Эти коэффициенты используются для коррекции неравномерности между элементами антенны, а так же для частичной компенсации ошибок, возникающие при апроксимации (2. 5).

(2.32)

Показано, что если расстояние между элементами решетки меняется по квадратичному закону, то главный лепесток диаграммы направленности такой антенны уже, а уровень боковых лепестков выше, чем у эквидистантной антенны с аподизацией. Комбинированная антенная решетка, в которой сочетаются оба типа расположения элементов, обладает достоинством обеих антенн. Получены весовые функции Vn для амплитуды

(2.33)

(для решетки с квадратичным расположением элементов) и

(2.34)

(дли решетки с равномерным расположением элементов), где с -- центр решетки, a W-- ширина весового распределения для формирования фокуса. Наличие дополнительного множителя l/m в уравнении (32) связано с квадратичной выборкой. Значения параметров с и W подбираются для получения наилучшей фокусировки. Таким образом, уравнение (31) представляет собой формулу обработки радиолокатора.

3. РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ РЛС

3.1 Общее описание

Выбор рабочей частоты зависит от таких факторов, как шероховатость поверхности и электрические свойства слоя, транспортабельность и разрешающая способность радиолокатора. Комбинация высоты и дальности полета вертолета определяет измеряемую глубину нахождения объекта, а число элементов антенной решетки-- разрешающую способность. Теоретический предел пропускной способности процессора определяется числом двоичных разрядов, используемых при цифровой обработке.

Требуемый радиолокатор будет состоять из пяти основных подсистем: 1) антенных решеток, 2) приемного блока, 3) -передающего блока, 4) ЭВМ для обработки сигнала по заданному алгоритму, 5) блока управления.

Антенная подсистема будет состоять из передающей и приемной антенн, СВЧ-переключателей и возбудителей, установленных на одной несущей ферме, согласно разработанному выше алгоритму. В соответствии с управляющими сигналами, поступающими от блока управления, производится последовательная запись сигналов Hmn для всех возможных комбинаций

3.2 Передающий блок

Для реализации выше разработанного алгоритма необходимо использовать непрерывный режим излучения.

Можно отметить такие преимущества РЛС с непрерывным излучением, как их очевидная простота и потенциально минимальное расширение спектра излучаемого сигнала. Последнее преимущество упрощает проблему борьбы с радиопомехами н облегчает разработку схем преселекции, фильтрации и других на сверхвысоких частотах. Важным фактором является также простота обработки принимаемых сигналов, так как в тракте промежуточной частоты приемника требуется минимальная ширина полосы. При применении в РЛС полупроводниковых приборов, получаемая от них импульсная мощность обычно лишь не намного больше средней мощности. Поэтому применение в таких РЛС непрерывного излучения имеет дополнительное преимущество, особенно когда требуемую среднюю мощность можно получить от одного полупроводникового прибора.

Так как в РЛС с непрерывным излучением требуемая средняя мощность генерируется с минимальной пиковой мощностью и возможно изменение частоты излучаемых колебаний в широком диапазоне их работ.

Из всего сказанного не следует делать вывод, что РЛС непрерывного излучения имеют только одни перечисленные достоинства и совершенно свободны от недостатков. Сложную проблему представляет непосредственное просачивание энергии передатчика РЛС и сопутствующего ей шума в приемник. Это было обнаружено на ранней стадии развития РЛС непрерывного излучения. Фактически вся история развития РЛС непрерывного излучения связана с непрекращающимися попытками разработки оригинальных методов, обеспечения необходимой чувствительности приемников при компенсации влияния непосредственного просачивания энергии от передатчика.

Процесс совершенствования СВЧ передатчиков идет по пути улучшения параметров и характеристик СВЧ электровакуумных приборов и создания новых типов мощных СВЧ полупроводниковых приборов. Почти всегда возникает вопрос, каким приборам следует отдать предпочтение электровакуумным или полупроводниковым. Чтобы лучше ответить на него, обратим внимание на следующие преимущества мощных СВЧ полупроводниковых приборов по сравнению с электровакуумными:

-- как правило, мощные полупроводниковые приборы имеют существенно-большую долговечность;

--значения постоянного напряжения питания мощных СВЧ полупроводниковых приборов во много раз меньше, чем электровакуумных. Первые требуют для питания напряжения не более нескольких десятков вольт, вторые -- не менее нескольких киловольт даже при сравнительно небольшой выходной мощности СВЧ сигнала;

--применение полупроводниковых прибора позволяет воспользоваться методами микроэлектроники при изготовлении различных устройств и элементов, входящих в радиопередатчики, и тем самым существенно сократить массу и габаритные размеры последних;

-- мощные полупроводниковые приборы обладают почти мгновенной готовностью к работе; цепь накала электровакуумных приборов требует предварительного прогрева.

Следствием перечисленных преимуществ является существенное снижение массы и габаритных размеров, повышение долговечности и надежности полупроводниковых радиопередатчиков по сравнению с ламповыми при их одинаковых электрических характеристиках. Там, где эти факторы имеют первостепенное значение, например в аппаратуре, устанавливаемой на самолетах, космических кораблях, ИСЗ, предпочтение следует отдавать полупроводниковым радиопередатчикам.

Наряду с преимуществами следует отметить также недостатки полупроводниковых приборов:

-- они чувствительны к отклонениям, даже кратковременным, от допустимого эксплуатационного режима работы, что может привести к пробою р-п перехода и полному отказу прибора. Поэтому в передатчике приходится устанавливать устройства автоматической защиты полупроводниковых приборов от воздействия различных, случайно возникающих неблагоприятных факторов;

-- мощность полупроводниковых приборов ограничена, причем для большинства из них с повышением частоты f она уменьшается по закону f2. Для преодоления этого недостатка в радиопередатчиках широко используют разнообразные методы суммирования мощностей сигналов большого числа полупроводниковых генераторов, в том числе с помощью активных фазированных антенных решеток (ФАР). Последние позволяют во много раз повысить суммарную мощность сигнала, излучаемую радиопередатчиком, при сравнительно небольшой мощности отдельных полупроводниковых приборов.

Полупроводниковые радиопередатчики применяют в радиотехнических системах самого различного назначения: в радиорелейных линиях связи; системах радиолокации и радионавигации; системах самолетной радиосвязи; системах радиосвязи через искусственные спутники Земли и других случаях.

Не смотря на большое число радиотехнических систем СВЧ диапазона, входящие в них радиопередатчики объединяет общность выполняемых ими функций, близость электрических схем и конструкций, идентичность отдельных каскадов и узлов. Вследствие этого можно найти общие закономерности, свойственные всем типам СВЧ радиопередатчиков независимо от назначения системы, в которых они используются. В качестве примера на рис. 3.1. приведена структурная схема СВЧ полупроводникового радиопередатчика со сложением мощностей двух транзисторов в выходном каскаде. В зависимости от типа используемых транзисторов и рабочего диапазона частот мощность такого радиопередатчика может достигать нескольких сотен ватт. Его можно использовать во многих технических системах.

Пример структурной схемы СВЧ полупроводникового радиопередатчика с ФАР приведен на рис. 3.2. Здесь к многоэлементной антенной решетке подводят сигналы от отдельных полупроводниковых усилителей при едином первичном источнике сигнала. Общая излучаемая мощность системы в целом близка к сумме мощностей всех усилителей.

За основу примем схему передатчика на рис. 1.3. При этом нужно убрать фазовращатели, так как в нашей системе не осуществляется сканирование лучом. Деление мощности будем осуществлять в два этапа, как приведено ниже на рисунке с целью уменьшения мощности в каскадах передатчика. Для осуществления фокусировки передающей антенны по разработанному выше алгоритму необходимо включить в схему переключатели.

Мощность передатчика будем определять из следующих соображений. Главную проблему в непрерывном излучении это просачивающийся сигнал от передатчика в приемник. Для снижения этих шумов необходимо ограничивать мощность излучения. В современных передатчиках с помощью различных способов добиваются развязки между приемным и передающим трактами в 80-

120 дБ. Также применение полупроводниковых приборов в оконечных каскадах накладывает свое ограничение на излучаемую мощность. Для нашей несущей частоты мощность ограничена значениями 2-10 Вт. А так как наша РЛС - система ближнего действия (Dmax=15 м), тогда мощность передатчика ограничим значением в 3 Вт. Примерную мощность на входе приемника определим из соотношения

Pпр=Pпер/120 [дБ], (3.1)

или

Рпр= Рпер10-7 = 310-7

Структурная схема передатчика для голографического радиолокатора приведена на рисунке 3.3.

3.3 Приемная часть

Радиолокатор должен иметь в своем составе когерентный приемный тракт, чтобы реализовать голографический принцип обработки сигнала.

Поэтому в приемнике необходим дополнительный канал для опорного сигнала, который можно получить из сигнала передатчика.

Радиолокационный приемник предназначен для усиления отраженных от целей сигналов РЛС и их фильтрации, при которой обеспечивается максимальное различение полезных отраженных сигналов и помех. К помехам относятся не только шумы, возникающие в радиолокационном приемнике, но и сигналы, принимаемые от галактических источников, соседних РЛС и аппаратуры связи Часть собственной излучаемой РЛС энергии, которая рассеивается нежелательными целями (как. например, дождь, снег, птицы, атмосферные возмущения), можно также классифицировать как энергию помех Если самолетные РЛС используются для измерения высоты и картографирования, то другие самолеты являются нежелательными целями. а земная поверхность--желательной целью. Основным назначением РЛС является обнаружение подповерхностных объектов.

Сигнал на вход приемника поступает с приемной антенны. Приемник осуществляет фильтрацию сигнала, отделяя полезные отраженные сигналы от помех. Способы реализации этой его функции многообразны. обычная последовательность операций обработки, которые имеют место в любом радиолокационном приемнике, и все разнообразие возможных выходных сигналов, хотя никакой реальный радиолокационный приемник не содержит все эти функциональные узлы или не формирует все указанные выходные сигналы.

Почти все радиолокационные приемники строятся по супергетеродинному принципу (см. рис. 3. 4.). Oтраженный сигнал, подвергнутый незначительному усилению или вообще без усиления, преобразуется в сигнал промежуточной частоты (ПЧ) путем смешивания с сигналом гетеродина. Для получения конечной промежуточной частоты,

Рис.3.4.

обычно лежащей в пределах 0,1--100 МГц (без необходимости преодоления серьезных трудностей, связанных с устранением зеркальных или побочных каналов приема при преобразовании частоты), может понадобиться не одна ступень преобразования. Дело не только в том, что усиление на ПЧ более стабильно и реализуется проще, чем на СВЧ относительная полоса частот, занимаемая полезным эхо-сигналом, на промежуточной частоте получается больше, а это упрощает фильтрацию. Кроме того, частоту гетеродина в супергетеродинном приемнике можно менять вслед за любым изменением частоты передатчика без подстройки фильтров ПЧ. Указанные преимущества оказались настолько значительными, что конкурирующие типы приемников почти перестали применяться.

3.4 Цифровая часть системы

При цифровой обработке радиолокационных сигналов выборки сигнала, подлежащего обработке, преобразуются в цифровую форму -- в коды некоторых чисел (чаще всего в двоичной системе счисления). Эти коды суммируются, повторно возвращаются а вычислительные блоки, подвергаются весовой обработке, из них составляются определенные комбинации и т. д. подобно тому, как цифровая информация обрабатывается в универсальной ЦВМ. Как только преобразование аналогового сигнала в цифровую форму завершено, система обработки сигналов будет обладать такими же характеристиками (по надежности, точности, повторимости результатов, и, возможно, по гибкости), как и обычная ЦВМ. Система обработки объединяет, по существу, в аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и чаще всего специализированную ЦВМ высокой производительности, которая выполняет операции в реальном масштабе времени.

Обычно на вход АЦП поступает биполярный видеосигнал с выхода фазового детектора в когерентном радиолокационном приемнике или униполярный видеосигнал с выхода детектора огибающей в некогерентном радиолокационном приемнике. Оперируя с выборками сигнала, ЦВМ может выполнить ряд полезных операций. В системе может производиться, например, интегрирование, умножение на весовые коэффициенты, преобразование Фурье и т.д.

Выполнение любой из перечисленных выше операций требует задержки выборочных значений сигнала. В классических устройствах СДЦ эту функцию выполняют аналоговые линии задержки. В цифровом устройстве обработки “задерживаемый” импульс записывается в дискретное ЗУ в определенный момент времени, фиксируемый синхронизирующим (тактовым) импульсом, и по мере надобности извлекается из ЗУ в более поздний момент. Таким образом, выборки могут храниться или “задерживаться” в течение длительных, но точно управляемых интервалов времени, в то время как обычные аналоговые линии задержки в общем случае недостаточно стабильны для задержки импульсов на время больше удвоенного или утроенного интервала между импульсами. В цифровой системе можно реализовать необходимые передаточные функции с задержкой выборок на время, соответствующее большому числу интервалов между импульсами. Среди других преимуществ цифровых систем укажем на возможность легко восстанавливать правильное следование импульсов при случайных изменениях их частоты повторения и возможность компенсировать в случае необходимости временные сдвиги в работе модулятора.

