Асинхронные адресные системы связи

Размещено на http://www.allbest.ru/

1

Известно, что применение импульсно-кодовой модуляции (ИКМ) в многоканальных системах цифровой связи в настоящее время наиболее эффективно при организации синхронного режима их работы, что предъявляет жесткие требования к системам синхронизации [1].

Известно, что асинхронные адресные системы связи (ААСС) на основе непосредственного применения ИКМ в одном канале для связи между абонентами имеют недостаток в виде боковых лепестков (БЛ), которые появляются при обработке сигналов как в предназначенных для них декодирующих устройствах (ДУ), так и за счет сигналов, прошедших не предназначенные для них ДУ. ААСС с ИКМ также находят применение и при использовании ограниченного числа частотно-независимых каналов, которые также имеют указанный недостаток в виде БЛ.

При этом могут возникать либо «сбойные» ситуации, либо невозможность обеспечения одновременной работы требуемого в данный момент времени числа абонентов. Часто указанные недостатки являются недопустимыми, что и ограничивает применение ААСС в указанных областях.

В работах [2, 3] предложен подход, позволяющий за счет использования свойств дополнительных (комплементарных) кодовых последовательностей (ДКП) обеспечивать высокие характеристики асинхронных адресных систем связи (ААСС) при условии, что не накладывается ограничений на количество используемых каналов связи.

К таким свойствам ДКП относится то, что они имеют:

- суммарные автокорреляционные функции (АКФ) в виде цифровой «-функции» по оси времени;

- суммарные взаимокорреляционные функции (ВКФ), которые «ортогональны в точке и на временном интервале при произвольном сдвиге».

В силу ряда причин не всегда удается организовать большое число независимых каналов связи при одновременном отсутствии ограничений на ширину полосы частот, занимаемых каждым из них. В частности, в ряде систем радиосвязи гигагерцевого диапазона волн технически сложно обеспечить достаточно высокий уровень частотной селекции между большим числом каналов, а следовательно, существуют ограничения на их количество в заданном диапазоне частот при отсутствии ограничений на полосу занимаемых частот каждым из них [2-5].

Также к таким системам цифровой связи могут быть отнесены системы на основе «пространственных», волоконно-оптических линий связи (ВОЛС), используемых, например, или при организации распараллеленного вычислительного процесса в многопроцессорных вычислительных системах, или при организации передачи информации между различными узлами в летательных аппаратах.

При этом требуется учитывать также то обстоятельство, что, например, по ВОЛС передаются цифровые сигналы в виде кодов, представляемых как однополярные двухуровневые последовательности «0» и «1».

В то же время не вызывает больших трудностей и материальных затрат организация относительно небольшого количества каналов связи. В частности, для систем радиосвязи гигагерцевого диапазона волн нетрудно обеспечить всего четыре независимых частотных канала с заранее заданной полосой пропускания для каждого из них.

Для систем связи, использующих ВОЛС, нетрудно организовать одновременное использование либо нескольких (четырех) идентичных волокон, обладающих, как известно, практически неограниченной полосой пропускания и расположенных в «пространстве» рядом друг с другом, либо за счет технологии спектрального уплотнения оптического канала [wave-length-division multiplexing (WDM)] обеспечить в одной ВОЛС четыре независимых сверхширокополосных канала связи.

В дальнейшем будем полагать, что используются четыре канала связи на основе ВОЛС независимо от вида их реализации, причем полагается, что полосы пропускания всех каналов связи одинаковы и не накладывают ограничений на пропускную способность каждого из них.

Очевидно, что при наложении ограничений на количество каналов связи в ААСС, необходимые характеристики ансамбля дополнительных кодовых последовательностей (ДКП) должны обеспечиваться за счет применения временного подхода.

ДКП, удовлетворяющие указанным требованиям, в работе [1] предложено называть временными дополнительными кодовыми последовательностями (ВДКП).

Получаемые ВДКП предназначены для организации сообщений между абонентами без системных помех по четырем независимым каналам связи ААСС.

