Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Содержание

каскад передатчик синтезатор генератор напряжение

Общие сведения и системе подвижной связи

Технические условия на проектируемый передатчик

1. Выбор передатчика - прототипа

1.1 Общие сведения о системе подвижной радиосвязи «Алтай - 3»

1.2 Анализ передатчика - прототипа

1.3 Выводы из анализа передатчика - прототипа

2. Пути реализации технических требований проектируемого передатчика

2.1 Выбор активных элементов каскадов тракта радиочастоты

2.2 Таблица сравнения транзисторов, пригодных для проектирования оконечного каскада

2.3 Таблица сравнения транзисторов, пригодных для проектирования предоконечного каскада

2.4 Таблица сравнения транзисторов, пригодных для проектирования предварительного каскада

2.5 Выбор схемного построения и режимов работы каскадов тракта радиочастоты

2.5.1 Выбор схемы и режима работы оконечного каскада

2.5.2 Выбор схемы и режима работы предоконечного каскада усиления

2.5.3 Выбор схемы и режима работы предварительного каскада усиления

2.6 Выбор выходной фильтрующей системы

2.7 Описание элементов синтезатора

3. Расчет каскадов проектируемого передатчика

3.1 Электрический расчет выходной ступени передатчика

3.1.1 Расчет выходной цепи

3.1.2 Расчет входной цепи

3.1.3 Расчет выходной фильтрующей системы

3.1.4 Расчет цепи связи оконечного каскада с нагрузкой

3.1.5 Выбор стандартных радиодеталей для цепей связи, фильтрации, питания для схемы оконечного каскада

3.1.5.1 Выбор конденсаторов

3.1.5.2 Выбор резисторов

3.2 Электрический расчет генератора, управляемого напряжением с частотной модуляцией

3.2.1 Расчет принципиальной схемы ГУН с ЧМ

3.2.2 Выбор стандартных радиодеталей для схемы генератора, управляемого напряжением

3.2.2.1 Выбор конденсаторов

3.2.2.2 Выбор резисторов

Заключение



Общие сведения о системе подвижной связи

Первые системы подвижной радиосвязи создавались и развивались в интересах государственных организаций, коммерческих структур, скорой помощи, пожарных бригад, полиции и служб безопасности. В принятой за рубежом классификации этих систем относят к так называемым профессиональным системам подвижной радиосвязи - PMR (Professional Mobile Radio).

Развитие в 70-х годах сотовых систем подвижной связи и их внедрение решили проблему экономии спектра радиочастот путем многократного использования выделенного частотного ресурса при пространственном разнесении приемопередатчиков с совпадающими рабочими частотами. Сотовая топология позволила многократно увеличить емкость телекоммуникационных сетей по отношению к сетям радиальной структуры без ухудшения качества связи и расширения выделенной полосы частот. Однако, внедрение систем сотовой подвижной связи (ССПС) началось после того, как были найдены способы определения текущего местоположения подвижных абонентов и обеспечение непрерывности связи при перемещении абонента из одной соты в другую.

Известны девять основных стандартов аналоговых ССПС. Один из них - NMT-450 - принят в качестве федерального стандарта для России. На его основе созданы ССПС в Москве («Московская сотовая связь»), Санкт-Петербурге («Дельта-Телеком») и других городах. В NMT-450 подвижные станции полностью совместимы со всеми базовыми станциями системы независимо от страны. Все подвижные абоненты имеют возможность работать в любой из стран, входящих в систему. Базовая станция в мобильной системе связи стандарта NMT - 450 выполняет роль интерфейса, обеспечивающего стык между подвижной станцией и центром коммутации подвижной связи. Поскольку каждая БС обеспечивает обслуживание группы подвижных станций, находящихся в зоне электромагнитного покрытия, то основной функцией БС является ретрансляция сообщений от подвижной станции к коммутационному центру и обратно. Тракт передачи базовой станции включает:

- тракт радиочастоты;

- синтезатор передатчика;

- тракт модулирующих частот.



Технические условия на проектируемый передатчик

1. Системные требования. [2 - 4, 10]

Назначение передатчика: Обеспечение высококачественного вещания в городах России.

Мощность передатчика: Р = (50 ± 10) Вт.

Несущая частота передатчика: f = 450 МГц. (Полоса рабочих частот для передачи: 463-467,5 МГц). Способ перестройки частот - дискретный. Шаг сетки частот: 25 кГц.

Вид модуляции: частотная (предискажения).

Вид нагрузки: антенна и фидер (Zф = 50 Ом, КБВ ? 0,8).

Первичный источник питания: электрическая сеть (сеть переменного тока частотой 50 Гц) - 220 В.

Место установки: высокоэтажное здание, приспособленное помещение.

Характер обслуживания: периодически обслуживаемый передатчик.

Температура окружающей среды: - 25 0С…50 0С.

Относительная влажность: 93 %

2. Требования электромагнитной совместимости (ЭМС). [6, 7, 8, 9]

Допустимое отклонение от номинальной частоты: е = 5·10-6.

Допустимый уровень побочных излучений: -60 дБ (1 мкВт).

Ширина полосы частот передатчика для полосы звуковых частот от 300 до 3400 Гц на уровне 30 дБ: Дѓ = 18,5 кГц.

3. Показатели качества передачи сообщения. [5, 9, 10]

Максимальная девиация частоты передатчика: Дѓmax = 5 кГц.

Коэффициент нелинейных искажений при Дѓmax: не более 7%.

Полоса модулирующих частот: Fmin = 300 Гц; Fmax = 3400 Гц. Индекс частотной модуляции на данных частотах: mЧМ 1 = 16,5; mЧМ 2 = 1,5.

Отклонение амплитудно-частотной модуляционной характеристики передатчика от характеристики с предкоррекцией 6 дБ/окт.: +1,5дБ, -3 дБ.

Глубина паразитной амплитудной модуляции: 3 %

Уровень паразитной частотной модуляции передатчика, не более: -40 дБ.

Уровень шумов и фона: не более -40 дБ.

4. Энергетические требования.

В [11] и др. конкретные требования на КПД или т.п. отсутствуют. Должны быть приняты меры для целесообразного повышения КПД передатчика.

5. Характеристики стандарта NMT-450. [5]

Разнос дуплексных каналов - 10 МГц.

Разнос каналов - 25 кГц.

Общее число дуплексных каналов: 180.

Скорость передачи - 1,2 кбит/с.

6. Эксплуатационные требования.

Удобство эксплуатации.

Удобство ремонта.

Разумная стоимость.

Разумные габариты и масса.

Обеспечение заданной надежности.



1. Выбор передатчика - прототипа

На начальном этапе проектирования мной была просмотрена литература [2, 3, 10, 12]. В процессе изучения указанной литературы и сопоставлении ее с соответствующим техническим заданием на проектируемый передатчик, были подробно изучены описания передатчиков систем радиосвязи «Алтай», «Волемот», «Гранит». Все рассмотренные типы передатчиков такого же назначения, что и проектируемый передатчик. В качестве передатчика - прототипа мне наиболее подходит передатчик центральной станции системы радиосвязи «Алтай - 3». Его параметры наиболее близки к заданным параметрам проектируемого передатчика (по мощности и частоте).

1.1 Общие сведения о системе подвижной радиосвязи «Алтай - 3» [10]

Многоканальная система радиосвязи «Алтай - 3» является централизованной системой радиосвязи с равнодоступными каналами. Подвижные абоненты этой системы имеет возможность вести переговоры по любому свободному каналу из выделенной для данной системы группы каналов. Связь абонентов в системе осуществляется автоматически без участия персонала центральной станции путем набора соответствующего номера. Система работает в диапазоне частот 337 - 341,8 МГц. Она обеспечивает связь в городе в радиусе 20 - 35 км при высоте антенны не менее 50 м.

1.2 Анализ передатчика - прототипа

На основании информации, изложенной в [10] и [2], проанализируем использованные методы достижения основных технических характеристик передатчика - прототипа.

1. Рассматриваемый передатчик системы радиосвязи «Алтай - 3» был разработан до 1975 года, то есть его возраст составляет более 28 лет.

2. Основные технические характеристики передатчика радиостанции «Алтай - 3»:

- диапазон частот: 337 - 341,8 МГц;

- число рабочих каналов - 8;

- частотный разнос между соседними каналами: 50 кГц;

- чувствительность приемника при соотношении сигнал/шум 20 дБ не хуже 1,5 мкВ;

- тип модуляции - ЧМ;

- допустимое отклонение частоты передатчика от номинала - 5*10-6;

- выходная мощность - 50 Вт;

- максимальная девиация частоты - 8 кГц;

- уровень побочных излучений - 2,5 мкВт;

- напряжение питания от сети переменного тока частотой 50 Гц - 220 Вт;

- потребление от источника питания - не более 1000 Вт;

- температура окружающей среды - +50С…500С;

- относительная влажность - 95 %.

Поскольку система радиосвязи «Алтай - 3» была создана до 1986 года, то по всем техническим параметрам она должна соответствовать (по электрическим параметрам) ГОСТу 12252 - 66, а по механическим и климатическим требованиям - ГОСТу 16019 - 70. Поэтому некоторые из требований не соответствуют нашим (в связи с тем, что при проектировании нашего передатчика мы используем новые нормы и ГОСТы).

3. Передатчик - прототип построен по многокаскадной схеме с 24 - кратным умножением частоты кварцевого возбудителя.

4. Способ получения заданной мощности: в оконечном каскаде применяется схема сложения мощности нескольких ламп.

5. Способ получения частотной модуляции - косвенный.

6. Путь обеспечения заданной допустимой нестабильности частоты: кварцевый. Применяется схема с 24-х кратным умножением частоты типового кварцевого возбудителя.

7. Способ перестройки по частоте - дискретный.

8. Способ фильтрации: Фильтр выполнен на четвертьволновых спиральных резонаторах.

9. Масса передатчика: 150 кг. Габариты: 322Ч640Ч1863

10. Как сказано выше, центральная станция системы радиосвязи «Алтай - 3» эксплуатируется с 1975 года. Она удобна в эксплуатации. Кроме того, весь обслуживающий персонал уже обучен правилам ее эксплуатации. Поэтому наш проектируемый передатчик должен эксплуатироваться так, чтобы не было необходимости кардинального переучивания обслуживающего персонала. Возможно только улучшение условий эксплуатации.

11. Передатчик системы радиосвязи «Алтай - 3» потребляет мощность от источника электрической сети - не более 1000 Вт.

1.3 Выводы из анализа передатчика - прототипа

1. Передатчик - прототип является устаревшим. Его технические требования сформулированы на основании устаревших ГОСТов и норм (ГОСТ 12252 - 66, ГОСТ 16019 - 70). В настоящее время действуют другие нормы и ГОСТы.

2. Передатчик - прототип имеет устаревшую элементную базу активных (транзисторов) и пассивных (R, L, C) элементов, что существенно влияет на показатели качества работы передатчика.

- устаревшие транзисторы;

- конденсаторы имеют большие паразитные индуктивности выводов;

- большие межвитковые емкости индуктивностей;

- потери в резисторах;

- размеры деталей.

3. Передатчик - прототип имеет большую массу и габариты.

4. Поскольку передатчик - прототип является устаревшим, и его технические характеристики задаются по старым ГОСТам, то его выходная фильтрующая система не обеспечивает необходимого для нашего времени подавления побочных составляющих спектра излучения.

Анализируя недостатки передатчика - прототипа, можно наметить пути реализации проектируемого передатчика посредством улучшения характеристик передатчика системы радиосвязи «Алтай - 3». Например, одним из путей реализации проектируемого передатчика посредством улучшения характеристик передатчика - прототипа может быть использование новой элементной базы; улучшение фильтрации за счет применения лучшей фильтрующей системы; стабилизация центральной части ЧМ сигнала синтезатором с кольцом АПЧ и др. Остановимся на этом подробнее.



2. Пути реализации технических требований проектируемого передатчика

В соответствии с заданием и на основании информации из учебников [2] - [4], а также на основании анализа передатчика - прототипа, необходимо решить, каким путем будут реализованы технические требования, предъявляемые к моему передатчику в их совокупности.

При этом необходимо помнить, что всегда существует несколько вариантов решения задачи и у каждого варианта есть и положительные, и отрицательные стороны. При проектировании передатчика будем искать компромисс.

Поскольку к проектируемому передатчику предъявляются многочисленные требования, жесткие и часто взаимно противоречивые (например, получение большой мощности с высоким КПД (приходится использовать режим работы со сложной формой тока и напряжения, что вызывает необходимость ставить сложные фильтры, в которых потери энергии уменьшают выигрыш КПД), или требование малой нестабильности частоты и большой мощности), то реализация этих требований возможна и целесообразна при многокаскадном построении тракта радиочастоты.

2.1 Выбор активных элементов каскадов тракта радиочастоты

Для каскадов тракта радиочастоты в качестве активных элементов будем использовать биполярные транзисторы в силу следующих обстоятельств:

- транзисторные ГВВ отличаются многообразием схем построения (резонансные, широкополосные), способами включения (с ОЭ, ОБ, или ОК), их конструктивным выполнением (в одном корпусе или на одном основании размещается одиночный, два однотипных или комплементарных (n-p-n - p-n-n), в том числе так называемые транзисторные сборки или балансные транзисторы);

- транзисторные ГВВ отличаются возможностью применения более эффективного ключевого режима;

- отсутствие цепей накала у транзисторов обеспечивает немедленную готовность ступени к работе (если существует такая необходимость);

- устойчивость транзисторов к механическим воздействиям и большой срок службы (при условии защиты от превышения предельно допустимых напряжений и токов);

- актуальность использования в современном радиопередатчике.

На основании технико-экономического сравнения произведем выбор конкретных типов транзисторов из ряда пригодных для каждой ступени по мощности, частоте, конструктивным особенностям.

2.2 Таблица сравнения транзисторов, пригодных для проектирования оконечного каскада [15], [1]

Исходные данные:

- требующаяся от ступени полезная мощность Р1 ? 62,5 Вт. (Из [2] коэффициент полезного действия выходной фильтрующей системы зВФС = 0,8).

- высшая рабочая частота ступени: ѓmax = 467,5 МГц.

- предполагаемая схема генераторов оконечного каскада: двухтактная.

Критерии выбора:

- транзистор должен подходить по заданным параметрам;

- пригодность для использования в новых разработках;

- удобное стандартное напряжение питание;

- невысокая стоимость комплекта транзисторов;

- по возможности высокое ожидаемое значение Кр.

№ тр.	Тип транзистора	Вид проводимости	Граничная частота, МГц	Номинальная мощность, Вт	Примерное (ожидаемое) значение КР	з, %
1	2Т991АС	n-p-n	350…700	60	8…10	65
2	2Т9132АС	n-p-n	350…700	110	3,5	55
3	КТ9152АС	n-p-n	460…860	100	20	65

Заключение: Выбран транзистор КТ9152АС - сборка. Он отличается от других рассмотренных следующими преимуществами:

1. Данный транзистор удовлетворяет всем поставленным условиям.

2. Выбранный транзистор имеет наибольший коэффициент усиления по мощности.

3. Максимально - допустимое напряжение питания транзистора - 48 В. Для целесообразного повышения КПД каскада (уменьшения потерь на коллекторе транзистора) и в соответствии с ГОСТом примем для транзистора оконечного каскада: Ек = 48 В.

2.3 Таблица сравнения транзисторов, пригодных для проектирования предоконечного каскада. [15], [1], [2]

Исходные данные:

- требующаяся от ступени полезная мощность (ожидаемое значение): Рвых..пк ? 3,125 Вт.

- высшая рабочая частота ступени: ѓmax = 467,5 МГц.

- предполагаемая схема предоконечного каскада: однотактная.

Критерии выбора (те же, что и в оконечном каскаде):

- транзистор должен подходить по заданным параметрам;

- пригодность для использования в новых разработках;

- удобное стандартное напряжение питание;

- невысокая стоимость комплекта транзисторов;

- по возможности высокое ожидаемое значение Кр.

№ тр.	Тип транзис-тора	Вид проводи-мости	Граничная частота, МГц	Номинальная мощность, Вт	КР	з, %	Допустимое напряжение питания Ек, В
1	2Т9104А	n-p-n	200…500	> 5	8	40	28
2	КТ983В	n-p-n	40…860	3,5	> 4	30..40	25
3	КТ9150А	n-p-n	460…860	8	> 20	45..65	30

Заключение: Выбран транзистор КТ9150А. Он отличается от других рассмотренных следующими преимуществами:

1. Выбранный транзистор обладает наибольшим коэффициентом по мощности.

2. Данный транзистор удовлетворяет всем поставленным условиям.

3. Максимально - допустимое напряжение питания транзистора - 30 В. В соответствии со стандартом (из [2]) примем напряжение питания транзистора Ек = 30 В.

4. Транзистор пригоден для использования в новых разработках.

2.4 Таблица сравнения транзисторов, пригодных для проектирования предварительного каскада [15], [1], [2]

Исходные данные:

- требующаяся от ступени полезная мощность (ожидаемое значение) Рвых..пдк ? 0,148 Вт;

- высшая рабочая частота ступени: ѓmax = 467,5 МГц.

- предполагаемая схема генераторов каскада: однотактная, широкополосная.

Критерии выбора:

- транзистор должен подходить по заданным параметрам;

- пригодность для использования в новых разработках;

- удобное стандартное напряжение питание;

- по возможности высокое ожидаемое значение КР.

№ тр.	Тип транзистора	Вид проводи-мости	Граничная частота, МГц	Номинальная мощность, Вт	КР	з, %	Допустимое значение Ек, В
1	2Т358А	n-p-n	560	0,5	>12	-	15
2	2Т610А	n-p-n	100…400	1	6,4..8	>45	12,6
3	КТ983А	n-p-n	40…860	0,5	4	>40	25

Заключение: Выбран транзистор 2Т358А. Он отличается от других рассмотренных следующими преимуществами:

1. Данный транзистор удовлетворяет всем поставленным условиям.

2. Выбранный транзистор обладает наибольшим коэффициентом по мощности.

3. В соответствии с ГОСТом и со справочными данными примем питающее напряжение: Ек = 15 В (с целью использования одного выпрямителя для предоконечного и предварительного каскадов).

4. Транзистор пригоден для использования в новых разработках.

Проверим теперь, достаточно ли нам будет трех каскадов усиления для получения заданной мощности на выходе. Найдем общий (ожидаемый) коэффициент усиления по мощности всего тракта радиочастоты:

КР = КР ОК КР ПК КР ПДК ? 6300.

С учетом того, что мощность на выходе АГ ~ 10 мВт (из [2]), рассчитаем мощность на выходе оконечного каскада и проверим обеспечение трактом заданной мощности:



Рвых ок расч. = КР·Рвых АГ = 63 Вт ? Р1

Отсюда видно, что трех каскадов усиления мощности будет достаточно для получения заданной (по техническому заданию) мощности.

Во всех каскадах тракта радиочастоты транзисторы будут включены по схеме с общим эмиттером (ОЭ), где одновременно обеспечивается усиление как по току, так и по напряжению и тем самым достигается наибольший коэффициент усиления по мощности.

2.5 Выбор схемного построения и режимов работы каскадов тракта радиочастоты [1] - [4], [11], [12], [14]

2.5.1 Выбор схемы и режима работы оконечного каскада

Поскольку наиболее выгодным из всех режимов работы с точки зрения наибольшего КПД является ключевой режим, то нельзя обойти вниманием этот режим. Главное его достоинство - высокий КПД коллекторной цепи транзистора, малая зависимость энергетических показателей ГВВ (мощности, КПД) от амплитуды входного напряжения, а также разброса параметров транзисторов и их температурной нестабильности. При заданном напряжении коллекторного питания в ключевом режиме с транзистора можно снять в 2…3 раза большую мощность и при более высоком КПД. Но ключевой режим имеет частотные ограничения (ѓmaxБТ ? 100…150 МГц), которые обусловлены не столько меньшим коэффициентом усиления по мощности, сколь влиянием выходной емкости транзисторов, приводящей к дополнительным коммутативным потерям. Для нашего наиболее высокочастотного генератора будем применять ключевой режим генератора с формирующим контуром, в котором выходная емкость может являться емкостью этого контура. Итак, в оконечном каскаде будем обеспечивать ключевой режим с формирующим контуром (режим класса Е). В качестве формирующего контура будем использовать Г - образный контур (поскольку мы работаем на высокой частоте, а на высоких частотах рекомендовано построение Г-образного контура из [2] и [11]).

Оконечный каскад, работающий в ключевом режиме с формирующим контуром, построим по двухтактной схеме в силу следующих обстоятельств. Кроме непосредственного двукратного увеличения мощности (на нашей частоте используем в оконечном каскаде сборку транзисторов), переход к двухтактной схеме заметно улучшает фильтрацию четных гармоник в нагрузке, и в первую очередь близлежайшей второй. Поэтому снижаются требования к фильтрующей цепи, и повышается ее КПД (соответственно повышается КПД всей системы). В двухтактных генераторах менее критичен выбор первого звена и его параметров фильтрующей цепи. Наконец в двухтактной схеме снижаются требования к величине блокировочного дросселя, поскольку он подключается к средней точке первичной обмотки трансформатора, где высокочастотное напряжение близко нулю. В двухтактной схеме формирующие контуры включаются в коллекторную цепь каждого транзистора. В связи со всем вышеперечисленным, можно сделать вывод, что в нашем случае выгоднее построить оконечный каскад по двухтактной схеме.