3.5 Блок управления

Блок управления должен обеспечить:

1 синхронизацию передатчика и гетеродина;

2 переключение элементов передающей и приемной антенных решеток командами от ЭВМ;

3 програмирование ЭВМ.

Так как управление радиолокатора осуществляется через ЭВМ, то основным является програмирующее устройство. Оно содержит генератор главных синхроимпульсов и имеет ручное управление. По команде оператора управления генератор главных синхроимпульсов вводит включение программ для счетчиков слов н итераций, адресов памяти, весовых коэффициентов, углов поворота, различных путей прохождения сигнала и команд, необходимых для работы ЭВМ.

Программирующее устройство также вырабатывает команды для внешней цепи, такие, как переключение антенны, квантование и оцифровка.

Вывод служебной и обработаных даных осуществляется на дисплей

Одновременно с обработкой в реальном масштабе времени двоичная входная информация может быть записана на видеомагнитофон.

Общая структурная схема приведена на рисунке 3.



4. РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ РЛС

4.1 Передающая часть

Передатчик является обычно самым большим, тяжелым и дорогим устройством радиолокационной системы. Он потребляет наибольшую часть первичной мощности и требует наибольшего охлаждения, что также вызывает увеличение габаритов, массы и стоимости системы. Конструкция передатчика в основном зависит от типа лампы высокой частоты или высокочастотный полупроводниковый прибор, так что выбор их является очень важным при проектировании радиолокационной системы.

Функциональные схемы большинства передатчиков можно представить в виде последовательного соединения двух основных частей - возбудителя и радиочастотного тракта. В возбудителе формируются колебания несущей частоты с требуемой стабильностью частоты.

Для получения высокой стабильности можно применить кварцевый автогенератор. Так как КАГ не работают на частотах больше 100,150 МГц, то необходимо будет применить умножители частоты. Умножители это усилители колебательный контур, который настроен на выделяемую гармонику выходного сигнала. Коэффициент передачи умножителей обратно пропорционален номеру выделяемой гармоники. После умножителей должны стоять усилительные каскады, а так же делители мощности на четыре и восемь каналов. Выходной усилительный каскад должен обеспечить требуемый уровень мощности. Между каскадами передатчика должны быть согласующие цепи, трансформирующие входные сопротивления каскадов в выходные сопротивления предыдущих каскадов. На выходе передатчика должна быть выходная колебательная система, согласующая выходное сопротивление оконечного каскада и сопротивление антенны, а так же фильтрующая паразитные гармоники.

Рассчитаем количество каскадов передатчика. Мощность на выходе РПУ Р1 согласно требованиям равна 3 Вт, значит мощность на входе выходного контура

= 3,53 Вт

где =0,85 - коэффициент передачи согласующей цепи.

В оконечном каскаде будем применять мощный СВЧ транзистор КТ937Б-2 коэффициент усиления по мощности Кр=10 на частоте f0 = 3 ГГц. Тогда, мощность на входе предоконечного каскада

Вт.

Мощность на выходе предоконечного каскада с учетом согласующей цепи

Вт.

В нашей схеме предоконечным каскадом является делитель мощности на восемь, тогда его входная мощность Р3 равна

Вт.

Следующий каскад аналогичен оконечному, тогда мощность на его входе Р4

=0,391 Вт.

На входе следующего делителя (деление на четыре) мощность Р5 будет равной

= 1,564 Вт.

Следующий каскад должен имеет большой коэффициент усиления, так как на его вход подается сигнал с перемножителей частоты. Применим в этом каскаде транзистор КТ330А с Кр1 = 15, тогда мощность на его входе Р6

= 123 мВт.

Следующими каскадами являются транзисторные умножители частоты, которые увеличивают частоту от 100 МГц до 3ГГц, одновременно они усиливают сигнал с кварцевого резонатора (Ркв=1 мВт).

Переключение каждого канала (электронное сканирование) осуществляется однополюсными диодными СВЧ-переключателями на 8 положений (делитель 2), включенными последовательно с аналогичными переключателями на 4 положения (делитель 1). Вносимые потери СВЧ переключателей колеблются от 1 до 2 дБ, развязка в положении выключено составляет 40-45 дБ. Функциональная схема передатчика приведена на рисунке 4.3.

4.2 Приемник

Усиление на высокой частоте. Несмотря на то, что усиление принятого сигнала на высокой частоте при низком уровне шума кажется очень привлекательным, но оно не нашло широкого применения в РЛС непрерывного излучения. Имеются полупроводниковые усилители с очень небольшим коэффициентом шума для диапазона 1700 -1900 МГц, но для более высоких частот СВЧ диапазона таких усилителей нет. Применяются параметрические усилители, но они очень дороги и имеют недостаточно широкий динамический диапазон. Лампы бегущей волны наряду с высокой стоимостью характеризуются сравнительно небольшим сроком службы. Во многих случаях определяющим фактором, вынуждающим отказаться от применения усилителя высокой частоты на входе приемника, является шум от непосредственно просачивающейся энергии передатчика и от пассивных помех, уровень которого сравним с уровнем шума входного усилителя или превышает его.

Поэтому на входе приемника вместо УРЧ используем полосовой фильтр, настроенный на частоту сигнала.

Опорный сигнал в приемнике получаем путем преобразования на промежуточной частоте небольшой части энергии передатчика.

Генерация сигнала местного гетеродина. Для получения требуемого отношения сигнал/шум первое усиление в приемниках РЛС непрерывного излучения обычно осуществляется на промежуточной частоте, равной, например, 30 или 60 МГц. Промежуточную частоту лучше всего выбирать стандартной это облегчает в дальнейшем разработку устройств на этой частоте. Для большинства РЛС стандартной является частота 60 МГц. Необходимый для преобразования частоты когерентный сигнал местного гетеродина можно получить с помощью различных косвенных методов. К ним относятся использование простых и балансных модуляторов, однополюсных генераторов и т. п.

