмиттер транзистора n-p-n типа (модель GC_0.5_NPN) при заданном изменении тока базы при интенсивностях потока нейтронов от 1011 до 1014 n/см2

В этом случае напряжение база-эмиттер транзистора можно представить следующим выражением:

(5.2)

Выражение (5.2) показывает, что использовать задание статического режима транзистора при фиксированном токе базы не рекомендуется. Наиболее целесообразно задавать статический режим транзистора, тем или иным способом задавая ток эмиттера, так как коэффициент передачи тока эмиттера меняется не столь существенно, как .

Моделирование зависимости разности напряжений база-эмиттер двух транзисторов, работающих при различных плотностях токов, проводилось по схеме рисунка 5.7. Результаты такого моделирования представлены на рисунке 5.8.

Рис. 5.7. Схема измерения разности напряжений база-эмиттер при различных плотностях токов эмиттеров в среде PSpice (элементы G1,2 - источники тока, управляемые напряжением)

Аналитическое выражение (5.3), описывающее поведение разности напряжений база-эмиттер транзисторов при различных плотностях токов, не всегда дает ясную картину происходящего: