Усилитель мощности звуковой частоты

Размещено на http://www.allbest.ru/

20

11

Усилителями мощности (УМ) называют схемы, которые прежде всего должны обеспечивать заданную высокую мощность в нагрузке. Усиление по напряжению для них является второстепенным фактором. Как правило, коэффициент усиления по напряжению у мощных схем близок к единице. Следовательно, усиление по мощности в таких схемах достигается за счёт большого усиления по току. Для усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) выходное напряжение и выходной ток должны принимать как положительное, так и отрицательное значения. (Кстати, усилители мощности, выходной ток которых имеет только одно направление, часто используются как блоки питания, стабилизированные или параметрические.)

Основной схемой усилителя мощности является эмиттерный повторитель. Но эмиттерный повторитель на одиночном транзисторе обладает тем недостатком, что для выходных сигналов разных полярностей имеет существенно разный максимальный выходной ток. Кроме того, работая в режиме А, такой усилитель мощности потребляет от источника питания постоянный ток, что снижает его коэффициент полезного действия.

Наибольшее распространение в выходных каскадах УМЗЧ получил эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах (рис. 1).

Рис. 1. Простейший двухтактный эмиттерный повторитель

При положительной полуволне входного сигнала транзистор VT1 работает как обыкновенный эмиттерный повторитель, а транзистор VT2 заперт, при отрицательной полуволне сигнала - наоборот. Таким образом, оба транзистора работают поочерёдно: каждый в течение одного полупериода напряжения. Такой режим называется двухтактным режимом В. Ток, потребляемый как от положительного, так и от отрицательного источников напряжения питания Е_П, равен току нагрузки. Именно поэтому КПД такой схемы существенно выше по сравнению с эмиттерным повторителем на одиночном транзисторе. Разность между входным и выходным напряжением в таком усилителе равна напряжению база-эмиттер транзистора и при изменении тока нагрузки меняется незначительно. В первом приближении мощность в нагрузке обратно пропорциональна сопротивлению нагрузки и не имеет экстремума. Это означает, что если УМЗЧ имеет очень низкое, близкое к нулю, выходное сопротивление, согласование нагрузки для получения максимальной мощности не требуется. Мощность в нагрузке определяется предельным током коллектора и максимальной мощностью рассеяния применяемых транзисторов.

При усилении синусоидального напряжения мощность в нагрузке можно представить как:

(1)

где U_ОСТ - остаточное напряжение на транзисторе;

U_Н - амплитуда напряжения на нагрузке.

Определим мощность, рассеиваемую на транзисторе VT1 (по причине симметрии схемы мощность на транзисторе VT2 будет такой же):

(2)

где Т - период входного сигнала.

Для синусоидального входного сигнала , тогда из выражения (2) имеем:

 (3)

Как и следовало ожидать, при U_Н = 0 мощность, рассеиваемая на транзисторе, также равна нулю. При U_Н = Е_П она равна:

(4)

где - максимально возможная мощность в нагрузке на постоянном токе.

Следовательно, максимально возможный КПД двухтактного каскада, работающего в режиме В, составляет:

(5)

Реальный КПД двухтактного каскада всегда ниже и может быть определён как:

%. (6)

Отметим, что максимальная мощность рассеивается на транзисторах не при максимальной амплитуде выходного напряжения, а при:

что следует из условия экстремума выражения (3):

В этом случае на транзисторе рассеивается мощность:

(7)

На рисунке 2 приведена проходная характеристика двухтактного повторителя, работающего в режиме В, демонстрирующая влияние зоны нечувствительности (рис. 3б) на параметры выходного сигнала. (Переходные искажения тем меньше, чем больше входной сигнал по сравнению с зоной нечувствительности.) Переходные искажения можно в значительной степени уменьшить, если обеспечить некоторый ненулевой ток покоя транзисторам, то есть перевести их в режим АВ. В таком режиме при наличии глубокой отрицательной обратной связи нелинейные искажения, обусловленные зоной нечувствительности, могут быть сведены до пренебрежимо малой величины.

Рис. 2. Проходная характеристика двухтактного повторителя в режиме В при различных уровнях входного сигнала

Один из способов задания напряжения смещения для перевода транзисторов в режим АВ иллюстрируется рисунком 3а. На рисунке 3б приведена проходная характеристика двухтактного повторителя при наличии начального смещения транзисторов и без него. Кривые 1 и 2 показывают, что без подачи предварительного смещения передаточная характеристика обладает зоной нечувствительности (заштрихованная область), являющейся причиной появления искажений типа «ступенька». Кривые 1^' и 2^' показывают, что при подаче начального смещения зону нечувствительности можно существенно уменьшить или убрать совсем. Но наличие некоторого начального сквозного тока выходных транзисторов при отсутствии сигнала несколько снижает КПД усилителя мощности, поэтому начальный ток должен быть выбран минимально возможным для обеспечения приемлемого уровня нелинейных искажений.