Наиболее сложным, пожалуй, является применение однополосного генератора, так как подавление несущей и нежелательных боковых полос более чем на 20 дБ редко возможно, а это делает необходимым применение фильтров для дополнительного подавления этих сигналов. Балансный модулятор значительно проще, и он подавляет несущую не хуже, чем однополосный генератор. Фильтр, необходимый для дополнительного подавления несущей, обычно подавляет до нужного уровня и нежелательную боковую полосу без добавления полюсов. Простой модулятор вряд ли можно считать менее сложным, чем балансный модулятор. При этом нужен более узкополосный фильтр для дополнительного подавления несущей. Требуемая стабильность этого генератора не очень высока, так как эффект от ухода его частоты снижен в отношении (промежуточная частота и частота принимаемого сигнала в СВЧ диапазона). В качестве гетеродина возьмем генератор, который аналогичен тому, что используется в передатчике. только без усилительных каскадов. При этом гетеродин настроен на частоту fг=2,940 ГГц.

Усилитель промежуточной частоты. Обычно применяются малошумящие усилители промежуточной частоты по традиционной каскадной схеме. Ввиду сравнительно высокого уровня пассивных помех и непосредственно просачивающейся энергии передатчика, попадающих в УПЧ, его усиление принято ограничивать значениями, обычно не превышающими 40 дБ. Это определяет коэффициент шума и обеспечивает усиление полезного сигнала до уровня, при котором влияние микрофонного эффекта становится менее заметным, а опасность достижения насыщения и сопутствующей ему перекрестной модуляции отпадает.

Желательно отфильтровывать сигналы пассивных помех и просачивающейся энергии передатчика по возможности на более низком уровне. Для этого разделим УПЧ на две части, между которыми установим фильтр с достаточно большой добротностью, которые могли бы подавить пассивные помехи на частоте 60 МГц. В каскадах второго УПЧ применим АРУ.

После подавления нежелательных просачивающегося сигнала и пассивных помех можно получить существенное усиление полезного сигнала. Для дополнительной фильтрации нежелательных сигналов принято применять фильтры, включаемыми между каскадами усилителя.

Фазовый компаратор Это устройство необходимо для получения действительной и мнимой составляющих входного сигнала. Приемная антенна записывает N комплексных (т. е. 2N'- действительных) амплитуд на N антенных элементах. Два набора из N-выборок действительной голограммы получаются при смешении с опорными сигналами, фазы которых сдвинуты на 00 и 900 мнимой является набор амплитуд со сдвигом фазы на 900. Далее действительная и мнимая составляющие выходного сигнала компаратора усиливаются и подаются на ЭВМ.

На рисунке 4.2 представлена функциональная схема приемника.

4.3 ЭВМ для обработки цифрового сигнала

Для снижения уровня шума входные сигналы вначале интегрируются. Значения сигнала в конце каждого цикла интегрирования дискретизируются и направляются в электронный переключатель. Электронный переключатель разделяет мнимый и действительный входные сигналы, которые затем направляются в АЦП для преобразования в двоичную форму. С помощью ЭВМ вычисляется

где

а N=32. Как показано на рис. 4.3. в состав вычислительного устройства входит БПФ процессор, входное буферное ЗУ, блок вычисления весовых коэффициентов и программирующее устройство.

Каждая группа входных данных делится на 32 подгруппы по 32 комплексных слова Hmn (n=0.31).действительная и мнимая части слова содержат по 7 двоичных разрядов плюс знаковый разряд, т. е. Всего 16 разрядов. Для коррекции амплитуды и фазы приемника выборки умножаются на комплексные весовые коэффициенты Vn, действительная и мнимая части которых содержат по 7 двоичных разрядов плюс знаковый разряд. Значения Vn заносятся в постоянное запоминающее устройство (ПЗУ).

Преобразование Фурье Flm для каждой m-й подгруппы VnHmn вычисляется с помощью БПФ-процессора. Вычисление ведется в двоичной системе с 5 итерациями. Для умножения на exp[-i(2/N)ln] используется вращение фазора, при этом для уменьшения ошибки усечения сохраняется 15 разрядов плюс знаковый разряд.

При 5-й итерации вычисления преобразования Фурье вращение не требуется. Половина результирующего значения Flm умножается на exр[-i(2/N2)lm2] и заносится в буферное ЗУ. Дополнительная 6-я итерация завершает описанные выше операции для второй половины Flm. После этого БПФ-процессор снова готов к передаче следующей подгруппы данных в оперативную память.

Во время работы БПФ-процессора с m-й подгруппой производится квантование и умножение на весовые коэффициенты (m+1)-й подгруппы, которая затем помещается в буферное ЗУ. Одновременно с этим содержимое Fl(m-1)exp[-i(2/N2)l(m-1)2] выходного буфера умножается на весовой коэффициент Wm-1 накапливается и заносится в выходной накапливающий сумматор. При этом в действительной и мнимой частях величины Fl(m-1)exp[-i(2/N2)l(m-1)2] и во взвешенном выходном результате сохраняется только по 7 двоичных разрядов плюс знаковый разряд.

После обработки 32 подгрупп производится диагональное преобразование S(l). Далее вычисляется энергетический спектр S(l)2 и записывается в оперативную память. Для записи входного сигнала используются 7 разрядов плюс знаковый разряд, а в выходном сигнале сохраняется 12 разрядов. Порядок преобразования окончательно определяется при передаче данных из оперативной памяти в память воспроизводящего устройства.

После выполнения перечисленных действий ЭВМ готова к принятию очередной группы данных. Дискретизация слов производится с периодом 16 мкс, требуемое расчетное время составляет 16,384 мс. Высокая скорость накопления необходима для поддержания высокой крейсерской скорости вертолета.

Программирующее устройство содержит генератор главных синхроимпульсов и имеет ручное управление. По команде оператора управления генератор главных синхроимпульсов вводит включение программ для счетчиков слов н итераций, адресов памяти, весовых коэффициентов, углов поворота, различных путей прохождения сигнала и команд, необходимых для работы ЭВМ.

Программирующее устройство также вырабатывает команды для внешней цепи, такие, как переключение антенны, квантование и оцифровка.

Одновременно с обработкой в реальном масштабе времени двоичная входная информация может быть записана на видеомагнитофон в бифазном коде.

5. РАЗРАБОТКА ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ

5.1 Расчет полосы пропускания приемника

Полоса пропускания приемника fпр определяется формулой

, (5.1)

антенна сигнал цифровой голографический

где fи = kф / tи - эффективная ширина спектра полезного сигнала длительностью tи, в нашем случае tи = Тобл = 16 мкс, так как сигнал непрерывный.;

kф - коэффициент формы (для прямоугольного импульса равный 1,37);

fд - максимально возможное доплеровское отклонение частоты (для вертолета со средней скоростью до 200 км/ч равна 1,1 кГц);

fнс - нестабильность частоты, определяемая формулой

(5.2)

где fи и fг - нестабильности несущей частоты сигнала fи и частоты гетеродина fг;

fУПЧ - неточность настройки частоты УПЧ.