2.5.2 Выбор схемы и режима работы предоконечного каскада усиления

Предоконечный каскад построим его по однотактной схеме, в силу ряда ее достоинств: относительная простота ее построения, меньшие габариты, масса, повышенная надежность без дополнительных затрат на дополнительный активный элемент (например, при двухтактном построении с использованием балансных транзисторов). Кроме того, к предоконечному каскаду предъявляются не такие жесткие требования подавления высших гармоник, как к оконечному (нет необходимости в использовании двухтактной схемы).

В предоконечном каскаде будем обеспечивать режим работы с отсечкой тока. Режим работы - граничный с углом отсечки И = 900. Такой режим позволяет получить хорошие энергетические характеристики (большая мощность при высоком, близком к максимальному КПД). Выбор угла отсечки объясняется тем, что при И = 900 мы находим оптимум, при котором получается достаточно большая мощность при высоком КПД. Кроме того, достоинством режима работы с отсечкой тока И = 900 является малая величина нечетных гармонических составляющих, кроме первой.

2.5.3 Выбор схемы и режима работы предварительного каскада усиления

Для предварительного каскада выберем вариант схемного построения по однотактной схеме.

Поскольку к предварительному каскаду не предъявляются требования высокого КПД (КПД определяется в основном оконечным мощным каскадом), то в нем будем использовать режим работы А (без отсечки тока), обеспечивающий наибольшую линейность усиления, и позволяющий работать без сложных фильтрующих систем (снимается проблема ослабления высших гармоник).

2.6 Выбор выходной фильтрующей системы [2], [3]

В качестве выходной фильтрующей системы будем использовать фильтр нижних частот (ФНЧ). Мы имеем: коэффициент перекрытия по частоте = = 1,01 ? 1,6…1,8. То есть в нашем случае мы имеем дело с узкодиапазонной выходной фильтрующей системой. Поскольку при этом требуется отфильтровать только высшие гармоники, то применение ФНЧ выгодно с точки зрения того, что потери у него по сравнению с полосовым фильтром будут примерно в 2 раза меньше.

С учетом возможностей выбранных электронных приборов и схемных решений отдельных ступеней составим структурную схемы проектируемого передатчика (рис.1). Следует помнить, что данная структурная схема является предварительной, и отдельные ее части будут уточнены в процессе расчета.

2.7 Описание элементов синтезатора [2], [3]

Частотную модуляцию будем осуществлять в генераторе, управляемом напряжением (ГУН) с ЧМ на выходной частоте. ГУН построен по трехточечной схеме (емкостная трехточка) на транзисторе. ГУН является перестраиваемым в рабочем диапазоне частоте. Перестройка частоты в рабочем диапазоне осуществляется подачей на варикап упраравляющего напряжения. Центральная часть ЧМ сигнала стабилизирована кольцом системы ФАПЧ (система автоматической подстройки частоты по сигналу опорного генератора - однокольцевая система АПЧ с делителем с переключаемым коэффициентом деления (ДПКД)). Стабильность частоты обеспечивает опорный кварцевый генератор.

3. Расчет каскадов проектируемого передатчика [2]-[4]

3.1 Электрический расчет выходной ступени передатчика

Исходные данные для расчета:

1. Назначение каскада: усилитель мощности колебаний.

2. Требующаяся от ступени полезная мощность Р1 ? 62,5 Вт.

3. Диапазон рабочих частот ступени: ѓраб = 463…467,5 МГц.

4. Схемное построение оконечного каскада: двухтактный.

5. Структура каскада: один генератор.

6. Режим работы оконечного каскада: ключевой с формирующим контуром (режим класса Е).

7. Напряжение питания Еп = 48 В (выбрано в соответствии с ГОСТом и в соответствии со справочными данными).

8. Тип транзистора: КТ9152АС-сборка.

3.1.1 Расчет выходной цепи

В расчетные соотношения для коллекторной цепи входят параметры транзисторов (из [15]):

- сопротивление насыщения: rнас = 4 Ом.

- напряжение коллекторного питания Ек.п. = 48 В.

- предельно допустимые значения токов и напряжений транзистора: Iк0 доп = 4 А, Iб0 доп = 1 А.

Кроме того, в формулы входят коэффициенты б, н и ч. Они характеризуют постоянную составляющую и первую гармонику относительно максимального значения:

б - коэффициенты в импульсах тока коллектора;

н - коэффициенты в импульсах напряжения на коллекторе при rнас = 0;

ч - коэффициенты в импульсах напряжения, учитывающих изменение формы напряжения на коллекторе при rнас > 0.

Для нашего генератора с формирующим контуром значения коэффициентов б, н и ч зависят главным образом от длительности этапа насыщения фнас. Для одновременного достижения близких к наибольшим значениям мощности Р1, КПД и Кр необходимо выбирать фнас ? 1800. Но дальнейшие расчеты показывают, что необходимо уменьшать фнас (расчеты показали, что СФ < 0 ). Выберем фнас = 1200 [2]. На основании таблиц 2.2 и 2.3 из [2]:

б 0 = ч0 = 0,2;

б 1 = ч1 = 0,275;

н0 = 0,7025;

нm = 1,96;

чm = 0.

Расчет номинального режима работы транзистора в ключевом режиме проводится с учетом рассогласования эквивалентной нагрузки по первой гармонике КБВвх < 1, обусловленной как непосредственным отклонением сопротивления нагрузки (антенны), так и неточностью согласования в рабочей полосе частот. При этом необходимо определить максимальные величины тока и напряжения на коллекторе, максимальную потребляемую мощность Р0 max, максимальную и минимальную мощности Рн1 max, Рн1min нагрузки, максимальную мощность, рассеиваемую на коллекторе Рк max. При расчетах используется ряд дополнительных коэффициентов: рн1 max, рн1min - относительные значения максимальной и минимальной мощности первой гармоники, Рн1, р0 max, рк max, рнв max - относительные максимальные значения потребляемой мощности Р0, рассеиваемой на транзисторе Рr, и мощности высших гармоник Рнв, ПЕ max, ПI max - максимальные значения пик-факторов по напряжению и по току.

В соответствии с рисунком 2.22(а) из [2] при 1,01 ? 1,6…1,8, найдем:

рн1 max = 1,3;

рн1 min = 0,8;

ПЕ max = 4,25;

ПI max = 3,5;

р0 max = 1,32;

рr max = 1,6.

Зависимости рн1 max, рн1min определяют изменения выходной мощности при изменении нагрузки в пределах круга КБВвх. В современных системах связи используется регулировка мощности. Поскольку наш каскад работает в ключевом режиме, то регулировать мощность с помощью изменения входного напряжения не представляется возможным, поскольку уменьшение этого напряжения может привести к тому, что транзистор не будет заходить в насыщение. Поэтому в нашем случае регулировка мощности может осуществляться только при помощи изменения напряжения коллекторного питания. Для этого в промышленности предусмотрен ряд интегральных микросхем.