Целью работы является краткое рассмотрение синтеза ансамблей ВДКП, которые могут быть использованы в малоканальных ААСС, рассмотрение особенностей их формирования с учетом используемых каналов связи, а также проверка, путем имитационного моделирования на ЦВМ, правильности сделанных в работе теоретических предположений.

Полагается, что передаваемая информация между абонентами представляется в цифровой форме в виде последовательности информационных битов, имеющих знаки « + » или « - » длительностью Т_б. Каждый временной интервал длительностью Т_б, т.е. каждый информационный бит, разбивается на элементов длительностью Т=Т_б/R. Величина T называется временным подинтервалом. Каждому абоненту присваивается из синтезированного ансамбля соответствующая ВДКП второго порядка, состоящая из R элементов, которой модулируется информационный бит. Величина , где величина S определяется количеством абонентов ААСС.

Каждая ВДКП второго порядка состоит из двух ВДКП первого порядка, под которой понимают такую кодовую последовательность, каждый элемент которой занимает строго определенное дискретное местоположение на временной оси в отведенном для этой последовательности интервале времени относительно ее начала.

В том случае, когда передается информационный бит, имеющий знак «+», то элементы каждой ВДКП первого порядка со знаками « + » передаются, предположим, по своему первому каналу связи, а элементы со знаком « - » этой же ВДКП - по своему второму каналу связи.

В том же случае, когда информационный бит имеет знак « - », элементы каждой ВДКП первого порядка, имеющие знаки « + », передаются по своему второму каналу связи, а элементы этой же ВДКП первого порядка, имеющие знак « - », передаются по своему первому каналу связи.

При передаче информационного бита от одного абонента к другому в каждый момент времени всегда используются параллельно только два канала связи. В дальнейшем, для определенности, будем полагать, что положительные значения кодирующих последовательностей ВДКП второго порядка при знаке « + » информационного бита передаются по нечетным каналам связи, а отрицательные - по четным, а в случае знака « - » информационного бита положительные и отрицательные значения кодирующих последовательностей меняются местами.

В свою очередь, каждый элемент каждой ВДКП первого порядка подвергается ИКМ и представляет собой серию, состоящую из L парциальных импульсов длительностью каждый. Эти парциальные импульсы располагаются внутри элемента таким образом, что образуют соответствующую кодово-адресную комбинацию.

Длительность парциального импульса определяется шириной полосы пропускания канала связи. В каждом элементе каждой ВДКП первого порядка количество нулевых позиций .

В каждой ВДКП первого порядка, состоящей из R элементов, имеется «независимых» элементов, где p = 3, 4, 5,…. Величина , где , q = 0, 1, 2,…, показывает, во сколько раз общее число элементов в синтезируемой ВДКП первого порядка больше числа используемых «независимых» элементов.

Характерной особенностью таких «независимых» элементов является то, что они имеют только им присущую кодово-адресную комбинацию, состоящую из L единиц в виде парциальных импульсов длительностью каждый и Z нулей, которая располагается на временном подинтервале длительностью T. Минимальное расстояние между соседними парциальными импульсами кодово-адресной комбинации полагается равным

,

т.е. защитные интервалы , окружающие с двух сторон каждый парциальный импульс, равны величинам .

На рис. 1 показан возможный вид кодовой комбинации «независимого» элемента , модулирующей на временном подинтервале один из элементов ВДКП первого порядка в одном из каналов связи.

Рис. 1. - Пример кодовой комбинации «независимого» элемента K,

модулирующей на временном подинтервале один из элементов

ВДКП первого порядка в одном из каналов связи

Обработка сформированной указанным образом ВДКП второго порядка у того или иного абонента ААСС осуществляется за ряд этапов [3].

На первом этапе в принятой реализации подвергается дешифрации кодово-адресная комбинация каждого «независимого» элемента ВДКП второго порядка. Отметим, что поскольку сигналы представляют собой последовательность однополярных импульсов, то их обработку удобно производить в цифровой форме при использовании бинарного аналого-цифрового преобразователя (АЦП). В результате на выходе АЦП получаем последовательность импульсов единичной амплитуды, которые поступают на вход ДУ. На выходе ДУ, представляющего, например, линию задержки с отводами, соединенными со входами схемы совпадений, в соответствующие моменты времени в соответствующих каналах связи появятся единицы, характеризующие местоположение того или иного элемента ВДКП второго порядка со знаком, определяемым номером канала связи. Подобная обработка называется статистическим разделением [5].

Функциональная схема ДУ для одной из кодовых последовательностей при условии, что обрабатываемые сигналы подвергаются бинарному АЦП, приведена на рис. 2.

Рис. 2. - Функциональная схема ДУ кодовых последовательностей

На втором этапе из полученных последовательностей однополярных видеоимпульсов на выходах ДУ формируются соответствующим образом две ВДКП первого порядка, которые поступают на соответствующие согласованные фильтры (СФ), импульсные характеристики которых определяются присвоенными каждому абоненту ВДКП второго порядка.

На рис. 3 показана примерная форма поступающего на обработку полного сигнала в двух каналах связи для одной из ВДКП первого порядка, имеющей, например, вид .

Здесь показаны последовательности S1 «+» для передачи положительных элементов ВДКП первого порядка, составляющей одну (положим первую) из кодовых последовательностей ВДКП второго порядка, и S1 «-» для передачи отрицательных элементов той же ВДКП первого порядка из той же кодовой последовательности ВДКП второго порядка.

Рис. 3. - Образование кодовых последовательностей в каналах связи

S1 «+» и S1 «-»

Из рассмотрения рис. 3 видно, что кодирующие последовательности для какого-либо абонента имеют различный характер, что требует использования по каждому каналу связи ДУ, имеющих соответствующие характеристики.

На третьем этапе отклики, полученные при прохождении обоих ВДКП первого порядка соответствующих СФ, суммируются в сумматоре. В результате на выходе сумматора образуется отклик, соответствующий переданному информационному биту (положительному или отрицательному).

В данной работе предложенный вид обработки назван статистическо-фильтровым. Поскольку используемые четыре канала связи независимы друг от друга, то в каждом из них можно использовать одни и те же кодовые комбинации для «раскрашивания» «независимых» элементов . Следовательно, объем алфавита ВДКП второго порядка будет равен .

Синтез ансамбля ВДКП выполняется в следующем порядке [2].

Шаг 1. Итеративно формируется макет первообразной TK-матрицы размером .

Первая итерация. Формируется первая строка макета первообразной TK-матрицы путем записи в строку K «независимых» элементов (т.е. формируется K столбцов). Каждый из этих элементов описывает дискретное во времени местоположение на временной оси на каждом временном подинтервале длительностью Т соответствующей кодово-адресной комбинации.

Образуется T1-матрица размером в виде

, (1)

где индекс , стоящий в круглых скобках, обозначает номер временного подинтервала , а индекс , стоящий без скобок, - номер выбранной кодово-адресной комбинации «независимого» элемента.

Вторая итерация. Формируются две строки макета первообразной TK-матрицы в виде первообразной Т2-матрицы размером . Первая строка Т2-матрицы образуется путем перезаписи Т1-матрицы (1) без изменения положения составляющих ее «независимых» элементов.

Вторая строка Т2-матрицы формируется из Т1-матрицы путем предварительного деления ее по вертикали на равные части, количество которых равно количеству строк в Т2-матрице, и производится нумерация полученных частей слева направо. На нечетную позицию второй строки Т2-матрицы записываются «независимые» элементы, расположенные в четной части Т1-матрицы с номером на единицу больше, а на четную позицию второй строки Т2-матрицы записываются «независимые» элементы, расположенные в нечетной части Т1-матрицы с номером на единицу меньше.