Определим эффективную ширину спектра полезного сигнала

fи = 1.37 /1610-6 = 85,6 кГц.

Определим нестабильности частот fи и fг для нашего передатчика fи и гетеродина fг. В передатчике и приемнике частоты задают кварцевые резонаторы с нестабильностью f /f равной 10-6, при этом их частоты умножаются на 30. Тогда

fи = 10-6 fи * 30 = 90 кГц,

fг = 10-6 f г* 30 = 88,2 кГц.

Нестабильность настройки УПЧ равна

fУПЧ = 0,001 fпр = 60 кГц.

По формуле (5.2) найдем общую нестабильность частоты она равна fнс= 139,6 кГц.

По выражению (5.1) найдем полосу пропускания приемника она равна

fпр= 226,3 кГц.

5.2 Расчет УПЧ

Как предполагалось ранее приемную часть системы разделим на две части. Первая, СВЧ часть будет содержать тракт преобразования частоты. Во вторую входят все остальное начиная с усилителя промежуточной частоты. Согласно функциональной схеме, можно разработать принципиальную схему СВЧ части приемника системы. Схема изображена на рис. 45.

Определим требования предъявляемые к УПЧ.

Мощность подаваемая на вход УПЧ при ; ; равна . Выходное напряжение, должно быть равным 5 мВ. К избирательности требования не предъявляются. Глубина АРУ должна быть не менее 60 дБ .

Наиболее часто для УПЧ используют биполярные транзисторы. Тип транзистора выбирают таким образом, чтобы граничная частота в два раза превышала промежуточную частоту.

По режиму работы каскадов УПЧ различают усилители в режиме максимального усиления и в режиме фиксированного усиления. Первый режим применяют тогда, когда внутренняя связь не оказывает заметного влияния на характеристики УПЧ. Второй режим используют, когда величина коэффициента ограничена из соображения устойчивости, либо из-за не допустимости большого избыточного усиления.

По способу включения транзисторов УПЧ можно классифицировать на усилители с общим эмиттером (ОЭ) и с каскодным соединением двух транзисторов. Основным способом включения транзисторов является схема с ОЭ, обладающая большими усилительными возможностям, чем схемы с общей базой (ОБ), из-за большой величины входного сопротивления.

Однако в УПЧ с ОЭ не всегда удается обеспечить устойчивую работу из-за влияния внутренней обратной связи. При этом уменьшают коэффициент усиления каскада пассивными методами до устойчивого. Если это не помогает, то переходят к каскодному соединению, при этом увеличивая коэффициент устойчивого усиления каскада.

Выберем для УПЧ транзистор ГТ330Д имеющий высокую граничную частоту и малый уровень шумов. Выберем каскодную схему включения, из-за малого устойчивого коэффициента усиления каскада с ОЭ. Так же при выбери схемы УПЧ перейдем к схеме с одноконтурными попарно расстроенными каскадами. Простейший случай, когда требования к избирательности не предъявляется, усилитель с одноконтурными настроенными контурами рассчитать очень сложно.

Параметры каскодного соединения при применении транзисторов ГТ330Д: g11=2 мСм, С11=20 пФ, g22=0,08 мСм, С22=1,6 пФ, Y21=84 мСм, Y12=4 мСм.

Максимальный коэффициент усиления одного каскада



Куст=61

Минимальное число избирательных систем mk, необходимая для реализации усилителя

mk lgK / lg Kуст,

Где К - необходимый коэффициент усиления УПЧ, который вычисляется по формуле

= 1333

При таком коэффициентном усиление УПЧ число избирательных систем равно 2

Минимально допустимое сточки зрения стабильности формы частотной характеристики отношения эквивалентной емкости каскада к емкости, вносимый в контур транзисторами

,

а=53,

где b=0,2 - относительное изменения входной и выходной емкости транзистора, fп=60 МГц - прмежуточная частота, =0,5 - параметр зависящий от выбранной системы, П=226?3 кГц - полоса пропускания УПЧ.

Определим необходимое затухание контуров, обеспечивающие заданную полосу пропускания



= ,

dэ=0.0027.

Где =0,71 - величина, равная отношению полосе пропускания отдельного резонансного контура к полосе пропускания УПЧ с двумя избирательными системами, при параметре растройки контуров =1.

Режим максимального усиления реализуется при ограничении минимального значения эквивалентной емкости контура. Коэффициент включения m2 находим по формуле

= 0,283.

Эквивалентная емкость контура принимаем равной минимальной допустимой

Сэ= а(С22+ m22 С11 ) =7,68 пФ.

Коэффициент усиления каскада равен

К= m2 Y21 / 2 fn Cэ dэ = 304/

Так как вычисленная величина превышает коэффициент устойчегово усиления перейдем к режиму фиксированного усиления. К тому же коэффициент усиления УПЧ у нас задан.

Из формулы усиления для УПЧ с попарно расстроенными каскадами найдем коэффициент усиления одного каскада

= 52,

Коэффициент включения контура в цепь базы транзистора

m2 = 2 fn Cэ dэ КогрY21,

m2 =0,156.

Для получения заданной полосы пропускания к контуру необходимо подключить шунтирующий резистор с проводимостью

gш= 2 fn Cэ (dэ-d)-g22-m22 g11,

gш = 1,6810-4 Cм.

Для оконечного каскада примем gн = 0,42 мСм и Сн= 1 пФ, так как усилитель нагружен на баласный диодный детектор.

Определим частоты настройки контуров растраевымых каскадов

F01,02=fn().

Для нашего усилителя f01=60,34 МГц, f02=59,76 МГц. По этим данным L1=0,87 мСм, L2= 093 мСм.

Определим емкость конденсаторов настройки контуров Ск=2,4 пФ и Ск2=3 пФ, для оконечного каскада при емкости монтажа С14=3 пФ. Схема УПЧ показана на рис. 5.1.

Рассчитаем режимы работы транзисторов по постоянному току. Зададимся Eп= 12 В, Uкэ1= Uкэ2= 5 В, Iк=4 мА, Iб=0,002 мА, Iкб0= 1 мкА Uбэ0= 0,4 В.

Изменения обратного тока коллектора.