Теперь перейдем непосредственно к расчету выходной цепи. Расчет будем вести для одного плеча двухтактного генератора:

1. Ограничения на номинальную мощность следуют при заданном напряжении питания на коллекторе Ек.п. и сопротивлении насыщения rнас:

где величина з задается в пределах 0,85…0,95 (выберем з = 0,85). Отсюда

= = = 36,6 Вт.



2. Рассчитаем пик-фактор напряжения на коллекторе в номинальном режиме:

= 2,623.

3. Максимальное напряжение на коллекторе:

Ек max =48 В.

4. Определим электронный КПД, обусловленный потерями на rнас:

= 0,85.

5. Определим КПД по первой гармонике:

,

где для генератора с формирующим контуром из [2] k = 1.

= = 0,85.

6. Определим мощность, потребляемую от источника питания в номинальном режиме:



= 43,1 Вт.

7. Определим постоянную составляющую тока коллектора в номинальном режиме:

= 0,9 А.

8. Рассчитаем максимальные значения потребляемой мощности и постоянной составляющей тока:

= = 56,89 Вт.

= 1,188 А.

9. Мощность потерь на коллекторе транзистора:

Рr = (1-зэ)*Р0 ном

Рr = (1-0,85)*43,1 = 6,465 Вт.

10. Максимальное значение мощности потерь на коллекторе транзистора:

= 10,344 Вт.

11. Номинальное сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора:

= 47 Ом.

12. Для нашего генератора с формирующим Г-образным контуром определим величины его LC - элементов. Предварительно рассчитаем сопротивление нагрузки

= = 8,36 Ом.

Параметры элементов Г-образного формирующего контура:

= 6,2 нГн.



Сфакт =

Сфакт == 8,29*10-12 Ф= 8,29 пФ.

где R = Rн.ном* = 8,36 Ом; коэффициенты l(фнас) и с(фнас) возьмем из таблицы 2.2 из [2]:

l(фнас) = 2,15;

с(фнас) = 0,2515.

f0 примем равной = 465,24 МГц.

3.1.2 Расчет входной цепи

1. Коэффициент, учитывающий вклад емкости Ск в емкость формирующего контура:

= = 0,19.

2. В нашем случае двухтактного генератора, чтобы не было режима перекрытия и сквозных токов, оба транзистора раздельно возбуждаются от предыдущего каскада и режим выбирается так, чтобы фнас ? р.

3. Коэффициент насыщения транзистора н задается в пределах 1,5…30. На частотах величина н должна быть не ниже:



,

где |h21Э| = - модуль коэффициента усиления по току транзистора в схеме с ОЭ.

|h21Э| = = = 1,49.

ф1 = 900 +ц - = 900 +880 - = 1180.

ф2 = 900 +ц + = 900 +880 + = 2380.

ф/ = -arctg = -arctg = -890

ш = 900 +ц - - ф1* = 900 +800 - = 1180.

ц = arctg = arctg = 880.

ф1* = arctg = arctg?0

Отсюда найдем:



= =

= = 6,78

4. Коэффициент передачи по току первой гармоники в ключевом режиме:

= 3,68.

5. Сопротивление, включаемое параллельно выводам база - эмиттер транзистора:

= 123 Ом.

На частотах = 258 МГц, сопротивление Rдоп можно не устанавливать в схеме генератора.

6. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора по первой гармонике:

где rБ1 = (Ск.а./Ск) ·rБ = 0,2 ·1,25 = 0,25 Ом.

rБ2 = (Ск.п./Ск) ·rБ =0,8 ·1,25 = 1 Ом.

(ориентировочно Ск.а./Ск = 0,2…0,3, Ск.п./Ск = 0,8…0,7),

г1(р - фНАС/2) = г1(1200) = 0,805 - коэффициент разложения косинусоидального импульса с эквивалентным углом отсечки иЭКВ = р - 0,5фНАС = 1200;

г1Д = = = -0,155.

г1М = = = 0,296.

г1Д* = = = -0,31.

г1М* = = = 0,58.

лД = =

= =

= -1,27*10-3

лМ = =

= =2,04*10-3

Рассчитав все параметры, и подставив их в выражения для резистивной составляющей входного сопротивления транзистора по первой гармонике, получим:

Аналогично рассчитаем реактивную часть:

7. Амплитуда тока базы

IБ = IН/ k,

где IН =

IН = ? 2,95 А - амплитуда тока в сопротивлении нагрузки RН в схеме с Г-образным формирующим контуром.

IБ = IН/ k = 0,8 А

8. Определим входную мощность и коэффициент усиления по мощности:



РВХ = 0,5·IБ2·rВХ

КР = Р1 / РВХ

РВХ = 2,06 Вт.

КР = 36,6 /2,06 =17,76.

9. Напряжение смещения на базе транзистора:

= - 0,44 В.

10. Постоянная составляющая тока базы

IБ0 ? н·IК0/ h21Э0

IБ0= 6,78·0,9/ 50 = 0,122 А.

Определим теперь суммарную мощность, рассеиваемую в транзисторе:

Р расУ ?Ррас max + Рвх

Р расУ = 10,344 + 2,06 = 12,4 Вт.

11. Рассчитаем остальные элементы схемы:

Резистор автоматического смещения: R1 = R2 = ЕБЭ/IБ0 =0,44/0,122=3,6 Ом.

Блокировочные детали:

СБЛ - блокировочный конденсатор, предназначен для заземления переменной составляющей тока (выберем оценочно): ХСБЛ << ХФК (поскольку падение напряжения должно быть на контуре). Отсюда находим:



1/(2р?СБЛ) << 1/(2рѓСФК)

СБЛ > > СФК

Выберем оценочно СБЛ = 43 пФ.

LБЛ - блокировочный дроссель предназначен для того, чтобы не пропустить токи радиочастоты в соединительные провода и обеспечить прохождение тока питания: ХLбл >> ХСбл: ХСбл = 8,1 Ом. ХLбл = 50 Ом. Отсюда найдем: LБЛ = 170*10-6 Гн = 170 мкГн.

Конденсаторы С1 и С2 осуществляют разделение соседних каскадов по постоянной составляющей; емкость С1 и С2 выбираем такой, чтобы падение напряжение на этом конденсаторе было мало по сравнению с напряжением возбуждения: ХС1 << ХВХ тр ? 6,43 Ом. Отсюда найдем: С1 = 330 пФ = С2.

3.1.3 Расчет выходной фильтрующей системы [2], [3], [4], [17]

Исходными данными для расчета являются:

- нижняя и верхняя рабочие частоты передатчика: ѓнп = 463 МГц, ѓвп = 467,5 МГц.

- номинальное нагрузочное сопротивление Rн = 50 Ом;

- допустимое значение КБВн нагрузки: КБВн = 0,8;

- допустимое значение КБВвх на входе ВФС: КБВвх = 0,7 из [2], [3];

- допустимый уровень высших гармоник в нагрузке передатчика: адоп = - 60 дБ;

- дополнительное затухание асу, вносимое СУ с антенной: асу = - 10 дБ из [2], [3];

- относительный уровень n - ой гармоники напряжения или тока на выходе генератора из [2], [3]:

аг2 = - 30 дБ, аг3 = -20 дБ.