Рис. 3. Способ задания начального смещения с помощью диодов а) и проходная характеристика б) двухтактного УМ в режимах В (1, 2) и АВ (1^', 2^' )

Вполне очевидно, что в случае использования комплементарной пары составных транзисторов, включённых по схеме Дарлингтона, число диодов, обеспечивающих смещение, должно быть увеличено до четырёх. В общем случае количество p-n переходов база-эмиттер транзисторов и диодов в одном замкнутом контуре должно совпадать.

Наряду с обеспечением начального тока покоя необходимо заботиться о его стабильности в широком диапазоне температур. Для этого диоды необходимо привести в тепловой контакт с транзисторами или теплоотводящей поверхностью, на которую они установлены. При этом температурные дрейфы напряжений база-эмиттер и диодов будут близки, за счёт чего и ток покоя транзисторов будет меняться незначительно.

Существует достаточно много различных схемотехнических приёмов обеспечения температурной стабильности тока покоя. Отметим только, что все они в конечном счёте требуют создания теплового контакта элементов стабилизирующей цепи либо с корпусом транзисторов, либо с теплоотводящей поверхностью. Ещё один пример построения выходного каскада усилителя мощности (УМ) с температурной стабилизацией тока покоя выходных транзисторов приведён на рисунке

Преимущество данного способа заключается в том, что на теплоотводящую поверхность помещается только один термочувствительный элемент - транзистор VT2.

Условие, из которого выбирают номиналы резисторов R1 и R2:

(8)

Если продифференцировать это выражение по температуре и учесть, что температурный дрейф напряжения база-эмиттер всех транзисторов одинаков, то выражение, стоящее в скобках, должно быть равно двум. Очевидно, что в общем случае отношение R₁ /R₂ должно быть численно на единицу меньше количества p-n переходов в контуре. Резистор R2 обычно выполняется переменным для обеспечения установки требуемого тока покоя.

Рис. Обеспечение температурной стабильности тока покоя выходного каскада УМ

Из-за малого выходного сопротивления усилитель мощности легко может быть перегружен по току нагрузки и выведен из строя за счёт перегрева выходных транзисторов. Конструктивные меры повышения надёжности, такие как выбор транзисторов с большим запасом по мощности рассеяния, увеличение площади теплоотводя-щей поверхности, приводят к удорожанию конструкции и ухудшению её массогабаритных показателей. Поэтому целесообразно использовать схемотехнические способы повышения надёжности, вводя в усилитель мощности цепи защиты от токовых перегрузок и коротких замыканий выхода.

Наиболее часто используемая схема токовой защиты выхода приведена на рисунке 5.

Рис. 5. Защита выходного каскада УМ от токовой перегрузки и короткого замыкания выхода

Работает цепь защиты следующим образом. При достаточно малом токе нагрузки транзистор VT1 заперт, так как падение напряжения на резисторе R_ДТ1 недостаточно для его открывания, и цепь защиты, состоящая из резисторов R_ДТ1, R_ДТ2, R1, R2 и транзисторов VT1, VT2, практически не оказывает влияния на работу усилителя мощности. При увеличении тока нагрузки растёт падение напряжения на резисторе R_ДТ1 (для положительной полуволны; для отрицательной полуволны выходного напряжения будет увеличиваться падение напряжения на резисторе R_ДТ2). При достижении напряжения, падающего на резисторе R_ДТ1, порога U_БЭ.ПОР открывания транзистора VT1 он отпирается, забирая на себя часть тока источника I1, тем самым стабилизируя максимальный ток нагрузки на уровне:

. (9)

Резисторы R1 и R2 малы, служат для ограничения тока базы транзисторов VT1 и VT2 и практически не влияют на работу цепи защиты.

Дальнейшее уменьшение сопротивления нагрузки приводит к снижению напряжения на выходе усилителя, поскольку его выходной ток ограничен. При возникновении режима короткого замыкания выхода практически всё напряжение питания оказывается приложено к транзистору VT5 (для отрицательной полуволны - к транзистору VT6), поэтому мощность, рассеиваемая в этом режиме на транзисторе, максимальна и для сигнала постоянного напряжения составляет:

(10)

что в несколько раз может превышать не только мощность, рассеиваемую на транзисторе в номинальном режиме, но и мощность в нагрузке (см. (1), (4), (7)). На рисунке 6 приведены графики зависимости мощности в нагрузке и мощности, рассеиваемой на выходном транзисторе от тока нагрузки, полученные при напряжении питания 15 В и постоянном входном напряжении Е_С = 12 В. Эти графики наглядно иллюстрируют приведённые выше аналитические выкладки и позволяют сделать вывод о том, что для повышения эксплуатационной надёжности УМ выбор предельных параметров оконечных транзисторов и площади поверхности теплоотвода должен производиться с учётом выражения (10).