Образуется Т2-матрица размером в виде

Третья итерация, как и последующее итеративное увеличение числа строк ТK-матрицы в два раза на каждой итерации, осуществляется путем перезаписи в верхнюю половину вновь образуемой матрицы «независимых» элементов предыдущей матрицы без изменения их местоположения.

Нижняя половина формируется из предыдущей матрицы, которая предварительно делится по вертикали на части, количество которых равно числу строк вновь формируемой матрицы, и производится нумерация полученных частей слева направо. На нечетные позиции нижней половины формируемой матрицы записываются «независимые» элементы четных частей предыдущей матрицы с номерами на единицу больше, а на четные позиции нижней половины формируемой матрицы записываются «независимые» элементы нечетных частей предыдущей матрицы с номерами на единицу меньше.

Процесс итеративного увеличения числа строк продолжается до тех пор, пока не будет сформирована Т0,5K-матрица, т.е. матрица размером .

Последняя итерация по формированию макета первообразной ТK-матрицы заключается в том, что формируется ее нижняя половина размером путем перезаписи без изменений на это место ее верхней половины, описываемой Т0,5K-матрицей.

Образуется TK-матрица размером элементов в виде:

 (2)

В макете первообразной ТK-матрицы в каждой из ее строк содержится K «независимых» элементов, в каждом столбце - по 0,5K «независимых» элементов, а в каждой паре столбцов начиная с левого ее края - по K «независимых» элемента.

Шаг 2. Формируется, по выбранным критериям, символическая -матрица требуемого размера , т.е. , путем применения символических равенств по правилам, описанным в работах [6, 7].

Полученная -матрица используется для формирования знаковой -матрицы того же порядка , для чего в качестве первообразной используется знаковая -матрица [7].

Шаг Формируется первообразная -матрица размером . Для этого используется произведение Адамара двух матриц и одинаковых размеров, которое определяется как их поэлементные произведения в виде [10]

.

Здесь ij - места пересечений строк и столбцов , где находится соответствующий элемент.

Тогда каждому элементу -матрицы присваиваются знаки « + » или « - » согласно правилу

, (3)

где знак «» означает операцию присвоения знаков « + » или « - » элементов знаковой -матрицы элементам макета первообразной -матрицы, находящимся на одинаковых позициях в этих матрицах.

Образованная на основе использования выражения (3) первообразная -матрица имеет 2K «независимых» элементов, каждому из которых соответствует определенная позиция на временной оси в соответствующем канале связи, зависящая от знаков « + » или « - ».

Шаг 4. Формируется квадратная -матрица размером , где , q = 0, 1, 2,…, на основе первообразной -матрицы путем применения символической -матрицы, использованной на шаге 2 для присвоения знаков « + » или « - ». Требуемый размер определяется количеством абонентов S цифровой ААСС с четырьмя каналами связи либо необходимым количеством ССВП в формируемом ансамбле.

Шаг 5. Вычисляются суммарные АКФ и суммарные ВКФ полученных ВДКП, описываемых -матрицей. Суммарные АКФ и суммарные ВКФ представляют собой суммы АКФ и ВКФ каждой из ВДКП, входящих в пару, и вычисляются с учетом следующих правил перемножения элементов в виде

 (4)

0 - результат перемножения «независимых» элементов с различными индексами j.

После вычисления суммарных АКФ и суммарных ВКФ производится проверка полученных результатов на соответствие заданным условиям.

Пример 1. На рис. 4 приведены расчеты суммарных АКФ и суммарных ВКФ для -матриц, где соответственно при ; ; величина определяет правило инвертирования элементов при переходе от матрицы порядка к матрице порядка [6, 7].

а) б) в)

Рис. 4. - Модули суммарной АКФ (на переднем плане) и суммарных

ВКФ (на заднем плане) для: а - матрицы ; б - матрицы

; в - матрицы

Шаг 6. Переобозначаются элементы -матрицы, расположенные в ее нижней половине, путем добавления к каждому числу величины, равной K, описывающему индекс соответствующего «независимого» элемента. В результате образуется -матрица, описывающая пары ВДКП. Образованная -матрица имеет 4K «независимых» элементов, каждому из которых соответствует определенная кодовая последовательность на временной оси, и номер канала связи, который зависит от знаков « + » или « - ».