Iкб0=Iкб0 20,1(Тмакс-Т0),



где Тмакс=313 К (+400 С ), Тмин= 243 К (-300 С ),

Iкб0=128 мкА.

Найдем тепловое смещение базы

Uбэ = (Тмакс-Тмин),

где =1,8 мВ/К,

Uбэ = 0,18 В.

Необходима нестабильность коллекторного тока

Iк= Iк (Тмакс - Тмин),

Iк = 1,36 мА.

Найдем сопротивление резисторов R5 и R13

,

R=10 кОм.

Сопративление резисторов R2, R9 рассчитаем по формуле

R=R0R5 Iк/Ек,

где

,

R=10 кОм.

Сопративление резисторов резисторов R1, R8

R=R0-R6,

R=17,4 кОм.

Сопративление резисторов R6, R14

R=R0 Uкэ/En + R2,

R=44,4 кОм.

Номиналы резисторов R4, R11

R = R0 - R6,

R=17,4 кОм.

Емкости конденсаторов С1, С2, С5, С6 могут быть одинаковыми и рассчитываются по формуле

C = 500/ 2 fn R5,

C=2700 пФ.

Емкость конденсатора С3 должна быть равной

С = 500 g11/2 fn,

С = 2700 пФ.



5.3 Электрическая принципиальная схема перемножителя

Для реализации перемножителя в нашем устройстве выбираем аналоговую микросхему К174ПС1, так как ее верхняя граничная частота около 200 МГц. На рис. 3.2 приведена принципиальная электрическая схема. Основным узлом интегральной микросхемы является счетверенный дифференциальный усилитель на транзисторах VT1, VT3, VT4, VT6. Подавая разное напряжение на базы транзисторов VT2, VT5регулируются токи эмиттеров. Внутренний стабилизатор (резистор R1 и диоды VD1...VD4) обеспечивают стабильную работу ИМС по постоянному току, задавая смещение на транзисторы.

Типовая схема включеня ИМС Р174ПС1 приведена на рис. 2 4 Резисторы R15 и R16 устанавливают для увеличения крутизны преобразования.

5.4 Принципиальная электрическая схема фильтра (ФНЧ) и усилителя низкой частоты (УНЧ)

Последний каскад приемника представляет собой УНЧ на ИМС К174УН8, принципиальная схема которого приведена на рис 2.3, а схема ФНЧ вместе со схемой включения ИМС на рис.2.4.

ФНЧ необходим для фильтрации высокочастотных составляющих на выходе смесителя и выделение разностной составляющей сигнала. Частоту среза фильтра можем определить по формуле (смотри рисунок 5.5)

fcр = 1 / 2 R18 C16

тогда, имея fcр = 20 кГц и R18 = Rвх =10 кОм, найдем С16



С16 = 1 / 2 R18 fcр = 0,8 мкФ.

Входной каскад усилителя построен по дифференциальной схеме на транзисторах VT3, VT5. Смещение на базу транзистора подается через резистор R3. Транзисторы VT1, VT2 обеспечивают температурную стабилизацию напряжения смещения. Выходной сигнал дифференциального каскада через транзистор VT6, в коллекторную цепь которого включена термостабилизированная нагрузка, выполненная на транзисторах VT7, VT9, и резисторе R8, поступает в каскад на составном транзисторе VT8VT10.

Двухтактный выходной каскад выполнен на составных транзисторах VT14VT15, VT11VT12VT16, включенных по схеме эмиттерных повторителей. Начальное смещение в выходном каскаде определяется падением напряжения на резисторе R10. Отрицательная обратная связь с выхода усилителя через резистор R14 на базу транзистора VT5 уменьшает нелинейные искажения, связанные со «ступенькой» в выходном сигнале.

Регулировать коэффициент усиления на нижних частотах можно изменением емкости кондесаторов С14, С17, а во всей полосе пропускания - изменением глубины отрицательной обратной связи резистором R19 и кондесатором С14.

Электрические параметры ИМС К174ПС1 И К174УН8 сведены в таблицу 6. 3.

6. АНАЛИЗ СИСТЕМНЫХ ПАРАМЕТРОВ

6.1 Выбор частоты излучения

Вид излучения были определены в анализе ТЗ. Длину волны выбирали исходя из двух противоположных требований, максимальной глубины зондирования и возможностью размещения РЛС на борту летательного аппарата (вертолета). Для выполнения первого требования необходимо увеличивать длину волны несущей частоты, чем больше тем меньше затухание в поглощающей среде. Но при этом увеличивается длинна базы антенной решетки, что делает невозможным ее установку на вертолет. При = 10 см, длинна обеих антенных решеток (передающей и приемной) в сумме составляет 8 метров (т. е. это длинна фермы на которой установлены обе антенны). Это предельная длина фермы, которая может быть установлена на вертолете со всеми мерами безопасности.

6.2 определение характеристик антенной системы

Выбор формы и ширины диаграммы направленности (ДН) передающей и приемной антенн является ответственным этапом проектирования. В разработанном алгоритме обработки сигнала нужна широкая ДН элемента антенных решеток в обеих плоскостях. Поэтому в качестве антенного элемента здесь можно использовать открытый конец волновода, со стандартными размерами на волне = 10 см 7,2 3,4 см. ДН такой антенны определяется по формулам

= 1500,

где b = 3,4 cм - ширина волновода.

= 94,40,

где а = 7,2 см - ширина волновода.

Коэффициент направленного действия (КНД) для открытого конца волновода определяется по формуле

= 2,5.

Коэффициенты полезного действия антенно-фидерных трактов 1, 2 при использовании в качестве передающей и приемной элементов антенных решеток антенн типа открытого конца волновода одинаковы и равны 0,8.

6.3 Расчет чувствительности приемника

Чувствительность приемника РЛС характеризует его способность принимать слабые сигналы. Реальной чувствительностью Рпр мин, входящей в уравнение дальности, называется минимальная мощность сигнала на входе премника, при которой на выходе его линей ной части обеспечивается необходимое отношение сигнал/шум по мощности qпор :

, (6.1)

где k = 1,38-23 Дж/К - постоянная Больцмана;

Т0 - абсолютная температура в Кельвинах (обычно принимается равной 290 К);

kш - коэффициент шума приемника;

kp = 0,5 qпор - коэффициент различимости.

При разработки функциональной схемы я определил минимальную входную мощность в зависимости от просачивающегося сигна передатчика.

Эффективная шумовая полоса приемника связана с полосой пропускания приемника fпр приближенным соотношением

=.252 кГц.