Порядок расчета:

1. Определим коэффициент перекрытия по частоте передатчика:



=1,0097

2. Так как < 1,1 … 1,3 , то в нашем случае будем иметь дело с узкодиапазонной выходной фильтрующей системой. В связи с этим полоса пропускания такой системы будет ограничена только снизу. Поскольку в нашем случае требуется отфильтровать только высшие гармоники, то следует применять ФНЧ, у которого потери по сравнению с полосовым фильтром будут примерно в 2 раза меньше.

Определим КБВф, который должен обеспечивать фильтр:

=

3. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания:

Да = 10lg[(1+КБВф)2/4КБВФ] = 0,02 дБ

4. Минимально допустимое затухание аф, которое должен обеспечивать фильтр в полосе задержания для n = 2: аф ? -адоп + аг2 + аСУ = 60 -30 - 10 = 20 дБ.

для n =3 : аф ? -адоп + аг3 + аСУ = 60 -20 - 10 = 30 дБ.

5. Среди ФНЧ отдадим предпочтение ФНЧ Чебышева, так как у него больше полоса пропускания и, кроме того, при нашей малой неравномерности Да < (0,1…0,5) дБ путем незначительной подстройки LC элементов фильтров можно добиться точного согласования генератора с нагрузкой на данной частоте передатчика.

6. Найдем порядок фильтра, который практически можно ограничить величиной:

mопт ? (0,1…0,15)*аф ? 3

7. Определим нормированную частоту в полосе задержания, на которой необходимо обеспечивать заданное затухание аф из [17, рис. П.2.4…П.2.35]: n=2: ЩЗ 2 = 1,98

n=3: ЩЗ 3 =2,97

Итак, в нашем фильтре будет 3 реактивных элемента. (рис. 3)

8. Рассчитаем элементы фильтра:

,

,

,

где коэффициенты б найдем из [17, табл. П.1.14]:

б1 = 0,6744;

б2 = 1,202;

б3 = 1,197.

= = 4,67*10-10 Ф = 467 пФ.

= 2,1 *10-6 Гн = 2,1 мкГн.

= 8,4*10-10 Ф = 840 пФ.

3.1.4 Расчет цепи связи оконечного каскада с нагрузкой [2], [3]

Для связи оконечного каскада с нагрузкой и предыдущим каскадом будем использовать трансформаторы с магнитной связью (на ферритах) (см. рис.2). Помимо конструктивной простоты, здесь не требуется точный подбор реактивных элементов. Кроме того, в его элементах малы контурные напряжения и токи и, следовательно, реактивные элементы. Поэтому КПД этих трансформаторов ближе к 1. Помимо этого трансформаторная связь оконечного каскада с нагрузкой способствует ослаблению излучения четных гармоник. В выбранных трансформаторах связь между первичной и вторичной обмоткой достигается за счет общего магнитного потока в магнитопроводе.

Исходные данные:

- рабочий диапазон частот: ѓнп = 463 МГц, ѓвп = 467,5 МГц.

- сопротивление нагрузки RКН в схеме с Г-образным формирующим контуром для каждого плеча: 8,36 Ом.

- сопротивление нагрузки (антенны): 50 Ом.

В трансформаторе с магнитной связью коэффициент трансформации по сопротивлению

= = = 5,9

= 2,44

В трансформаторах с магнитными связями полоса пропускания снизу ограничена индуктивностями намагничивания обмоток, а сверху - паразитными межвитковыми и межобмоточными емкостями. Определим индуктивности намагничивания: как правило, должно быть (из [2])

2рfHL M2 > (3…5)RH

и соответственно



2рfHL M1 > (3…5)RВХ.НОМ.,

где RВХ.НОМ = RH = 295 Ом.

На основании этого найдем: L выхM2 > 68,4 нГн,

L выхM1 > 404 нГн.

Примем L M2 = 80 нГн, L M1 = 420 нГн.

3.1.5 Выбор стандартных радиодеталей для цепей связи, фильтрации, питания для схемы оконечного каскада [18], [19], [2], [3]

3.1.5.1 Выбор конденсаторов[18], [2], [3]

После расчета элементов необходимо выбрать стандартные радиодетали, соответствующие расчетам. Отметим сначала, какие из наших конденсаторов будут блокировочными (конденсаторы цепей блокировки, разделительные, развязывающие), а какие контурными (конденсаторы колебательных контуров, фильтрующих и согласующих цепей):

где Сбл - блокировочный конденсатор в цепи коллекторного питания,

Ср1, Ср2 - разделительные конденсаторы во входной цепи.

где Сфк1, Сфк2 - конденсаторы в формирующем контуре,

С1, С2 - конденсаторы в выходной фильтрующей системе.

Для обеспечения приемлемого КПД фильтрующих цепей, для уменьшения потерь мощности и соответствующего нагрева самих конденсаторов, «контурные» конденсаторы должны обладать малыми потерями, то есть высокой добротностью. На высоких радиочастотах необходима малая паразитная индуктивность самого конденсатора и его выводов во избежание паразитных резонансных и для уменьшения зависимости эквивалентной емкости конденсатора от частоты. У блокировочного конденсатора добротность может быть меньше, чем у контурного. У них допустимы значительные отклонения фактического значения емкости от расчетного, особенно в большую сторону.

Произведем сначала выбор контурных конденсаторов.

В фильтрующих цепях выходных каскадов транзисторных передатчиков применяют керамические конденсаторы. В таблице 1 приведены стандартные конденсаторы, соответствующие расчетным значениям контурных конденсаторов в соответствии с рекомендациями, данными в [2] и [3] и в соответствии с рядом номинальных значений емкостей (табл.10.5 из [3]).

Таблица 1

	Расчетное значение емкости конденсатора в схеме, пФ	Тип выбранного конденсатора	Номинальное значение емкости выбранного конденсатора, пФ	Допустимая реактивная мощность, вар	Номинальное напряжение, В	Допустимые отклонения от номинала, %
Сфк1	8,29	К26-4	8,2	50	125	± 10
Сфк2	8,29	К26-4	8,2	50	125	± 10
С1	467	К10-57 МПО	470	35	100	± 10
С2	840	К10-57 МПО	820	35	100	± 10

Произведем теперь выбор блокировочных конденсаторов.

В таблице 2 приведены стандартные конденсаторы, соответствующие расчетным значениям блокировочных конденсаторов в соответствии с рекомендациями, данными в [2] и [3] и в соответствии с рядом номинальных значений емкостей (табл.10.5 из [3]).

Таблица 2

	Расчетное значение емкости конденсатора в схеме, пФ	Тип выбранного конденсатора	Номинальное значение емкости выбранного конденсатора, пФ	Допустимая реактивная мощность, вар	Номинальное напряжение, В	Допустимые отклонения от номинала, %
Сбл	43	К10-17 П33	43	1	160	± 5
Ср1	330	КМ-4 М750	330	10	160	± 10
Ср2	330	КМ-4 М750	330	10	160	± 10

3.1.5.2 Выбор резисторов[19], [2], [3]

Для схемы оконечного каскада нам нужно выбрать только 1 резистор (для автоматического смещения R1, R2).