На этом заканчивается синтез ансамбля ВДКП.

Пример 2. Положим, что требуется синтезировать матрицу ВДКП размера . При проведении процедуры синтеза видно, что требуемая матрица ВДКП по размеру совпадает в этом случае с первообразной, которая получается путем использования выражений в шаге 4.

Далее, из первообразной -матрицы путем добавления верхних индексов «1» и «2» получим -матрицу, которая описывает требуемые синтезированные ВДКП и примет вид

Видно, что в этом случае число абонентов ААСС равно четырем.

Для исключения возможности образования из двух последовательно передаваемых кодов ложных комбинаций в случае одного абонента в ААСС и минимизации числа ложных комбинаций в случае нескольких абонентов в данной работе предложены кодовые комбинации, обладающие рядом особенностей, которые представлены в табл. 1.

Таблица 1. - Виды кодовых комбинаций

T1	1	1	0	1	0	1	0	0	0	0
T2	1	1	0	1	0	0	1	0	0	0
T3	1	1	0	1	0	0	0	1	0	0
T4	1	1	0	0	0	1	0	0	1	0
T5	1	1	0	0	1	0	1	0	0	0
T6	1	1	0	0	1	0	0	1	0	0
T7	1	1	0	0	1	0	0	0	1	0
T8	1	1	0	0	0	1	0	1	0	0

Особенностью этих кодовых комбинаций является то, что всегда первые две позиции занимают две единицы подряд, временной интервал между которыми точно задан. На третьей и на десятой позициях всегда расположен нуль. Остальные единицы расположены так, чтобы между ними всегда оставалось не менее одного нуля. Тогда появление двух единиц подряд, временной интервал между которыми задан точно, позволяет достаточно просто определить начало кодовой комбинации, а следовательно, повысить эффективность декодирования их в ДУ. Отметим, что для более эффективной работы ААСС с ВДКП кодовые последовательности , где , целесообразно дополнить нулями до общего числа позиций, равного числу 16, т.е. примерно половина каждой кодовой последовательности равна нулю. Этот «защитный» интервал обеспечивает более эффективную работу ДУ.

Для проверки правильности работы описанного выше алгоритма обработки ВДКП было проведено моделирование рассматриваемой ААСС.

На рис. 5 приведен пример расположения позиций единичных импульсов ВДКП в двух парах информационных каналов при передаче положительного бита для одного абонента ААСС (размер матрицы , число абонентов , ).



Рис. 5. - Объединенное расположение импульсно-кодовых

последовательностей ВДКП для одного абонента ААСС

Для удобства визуализации результатов моделирования положительные и отрицательные кодовые последовательности, формируемые по каждому каналу во времени, на рис. 5 объединены.

На рис. 6 приведена сумма откликов ДУ при передаче положительного бита на адрес одной станции. Сплошными линиями обозначены отклики в канале основной последовательности, а пунктирными линиями - дополнительной последовательности ВДКП.

Рис. 6. - Отклики ДУ кодовых последовательностей

Сформированные соответствующим образом две ВДКП первого порядка поступают на соответствующие им СФ, где производятся процедуры согласованной фильтрации.

На рис. 7 представлены примеры откликов СФ на основную и дополнительную ВДКП.

Рис. 7. - Отклики согласованных фильтров на основную

последовательность ВДКП (вверху) и на дополнительную

последовательность ВДКП (внизу)

Далее отклики, получаемые при прохождения обоих ВДКП первого порядка через соответствующие СФ и показанные на рис. 7, суммируются в сумматоре. В результате на его выходе образуется отклик, соответствующий переданному информационному биту так, как показано на рис. 8.