Входящая в формулу (6.1) полоса пропускания приемника fпр =121 кГц была определена ранее при разработке принципиальной схемы приемника. Коэффициент шума kш обусловлен не только собственными шумами приемника, определяемыми главным образом первыми каскадами радиочастотного тракта, но и внешними шумами, характеризуемыми шумовой температурой антенны

,

где Тф - действительная температура фидера, соеденяющую антенну со входом приемника, принимаемая в расчетах равной 290 К;

Катм 2 - коэффициент потерь в атмосфере;

Татм 3,5 К - эквивалентная шумовая температура атмосферного шума;

Ткосм 3,5 К - эквивалентная шумовая температура космического шума;

Кф - коэффициент передачи антенного фидера, равный

(6.2)

где ф - погонное затухание в дБ/м;

lф - длина фидера.

Выберем тип фидера по сигнала передатчика, это коксиальный кабель РК-103 с ф = 0,9 длинна которого не превышает 2 метров (lф = 2 м).подставим выбранные значения в формулу (6.2) и получим Кф = 0,78.

Тогда шумовая температура антенны будет равна

Тша = 87,7.

Зная Тша, можно определить требования к коэффициенту шума приемника

Kш пр (0,1...0,2) Тша / Т0 + 1 = 0,2 87,7 / 290 + 1 = 1,1

Так как на входе приемника нет усилителей радиочастоты, а сигнал через полосовой фильтр сразу подается с антенны на диодный смеситель с коэффициентом шума равным 7,5. Коэффициент шума kш, входящий в формулу (6.1), определим по выражению

kш = kш см + Тша/ Т0 = 7,8.

Коэффициент различимости kp, входящий в формулу (6.1), определяется в конечном итоге требуемыми вероятностями правильного обнаружения Рпо и ложной тревоги Рлт и зависит от качества обработки сигнала в приемном тракте, характеризуемого коэффициентом потерь

kp = q'nop пот2 N, (6.3)

где qпор = 10 -- пороговое отношение сигнал/шум, заданное в ТЗ.

N -- число импульсов в пачке. Если используется непрерывное излучение, то N= 1.

Коэффициент потерь, равен



(6.4)

где i -- коэффициент потерь в i-м функциональном узле приемного тракта.

Наиболее часто встречающиеся коэффициенты потерь i, которыми могут характеризоваться узлы в приемнике РЛС, следующие:

а 1,5 -- потери, возникающие вследствие изменения .амплитуды принимаемых сигналов при сканировании ДН;

вч 1,6 -- потери в высокочастотном тракте, вызываемые затуханием энергии сигналов в фидерах и антенных коммутаторах;

дет 1 -- потери и детекторе;

ко 1,24 -- потери, вызванные заменой оптимального фильтра в приемнике квазиооптимальным фильтром, согласованным со спектром сигнала только по полосе пропускания;

нес 1,1 -- потери, возникающие вследствие несогласованности УПЧ с сигналом по полосе пропускания и являющиеся функцией отношения реальной полосы пропускания УПЧ fпр к согласованной fc;

сум -- потери в накопителе, определяемые нелинейностью характеристики накопителя. При использовании линейного накопителя, сум = 1;

по 1,5 -- потери оператopa, связанные с условиями работы oператора (затемненность помещения, утомление, рассеивание внимания, число одновременно наблюдаемых целей и т. д.);

ас 2 - потери при автоматическом съеме данных, возникающие вследствие того, что отсчет выходного напряжения производится не в тот момент, когда сигнальная составляющая достигает максимума.

Подставим все найденные значения в формулу (6.4) и найдем пот

авчдетконессумпоас = 10.

По формуле (6.3) определим коэффициент потерь

kp = 10102 =200,

тогда, чувствмтельность приемника будет равной

Рпр мин= 1,3810-232521037,8200 = 5,410-15

Реальная чувствительность для нашего приемника будет определяться уровнем просачивающегося сигнала от передатчика определенный в разделе 4.

Рпр мин реал= 310-7.

6.4 Проникающая способность радиолокационных систем

Рассмотрим зондироваиие слоев в вертикальном направлении. для этого случая можно не учитывать коэффициент преломления в слое n. Если размеры неровностей на поверхности слоя h << то его можно считать идеально плоским. Примем, что среда под слоем идеально проводящая, а слой по электрическим свойствам не отличается от воздуха. Тогда для определения ослабления расходящейся сферической волны можно воспользоваться методом зеркального отображения, заменив границу между слоем и средой с высокой проводимостью (например, слой--соленая вода (с--в)) точкой, расположенной на расстоянии 2(H+h) от радиолокатора. Мощность поступающая на вход радиоприемного устройства, определяется выражением

,

где h = 5 м - глубина проникновения сигнала в слой;

Н = 3 м - высота полета ЛА;

ц = 1-- эффективная площадь рассеяния подповерхностной цели, м2;

Nпн=|l--R2вз-с2R2с-в exp(-2аh) -- коэффициент потерь сигнала, отраженного от нижней границы;

Rвз-с--коэффициент отражения на границе вз--с;

Rс-в--модуль коэффициента отражения на границе с--в, если сигнал отражается от идеальной проводящей поверхности то Rс-в = 1;

а = 3,4 -- коэффициент затухания в слое с параметрами заданными в ТЗ.

Определим необходимый потенциал радиолокатора для заданного слоя из формулы ()

Рпер / Рпр = 2,7 1010 = 209 дБ,

что нереализуемо для нашей системы. Но в ТЗ заданы предельные параметры слоя, если зондировать пресноводный лед, у которого при температуре -10 С затухание Г = 1,45 дБ/м и а = 0,17

Рпер / Рпр = 3 106 = 103 дБ,

Полученный потенциал соответствует достижимому, для других слоев (песок суглинок, известняковых и т. п.) глубина зондирования будет меньше.

Если уменьшать глубину зондирования, то можно обнаруживать цели с меньшей эффективной площадью рассеяния ц, например на глубине 2 м, ц = 0,004 м2.



7. МОДЕЛИРОВАНИЕ НА ЭВМ ПРОЦЕДУРЫ ОБРАБОТКИ СИГНАЛА В РЛС

Моделирование будущей системы один из важнейших этапов проектной работы. В ходе моделирования происходит оценка возможностей системы, которая может внести корректировку в требования ТЗ, а так же разработку новых функциональных узлов и т. п.

Моделирование современных систем ведется на ЭВМ, благодаря их высокой скорости обработки информации. Современное программное обеспечение позволяет составлять довольно подробные математические модели большого числа процессов. В данной работе, при моделировании использовалась программа «Mathcad 7 Professional».