Если в схему защиты УМ добавить резисторы R_В1,2 (рис. 5), работа цепи защиты в режиме короткого замыкания существенно изменится. При соответствующем выборе резисторов R_В1 и R1 (для положительной полуволны) условие начала срабатывания цепи защиты выглядит аналогично предыдущему случаю, так как ток, протекающий через резистор R_В1, достаточно мал, и им можно пренебречь. При достижении током нагрузки значения, определяемого выражением (9), напряжение на выходе УМ начинает снижаться, так как выходной каскад переходит в режим стабилизации тока. В этом случае увеличивается падение напряжения, приложенное к резистору R_В1, и ток через него возрастает. В свою очередь, это приводит к увеличению падения напряжения на резисторе R1 в полярности, способствующей более интенсивному открыванию транзистора VT1. Поскольку сумма падений напряжений на резисторах R1 и R_ДТ1 не может превышать напряжения U_БЭ1, это означает, что падение напряжения на резисторе R_ДТ1 снижается за счёт уменьшения тока эмиттера транзистора VT5. Ток I_КЗ, протекающий через транзистор VT5 в режиме короткого замыкания выхода (U_ВЫХ = 0), можно определить из выражения:

. (11)

Сравнение выражений (10) и (11) показывает, что ток короткого замыкания может быть меньше максимального тока нагрузки. Рекомендуется этот ток делать примерно в два раза меньше I_К.МАКС для того, чтобы мощность, рассеиваемая на выходном транзисторе УМ, была не намного больше, чем в номинальном режиме. Номинал резистора R1 обычно выбирается в пределах 50100 Ом, чтобы его сопротивление не влияло на выбор максимального тока нагрузки, определяемого выражением (8). Заметим, что обычно ток срабатывания узла защиты выбирают на 2050 % больше максимального тока нагрузки в номинальном режиме.

Результаты моделирования схемы оконечного каскада УМ с цепью защиты от короткого замыкания и токовой перегрузки выхода приведены на рисунках 6 и 7.

Рис. 6. Иллюстрация работы схемы защиты при ограничении тока в цепи нагрузки

Рис. 7. Иллюстрация работы схемы защиты выходного каскада по мощности при коротком замыкании в цепи нагрузки

Условия моделирования схемы с цепью защиты выходного каскада по мощности аналогичны предыдущему случаю. Особо необходимо отметить, что в качестве элемента нагрузки УМ использован зависимый нелинейный источник тока - фактически переменный резистор, пример формализованного описания которого приведён ниже. Для конкретного случая пример описания источника тока, управляемого напряжением и зависящего от падения напряжения, на самом себе выглядит следующим образом:

G1<узел +><узел -> value = {V<узел выхода УМ> V<узел управляющего + источника>}.

эмиттерный резистор усилитель

(источник G1 соответствует Gн на рисунке 5.)

Эта строка записывается в меню PartName в графе Template. Предварительно в режиме редактирования графического символа зависимого источника тока G1 в графе Template необходимо установить флаг «Changeable in schematics» (см. разд. 10).

Обратите внимание, что в этом случае в анализе «DC Sweep» задаётся вариация по напряжению источника, управляющего током G1, а затем в меню «X-axis» выполняется замена переменной Х на ток через источник тока G1.

Приведём методику расчёта УМЗЧ на примере практической схемы. Прежде всего выбирается схемная конфигурация (приведена на рис. 8). Такой усилитель может обеспечить мощность в нагрузке до 50 Вт при среднем качестве (при коэффициенте гармоник до 0,1 %) на нагрузке 4-8 Ом. Входной каскад выполнен как дифференциальный усилитель (транзисторы VT2 и VT6) с несимметричным выходом в виде токового зеркала (транзисторы VT3 и VT5) и источником тока в цепи эмиттеров транзисторов VT2 и VT6 (транзисторы VT1 и VT4). Выходной каскад собран на комплементарных составных транзисторах VT12-VT15. Транзисторы VT10 и VT11 совместно с резисторами R16 и R17 выполняют функцию защиты усилителя от токовой перегрузки и короткого замыкания выхода. Промежуточный каскад выполнен на транзисторе VT8 с источником тока в цепи нагрузки (транзистор VT7). Температурная стабильность тока покоя и его задание обеспечиваются транзистором VT9 и резисторами R10 и R11.