Рис. 8. - Сумма откликов согласованных фильтров ВДКП

Видно, что использование статистическо-фильтровой процедуры обработки позволяет получать в малоканальной ААСС, использующей ВДКП второго порядка, отклики в виде цифрового «-импульса». В реальных условиях работы ААСС одновременно каналы связи занимают в каждый момент времени случайное число абонентов, которые работают независимо и асинхронно друг относительно друга.

Поэтому целесообразно оценить эффективность работы ААСС в зависимости от количества одновременно работающих абонентов.

Для моделирования работы системы в качестве первообразной была использована -матрица. Длительность кодовой комбинации, выбираемой из табл. 1, полагалась равной =16, поскольку, как указывалось, при одновременной работе нескольких абонентов ее длительность оказывает существенное влияние на число возможных сбойных ситуаций. Это объясняется тем, что передаваемые абонентами сообщения, поступающие в канал связи, на приемном конце могут рассматриваться как объединенные логической операцией «ИЛИ» в силу того обстоятельства, что применяется бинарное квантование входного процесса в АЦП.

На рис. 9 (верхний рисунок) изображены отклики работы ДУ и вид сигналов, получаемых на выходе сумматора СФ (нижний рисунок) одного из абонентов при воздействии на его входе сигналов от нескольких абонентов ААСС.

Видно, что пик принимаемого сигнала, соответствующий переданному биту информации, намного превышает отклики на сигналы, предназначенные для других станций.

В том случае, если произойдет ложное срабатывание одного из декодеров, то это приведет только к тому, что появится нескомпенсированный БЛ в сжатом полезном сигнале, величина которого будет равна .



Рис. 9. - Отклики работы ДУ (верхний рисунок) и вид сигналов,

получаемых на выходе сумматора СФ (нижний рисунок) одного из

абонентов при воздействии на его входе сигналов от нескольких

абонентов ААСС

Однако в связи с вышеописанным явлением при работе нескольких абонентов возможно появление ложных комбинаций, распознаваемых ДУ как посланную кодовую комбинацию. При этой ситуации получаемые на выходе ДУ импульсы не принадлежат ни одной из последовательностей, передаваемых в данный момент тем или иным абонентом.

Появление «ложных» импульсов на выходах ДУ в общем случае случайно. Это может приводить при большом числе одновременно работающих абонентов к двум ситуациям.

В первом случае - к ложному обнаружению на выходе порогового устройства (ПУ) абонента, расположенного на выходе сумматора откликов СФ, при сравнении с порогом не передаваемого ему сигнала в случае случайного образования той или иной комбинации, близкой к той, на которую настроен его СФ.

Во втором случае - при противофазном суммировании «ложных» импульсов с принимаемой в данный момент полезной кодовой последовательностью, приведет к снижению уровня отклика, получаемого на выходе сумматора СФ и к возможному пропуску сигнала при сравнении полученного результата с порогом в ПУ абонента.

В связи с этим возникает проблема выбора порога срабатывания в ПУ абонента. Слишком низкий уровень приводит к большому числу ложных обнаружений, слишком высокий - к пропуску сигнала.

Было проведено моделирование работы системы с целью выбора «оптимального» порога. Под «оптимальным» порогом в данном случае будем понимать обеспечение минимального числа отказов системы, т.е. минимизации суммы числа ложных обнаружений и пропусков сигнала.

В основу модели была положена ситуация передачи одного бита, модулируемого ССВП второго порядка и предназначенного для одного из абонентов, на фоне набора последовательностей в виде ССВП второго порядка, полученных из того же ансамбля ССВП, предназначенных для других абонентов.

Моменты начала передачи информации задавались случайно. Плотность распределения вероятностей этой величины полагалась равномерной. Также равновероятной полагалась полярность передаваемых информационных бит.

Все образованные кодовые последовательности ССВП суммировались в соответствующих каналах связи. Полагалось, что в силу широкополосности тракта вероятность совпадения во времени отдельных импульсов, принадлежащие той или иной кодовой комбинации, равна нулю.