Для моделирования отраженного сигнала от слоистой структуры Земли были использованы известные в теории формулы из [4]. За основу была взята двухслойная модель с двумя отражательными поверхностями. Верхняя граница разделяет воздух и диэлектрик (поглощающая среда), а вторая граница разделяет диэлектрик и отражающий объект. Характеристики поглощающего слоя для различных сред (лед, различные виды грунтов и заданные параметры слоя в ТЗ) определялись по формулам (1.12 - 1.22) и таблицам 1.1.-1.5. Коэффициенты отражения определены по формуле (1.37), а отраженный сигнал по выражению (1.23).

Голограма формируется в соответствии с формулами (2.4 - 2.7, 2.9, 2.10, 2.13, 2.15).

Определение интенсивности рассеяния велось по формуле (2.31), а зависимость глубины сканирования от номера передающего элемента по формуле (2.27). По формуле (2.30) определялись зависимость глубины от номера уровня фокусировки приемной и передающей антенн, причем полученное распределение соответствует распределению из формулы (2.27).Текст программы приведен в приложении 1

Результаты моделирования для различных видов поглощаюших слоев (пресноводный лед, песчаный грунт и известняковые горные породы) приведены в виде графиков интенсивностей рассеяния от номера уровня глубины на рис 7.1. - 7.3., для двух измеряемых глубин.

Моделирование влияния помех на сигнал осуществлялось, введением новых отраженных сигналов на каждом дискрете с изменением их коэффициентов отражения (отношение сигнал /шум равное 10 рисунок 7.4. а), здесь же приведены распределения реальной и мнимой частей комплексной голограммы по элементам приемной антенны рисунки 7.4. б) и в); 3,3 рисунок 7.5.; 1,25 рисунок 7.6.). Текст программы приведен в приложении 3. Из этих графиков можно сделать вывод, что минимальное отношение сигнал /шум не должен меньше 3,3.

Рис. 7.1. а).



Рис. 7.1. б)



Рис. 7.2. а)

Рис. 7.2. б).



Рис. 7.3.а)

Рис. 7.3. б)

Рис. 7.4.



Рис. 7.4. б)

Рис.7.4.в)

Рис. 7.5.

Рис.7.5.

8. ОЦЕНКА ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ ГЛУБИНЫОБЪЕКТА

8.1 Оценим разрешающую способность

Основная особенность радиолокатора заключается в том, что измерение расстояния в нем производится не по временной задержке сигнала, как в обычных радиолокаторах, а по пространственному распределению рассеянных волн. Поэтому разрешение по дальности в нашем РЛС зависит от размера апертуры, а не от длительности импульса (или ширины спектра) используемого сигнала.

Из формул (2.7) и (2.12) получим уравнение для оценки разрешающей способности нашей у РЛС

, (8.1)

где D = h + y - расстояние до объекта и равно сумме высоты полета ЛА и глубины залегания подповерхностного объекта. Для заданной глубины объекта в ТЗ уТЗ = 5 м; определенном hмин = 2,5 м из раздела 2.; и L = 4,5 м ,получим

у = 0,57 м.

По формуле (8.1) расстояние D изменяется по квадратичному закону, при чем меньше D тем лучше разрешающая способность РЛС, что показанно в таблице 8.1.

Точность измерения глубины, характеризуется расстоянием уm между дискретами m, обозначающие уровни куда фокусируются передающая и приемная антенны (см таблицу 8.1)

9. РАЗРАБОТКА КОНСТРУКЦИИ БЛОКА ПРИЕМНИКА РЛС

Основной задачей конструирования приемника является обеспечение работоспособности устройства с параметрами, заложенными в его электрический расчет. Она состоит из ряда частных задач, а именно:

а) нахождение такого взаимного расположения отдельных каскадов и узлов на печатной плате или шасси, которое давало бы минимум паразитных связей и тем самым обеспечивало высокую устойчивость устройства, решения с этой целью вопросов экранировки и применения ряда других мер;

б) обеспечения жесткости конструкции, надежности теплоотвода, в некоторых случаях герметизации, коррозионной и инсекто-стойкости устройства. Эти мероприятия обеспечивают защиту приемника от ударов и тряски при транспортировке, вредных климатических воздействий, от повреждений, вызываемых тропическими насекомыми, от ядерного излучения и т. п., а также его надежность, при длительной работе;

в) обеспечения удобства управления, контроля, ремонта, транспортировки, серийного или массового производства, а также внешнего оформления в соответствии с требованиями эстетики;

г) уменьшения габаритных размеров и массы;

д) конструктивного согласования приемника с аппаратурой, с которой он работает совместно.

В настоящее время радиоаппаратура выполняется либо из дискретных элементов, либо на интегральных микросхемах. В ряде случаев (и особенно в приемниках) используются и интегральные микросхемы, и дискретные элементы. Так, оконечные каскады УНЧ из-за большой рассеиваемой мощности реализуют на мощных транзисторах, снабженных радиаторами. Предоконечные каскады можно реализовать и на микросхемах.

Элементы контуров (катушки индуктивности, конденсаторы), а также электролитические конденсаторы развязывающих фильтров не входят в состав микросхем и представляют собой дискретные элементы. Соединение дискретных элементов и микросхем осуществляется методом печатного монтажа на общей плате из диэлектрика (гетинакса, стеклотекстолита и пр.), на которые методом травления фольги или напылением наносятся соединительные проводники.

От правильной разработки печатной платы в большой степени зависит устойчивость приемника. Усиление в тракте до детектора достигает 100--120 дБ, поэтому малейшие паразитные связи между каскадами могут привести к самовозбуждению или к существенному изменению параметров по сравнению с расчетными (изменение усиления, искажение формы частотной характеристики).

Паразитные связи могут возникать либо через поля рассеяния, либо через проводящие участки на плате, общие для разных каскадов. Для уменьшения паразитных связей следует тщательно продумать размещение каскадов на печатной плате. При этом нужно руководствоваться следующими соображениями.

Первые и последние каскады тракта должны располагаться пространственно возможно дальше друг от друга. В этом смысле лучшим решением является расположение каскадов «в линейку». Как правило, по этой системе выполняют УПЧ радиолокационных приемников, имеющие большое усиление. Такая линейка представляет собой длинную узкую печатную плату (либо несколько более коротких плат, расположенных в ряд на шасси), полностью экранированную со всех сторон. Наличие внутренних экранирующих перегородок между каскадами дополнительно увеличивает устойчивость (рис. 12.1).