В радиочастотных каскадах транзисторных радиопередатчиков в основном используются непроволочные постоянные резисторы общего применения. Наиболее широко используются резисторы типа МЛТ и им подобные благодаря малым габаритным размерам.

Воспользовавшись справочником [19], выберем резистор по расчетному сопротивлению R1 = R2 = 3,6 Ом и по рассеиваемой на нем мощности (зная сопротивление и ток, протекающий через него, можем найти мощность) Ррас ? 0,1 Вт. В соответствии с рекомендациями из [2] и [3], выберем резистор типа МЛТ - неизолированный непроволочный постоянный резистор - с сопротивлением R = 3,6 Ом по ряду Е24.



Таблица 3

	Номинальная мощность, Вт	Номинальное сопротивление, Ом	Допустимые отклонения от номинала, %	Масса, г	ТКС, 1/С0	Предельное рабочее напряжение, В
R1 R2	0,125	3,6	± 5	0,15	± 500	200

В соответствии с проведенным расчетом и выбором радиодеталей изобразим принципиальную схему оконечного каскада передатчика.

3.2 Электрический расчет генератора, управляемого напряжением с частотной модуляцией [2], [4]

3.2.1 Расчет принципиальной схемы ГУН с ЧМ [2], [4]

Генератор, управляемый напряжением (ГУН) построим по обычной трехточечной схеме. В нашем передатчике в генераторе, управляемом напряжением будем осуществлять и частотную модуляцию. В качестве принципиальной схемы генератора, управляемого напряжением, с частотной модуляцией, возьмем стандартную схему, приведенную в [2], п.11.3.

Исходные данные для расчета:

- fраб = 463 - 467,5 МГц,

- максимальная девиация частоты: Дѓmax = 5 кГц;

При разработке ГУН для нашего диапазона рабочих частот fраб = 463 - 467,5 МГц подберем варикап VD1 (при помощи этого варикапа осуществляется перестройка частоты в рабочем диапазоне при подачи на него управляющего напряжения). При выборе варикапа будем руководствоваться следующим (из [2]). Диоды с высоким обратным напряжением еобр max позволяют строить более мощные АГ, а добротность варикапа на рабочей частоте должна быть не хуже 30. Пользуясь таблицей 8.1 в [2], выберем варикап КВ113А. Он имеет более высокую добротность, еобр max = 150 В.

Теперь перейдем непосредственно к расчету.

1. Определяем максимальное и минимальное значения емкости выбранного варикапа Св1:

,

,

где С0 - номинальная емкость варикапа при номинальном напряжении Е0;

С0 = 70 пФ,

Е0 = 3 В - номинальное напряжение,

Ец = 0,7 - контактная разность потенциалов,

n = 0,5; 2,5 - показатель степени характеристики диода с резким и сверхрезким переходом. Примем n = 0,5, поскольку наш варикап с резким переходом.

Максимальное Umax и минимальное Umin управляющие напряжения целесообразно брать в пределах от 6…8 до 12…16 В с размахом между ними не менее 5…6 В из [2].

Umax = 14 В;

Umin = 7 В.

Рассчитаем:

= 48,5*10-12 Ф= 48,5 пФ.

= 35*10-12 Ф = 35 пФ.



Емкость варикапа на средней частот

= 465,24 МГц:

= 41,2 пФ.

2. Находим эквивалентную емкость Ссв, включенную последовательно с варикапом VD1 в контур, из выражения:

.

Вначале положим С1 = 0 и рассчитываем Ссв. Для этого решаем уравнение:

= 1,3*10-12 Ф = 1,3 пФ.

Поскольку Ссв < Св1 (1,3 пФ < 41,2 пФ), то варикап позволяет получить большее перекрытие по частоте fmax/fmin, чем требуется. В этом случае целесообразно выбрать Ссв ? СВ1 = 41,2 пФ, а параллельно варикапу подключить дополнительный конденсатор С1, величину которого при выбранном Ссв определим, решая заново уравнение:



,

,

Решим это квадратное уравнение:

1. Найдем дискриминант:

2. Найдем корни уравнения:

,

поскольку отрицательный корень нам не подходит, то С1 = 11*10-12 Ф=11 пФ.

3. Определим параметры контура. Эквивалентная емкость контура:



= = 23*10-12 Ф =23 пФ.

Характеристическое сопротивление контура:

= = 14,9 Ом.

Эквивалентная добротность контура:

= 340.

Найдем индуктивность контура:

L2= = 5*10-9 Гн = 5 нГн.

Найдем длину полосковой линии, которую можно поставить последовательно контуру: = 0,16 м = 16 см. При такой длине ставить полосковую линию не имеет смысла. Поэтому поставим катушку индуктивности.

4. Выбираем транзистор по рабочей частоте fраб = 463 - 467,5 МГц и допустимому уровню шума (-40 дБ):

Таблица сравнения транзисторов, пригодных для использования в проектируемом АГ [16], [1],

Исходные данные:

- высшая рабочая частота ступени: ѓmax = 467,5 МГц.

- допустимая нестабильность частоты е = 5*10-6.

- полезная мощность автогенератора из [2] РАГ ? 10 мВт.

- допустимый уровень шума: -40 дБ.

Критерии выбора:

- большая крутизна;

- кремниевый транзистор - для использования в термостате или для узкого интервала температур, германиевый транзистор - для широкого интервала температур;

- мощность;

- допустимость использования в новых разработках.

№ тр.	Тип транзис-тора	Вид проводи-мости	Граничная частота, МГц	Номинальная мощность, мВт	ЕК ДОП, В
1	2Т355А	n-p-n	1500	50	10
2	КТ366В	n-p-n	1000	20	10
3	2Т368А	n-p-n	900	10	15

Заключение: Выбран транзистор 2Т368А. Он отличается от других рассмотренных следующими преимуществами:

1. Выбранный транзистор имеет мощность, достаточную для обеспечения требующейся от ступени полезной мощности, без дополнительных затрат.

2. Выбранный транзистор имеет большую крутизну.

3. Выбранный транзистор пригоден для использования в новых разработках. Транзистор предназначен для применения в составе гибридных интегральных микросхем.

4. Фиксируем параметры транзистора:

- средний коэффициент усиления по току: в = 50…200,

- Ск = 3,3 пФ,

- Сэ = 3,5 пФ,

- fт = 900 МГц,

- ЕКmax = 15 В, (напряжение питания нашего транзистора выберем по ГОСТу равным 15 В, (максимальное значение для уменьшения потерт на коллекторе транзистора)),

- iK доп= 45 мА,

- Ск.а. = Ск/2 = 1,65 пФ,

- фос = rБСк.а. = 10 пс,

- SГР = 1,3 мА/В.

Вычисляем fв = fт/ в = 9 МГц,

fб = fт + fв = 909 МГц,

rБ = фос/ Ск.а. = 6 Ом.

Находим по справочным данным из [2]: iKМ = (0,2…0,4) iK доп = 13,5 мА.