На приемной стороне проводилось декодирование в соответствующих ДУ абонента полученной канальной суммарной последовательности кодовых комбинаций. Далее полученная смесь обрабатывалась в соответствующих СФ, полученные результаты обработки суммировались, фиксировался максимальный уровень полезного сигнала и уровни появляющихся БЛ в анализируемом процессе.

Очевидно, что поскольку на выходе ДУ появляются, в случае его срабатывания, импульсы единичной амплитуды, то и результаты обработки в соответствующих СФ, как и результаты их суммирования, будут дискретны и отличаться на величины, кратные целым числам.

Величины основных пиков на выходе сумматора откликов СФ будут равны величинам баз ССВП, а следовательно, легко поддаются нормировке.

Количество проводимых испытаний было выбрано равным 3 000 опытов для каждого рассматриваемого случая. Это позволило получить результаты с точностью, достаточной для анализа их особенностей.

В каждом опыте подсчитывалось количество случаев превышения набора порогов, которые отличались различными уровнями, кратными единице, друг от друга, как полезным сигналом, так и БЛ в случае его отсутствия и пропуска полезного сигнала в случае его наличия, при обработке принятой реализации.

Рассматривалось количество станций S ААСС, равное:

- 32 (количество одновременно работающих абонентов S`=5, 10, 15);

- 64 (количество одновременно работающих абонентов S`=15, 25);

- 128 (количество одновременно работающих абонентов S`=5, 10, 15).

В табл. 2 приведены результаты проведенного моделирования и сравнения с «оптимальным» порогом, величина которого выбиралась эмпирически, путем анализа полученных выборочных значений при условии равенства вероятности правильного необнаружения полезного сигнала (его пропуска) и вероятности принятия ошибочного решения о наличии полезного сигнала.

Таблица 2. - «Оптимальные» уровни порогов в пороговом устройстве

абонента

Общее число станций ААСС S	Количество одновременно работающих абонентов S`	Нормированный уровень «оптимального» порога, %	Суммарный процент сбойных ситуаций при «оптимальном» уровне порога, %
32	5	53	0,23
	10	55	0,79
	15	53	3,1
64	15	53	2,4
	25	48	3,2
128	5	53	0,075
	10	53	0,59
	15	51	1,7

Анализ полученных результатов показывает, что лавинообразного нарастания «сбойных» ситуаций не происходит даже для случая, когда число одновременно работающих абонентов S` достигает величины от 40 до 47% от общего числа станций S.

Следует сказать, что при увеличении числа одновременно работающих абонентов S` возрастает процент «сбойных» ситуаций. Отметим, что лавинообразный уровень нарастания «сбойных» ситуаций начинается при приближении числа работающих абонентов к 50% относительно общего числа станций S ААСС. При дальнейшем увеличении числа работающих абонентов начинается процесс лавинообразного ухудшения работы системы. При этом наблюдается уменьшение как абсолютного уровня принимаемого полезного сигнала, так и абсолютных уровней БЛ. В пределе, на выходах сумматоров откликов с выходов СФ, будет невозможно выделить как полезные сигналы, так и ложные отклики, когда на вход приемной системы ААСС будет поступать реализация, состоящая только из единичных импульсов.

Анализ приведенных в табл. 2 результатов моделирования показывает, что «оптимальный» уровень порога в ПУ должен выбираться несколько выше половины нормированного значения амплитуды полезного сигнала, в районе (52-53)%, принимаемого в условиях отсутствия воздействия системных помех.

Приводимые результаты были получены для случая, когда полоса пропускания каналов связи моделируемой ААСС определялась длительностью парциального импульса кодовой последовательности.

В том случае, когда полоса занимаемых частот каждым каналом связи существенно превышает величину, определяемую длительностью парциального импульса кодовой последовательности , то скорость падения амплитуд полезных сигналов от числа работающих станций уменьшается, как и уменьшается скорость роста БЛ.

На рис. 10 приведен типичный пример поведения кривых в зависимости от числа работающих абонентов S`, описывающих спад нормированной амплитуды полезных сигналов (кривая слева) и возрастание уровня БЛ (кривая справа) при фиксированном числе станций S ААСС.

Рис. 10. - Пример поведения кривых, характеризующих спад

нормированной амплитуды полезных сигналов в зависимости от числа

работающих абонентов S` (кривая слева) и возрастание уровня БЛ

(кривая справа)

Подобный характер зависимости наблюдался во всех остальных рассматриваемых случаях и зависел от процентного отношения числа работающих абонентов S` к общему числу станций S ААСС.

Известно, что при использовании алгоритма статистической обработки, описанного в работе [3], лавинообразный процесс отказа всей ААСС начинается при количестве одновременно работающих абонентов S` к общему числу станций S порядка (3-5)%.

Отметим одно важное обстоятельство. Получение большего количества ортогональных сигналов в ансамбле сигналов синтезируемой ВДКП может быть обеспечено при повышении величины в два, четыре и более раз. Однако это потребует формирования новых видов кодовых комбинаций , аналогичных тем, которые приведены в табл. 1. При этом целесообразно придерживаться описанных ранее подходов, использованных при формировании кодовых комбинаций.

выводы

кодовый асинхронный адресный связь

Применение предложенной статистическо-фильтровой обработки ансамблей сигналов ВДКП позволяет существенно повысить вероятность обнаружения полезных сигналов при существенном возрастании количества одновременно работающих абонентов. Видно, что при сравнении предложенного алгоритма с алгоритмом статистической обработки выигрыш в количестве одновременно работающих абонентов ААСС возрастает более чем на порядок при тех же равных условиях. Этот выигрыш в количестве одновременно асинхронно работающих абонентов без взаимных помех друг другу в одних и тех же каналах связи достигается за счет применения дополнительной фильтрации в соответствующих СФ получаемых с выходов ДУ данных и использовании при этом свойств суммарных АКФ и суммарных ВКФ, присущих ансамблям ВДКП.

Библиографический список

1. Варакин, Л.Е. Теория систем сигналов / Л.Е. Варакин. - М.: Сов. радио, 2008. - 304 с.

2. Литюк, В.И. Особенности анализа помехоустойчивых узкополосных систем передачи информации / В.И. Литюк // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов V Международного научно-практического семинара. - Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. - С. 24-27.

3. Венедиктов, М.Д. Асинхронные адресные системы связи / М.Д. Венедиктов, В.В. Марков, Г.С. Эйдус. - М.: Связь, 2008. - 271 с.

4. Гитлиц, М.В. Теоретические основы многоканальной связи / М.В. Гитлиц, А.Ю. Лев. - М.: Радио и связь, 2007. - 248 с.

5. Теория передачи сигналов [Текст] / А.Г. Зюко, Д.Д. Кловский, М.В. Назаров, Л.М. Финк. - М.: Радио и связь, 2006. - 304 с.

6. Lityuk, V.I. Ensembles Synthesis of the Complementary Code Sequences for the Asynchronous Address Communication Systems / V.I. Lityuk // Proceedings International Conference on Third Generation and Beyond. - San Francisco, Ca. - 2008. - May 28-31. - P. 732-737.

7. Литюк, В.И. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов [Текст] / В.И. Литюк, Л.В. Литюк. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2007. - 592 с.

8. Литюк, В.И. Синтез ансамблей временных дополнительных кодовых последовательностей для систем асинхронной адресной связи / В.И. Литюк // Радиотехника. - 2006. - №1. - С. 8-16.

9. Литюк, В.И. Особенности использования комплементарных кодовых последовательностей в асинхронной связи / В.И. Литюк // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: cб. материалов IV Международного научно-практического семинара. - Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. - С. 31-34.

10. Хорн, Р. Матричный анализ; пер. с англ. / Р. Хорн, Ч. Джонсон; под ред. Х.Д. Икрамова. - М.: Мир, 2009. - 655 с.

Размещено на Allbest.ru