5. Для получения высокой стабильности генерируемой частоты угол отсечки И транзисторного АГ желательно выбирать так, чтобы токи и напряжения на переходах транзистора были близки по форме к синусоидальным. Однако при приближении И к 1800 снижается стабильность амплитуды колебаний вследствие того, что колебательная характеристика и прямая обратной связи пересекаются под очень острым углом. При уменьшении И ток обогащается гармониками, что вызывает понижение стабильности генерируемой частоты. Однако работа с И < 900 позволяет обеспечить меньшее тепловое рассеяние на выходном электроде транзистора (более высокий КПД) и более высокое значение входного сопротивления транзистора, что способствует повышению стабильности частоты АГ. Но мягкое самовозбуждение удобнее в эксплуатации. Компромиссное решение, при котором в момент включения АГ начинает работать без отсечки (в режиме мягкого самовозбуждения) с последующим автоматическим переходом его в жесткий режим, предусматривает автоматическое изменение напряжения смещения по мере нарастания амплитуды колебаний АГ. При этом угол отсечки в установившемся режиме автоколебаний транзисторного АГ обычно выбирают равным (60…75)0 (из [2]).

6. Режим работы транзистора АГ выбираем недонапряженным (из [2]). При перенапряженном режиме увеличивается дестабилизирующее влияние на генерируемую частоту изменения питающего напряжения, из-за повышенного содержания высших гармоник в импульсах коллекторного тока малейшее изменение угла отсечки приводит к заметным относительным изменениям уровней высших гармоник. Кроме того, использование перенапряженного режима приводит к увеличению выходной проводимости транзистора, снижающей добротность колебательной системы АГ.

7. Выберем величину коэффициента обратной связи Кос = 1 (из [2]) (при меньших Кос в значительной степени проявляется нелинейность барьерной емкости, а при больших Кос возрастает влияние входной проводимости транзистора).

8. Рассчитаем цепи питания автогенератора [2], [4]:

В начальный момент для выполнения условий самовозбуждения необходимо, чтобы крутизна характеристики iK = f(UБЭ) транзистора была достаточно большой. Это означает, что начальное смещение на базу транзистора должно быть больше напряжения отсечки. При возникновении автоколебаний по мере нарастания амплитуды колебаний для снижения средней крутизны необходимо, чтобы смещение ЕБ < Е/Б. Таким образом, в транзисторном АГ должно быть внешнее отпирающее смещение (за счет делителя R1, R2) и запирающее автоматическое смещение (за счет токов IБ0 и IК0).

- запишем амплитуду переменной составляющей коллекторного тока:

IK~max = РАГ/ЕК = 0,66 мА.



- отсюда найдем (для режима работы класса А):

IК0 = IK~max*1,25 = 0,825 мА.

- найдем амплитуду постоянной составляющей тока базы:

IБ0 = IК0 / h21Э = 0,825/ 30 = 0,0275 мА.

h21Э = 30 из справочника [16]

- рассчитаем сопротивления делителя смещения: выберем R1, R2 так, что:

R1 < = 54545 Ом.

Примем R1 = 51 кОм.

(3…5) R2 = R1, (оценочное выражение).

Отсюда найдем: R2 = R1/(3…5) ?13 кОм.

- найдем ток делителя смещения:

= 0,23 мА.

- рассчитаем резистор, включенный в эмиттерную цепь транзистора, исходя из неравенства (для уменьшения влияния дестабилизирующих факторов на ток базы, и соответственно на смещение на базе транзистора):

R1R2/( R1+ R2) << (1+ в0) R3

10359 << 101 R3

102,6 Ом << R3

Выберем R3 = 20 Ом.

- рассчитаем смещение на базе транзистора в стационарном режиме:

Здесь - внешнее отпирающее смещение,

- автоматическое смещение за счет базового тока

- автоматическое смещение постоянной составляющей эмиттерного тока.

ЕБ = 0,9 В.

9. По эквивалентному сопротивлению нагрузки транзистора RН находим коэффициент включения транзистора в схему:

= =0,063

Сопротивление емкости делителя:

= 0,063*14,9 = 0,94 Ом.

Сопротивление емкости:



Эта величина должна быть больше 0.

= 7,4 Ом > 0

- условие выполняется, значит можно продолжить расчет.

Найдем величину емкости С2: С2 = 1/(2рѓХс2) = 46*10-12 Ф = 46 пФ.

10. Напряжение радиочастоты на варикапе VD1 не должно превышать обратного смещения

UVD1 [B] < Umin - 1 = 7-1 = 6 (B)

Примем UVD1 = 5 В.

Следовательно, напряжение радиочастоты на коллекторе транзистора UK1< UVD1xСД/хСВ1 = 5*0,94/8,3 = 0,57 В.

UK1 = 0,5 В.

11. Теперь произведем расчет частотного модулятора на варикапе VD2. Так как относительная девиация частоты очень мала, то следует обратить внимание на повышение уровня модулирующего напряжения. Варикап VD2 необходимо выбрать с резким переходом (n=0,5) (остальные критерии выбора такие же как при выборе варикапа VD1). Пользуясь таблицей 8.1 в [2], выберем варикап КВ110Б.

Определяем максимальное и минимальное значения емкости выбранного варикапа Св2 (аналогично Св1):



= 13,2*10-12 Ф =13,2 пФ.

= 9,6*10-12 Ф = 9,6 пФ.

= 11,3 пФ.

Целесообразно на VD2 в режиме молчания установить смещение ЕВТ ? 6 В и уменьшать коэффициент включения VD2 в схему. Для этого подберем

С3 < 0,2·СВ2 = 2,26 *10-12

Выберем С3 = 1,8 пФ.

Коэффициент включения варикапа в схему

kД = (4.2.1.21)

должен быть < 0,2.

kД = = 0,14 < 0,2

- условие выполняется, т.е. варикап нам подходит,

где СВ2 - емкость варикапа VD2 в отсутствии модуляции.

Тогда амплитуда модулирующего напряжения на варикапе VD2:

= 0,21 В.

12. Определим остальные элементы каскада:

Емкость делителя, сопротивление которой нам известно 0,94 Ом. Емкости С3, Св2 и емкость перехода транзистора Скб тоже известны. Кроме того, по выбранному коэффициенту обратной связи (п. 7) в АГ: Кос = С5/С4 = 1. Отсюда С4 = С5. Зная все это, рассчитаем емкости С4 и С5.

() |||| ()

= 1/(2рѓС3) = 190 Ом.

=1/(2рѓСВ2) = 30 Ом.

=1/(2рѓСКБ) = 104 Ом.

Обозначим: = () || = = 70,6 Ом.

.

Отсюда найдем:

+ = = = 0,95 Ом.



= 0,47 Ом. Тогда С4 = 1/(2рѓХС4) = 730*10-12 Ф = 730 пФ = С5.

Индуктивность L1 выберем такой, чтобы ее сопротивление было достаточно большим и не возникло обратной связи по переменному току: ХL1 > (R1+ R2) = 64000 Ом. ХL1 = 80 кОм. Отсюда L1 = 27*10-6 Гн = 27 мкГн.

Блокировочную емкость С7 (служит для создания пути току высокой частоты) определим оценочно, исходя из того, что ее сопротивление должно быть много меньше сопротивления емкости контура (значение емкости должно быть много больше емкости контура): выберем оценочно: С7 = 800 пФ.