Максимальное напряжение на выходе усилителя и максимальный выходной ток рассчитываются по заданной выходной мощности Р_Н и сопротивлению нагрузки R_Н:

,

.

Напряжение питания выбирается из следующего условия:

,

где U_R16 - падение напряжения на резисторе R16 при срабатывании цепи защиты;

U_ИТ - минимальное падение напряжения на источнике тока (транзистор VT7 и резистор R9), при котором сохраняется его линейный режим работы.

В свою очередь, минимальное напряжение U_ИТ складывается из падения напряжения на резисторе R9 и минимального напряжения коллектор-эмиттер транзистора VT7. Коэффициент 1,1 в данном случае учитывает возможную нестабильность сети на ±10 %.

С помощью выражения (10) по выбранному напряжению питания и известному сопротивлению нагрузки оценивается максимальная мощность Р_К.МАКС, рассеиваемая на транзисторе в нормальном режиме работы УМЗЧ, и при известном максимальном токе нагрузки определяется тип выходных транзисторов из условий:

Р_К.МАКС 0,1Е_П / R_Н ; I_К.МАКС I_КЗ = (1,21,4) I_Н.МАКС.

Необходимо сделать следующее замечание. Как показано выше, при отсутствии перегрузки УМЗЧ по выходному току мощность, рассеиваемая на транзисторе оконечного каскада, не превышает определённой из выражения (7). В режиме короткого замыкания выхода УМЗЧ при усилении переменного тока в данной схемной конфигурации рекомендуется выполнить следующее условие:

Р_К.МАКС (Е_П - U_БЭ) I_КЗ /2, (12)

и для обеспечения конструктивной надёжности устройства расчёт теплоотводящей поверхности радиатора необходимо выполнить с учётом условия (12). При достаточно большой выходной мощности усилителя рекомендуется использовать цепь токовой защиты, приведённой на рисунке 5, обеспечивающей снижение рассеиваемой на транзисторах мощности в режиме короткого замыкания выхода.

После выбора транзисторов оконечного каскада приступают к выбору предоконечных транзисторов (VT12 и VT13). Поскольку током эмиттера транзистора VT12 является ток базы транзистора VT14, максимальный ток коллектора транзистора VT12 должен удовлетворять условию:

(13)

где _1МИН - минимальный коэффициент усиления тока базы транзистора VT14;

I_R14 2U_БЭ /R₁₄ - ток через резистор R1

Можно рекомендовать в несколько раз увеличить ток транзистора промежуточного каскада, так как с ростом частоты из-за снижения этот транзистор вынужден будет отдавать больше тока в базу оконечного транзистора.

В свою очередь, сопротивление резистора R14 выбирается из условий:

(14)

где I_КБ.0 - температурно-зависимый ток обратно смещённого перехода база-коллектор транзистора VT14 (находится из справочника);

I_ПОК.12 - ток покоя транзистора VT12 (обычно ток покоя выбирается в единицы - десятки мА).

Резистор R14 устанавливается наименьшего номинала, определённого из условий (10.14).

Предельная мощность, которую должен рассеять транзистор VT12, определяется из условия:

а предельное напряжение коллектор-эмиттер, как и для оконечного транзистора, не должно быть меньше, чем 2Е_П.

Очевидно, что рассуждения, относящиеся к транзисторам VT12 и VT14, справедливы и для транзисторов VT11 и VT13. Для удобства расчёта можно принять, что соответствующие комплементарные пары имеют одинаковый коэффициент усиления тока базы, равный меньшему из них.

После выбора транзистора VT12, зная его ток эмиттера и минимальное , определяем ток базы транзистора по известному токовому соотношению. Зная базовый ток транзистора VT12, определим ток I_К7 источника тока на транзисторе VT7 следующим образом: I_К7 =(23) I_Б12. Как правило, проблемы с выбором конкретного транзистора VT7 не возникает: в качестве него можно использовать любой маломощный транзистор. Следует только обратить внимание на предельное напряжение коллектор-эмиттер, которое не должно быть меньше, чем 2Е_П.

Исходя из того, что начальное смещение на транзисторах VT12-VT15 составляет примерно 4U_БЭ, согласно (8) выберем R₁₀ /R₁₁ 3. Ток, протекающий через резисторы R10-R11, должен быть соизмерим с током коллектора I_К9 транзистора VT9, поэтому можно принять ток I_К9 I_К.₇ /2, откуда следует, что (R₁₀ +R₁₁) / I_К9 4U_БЭ. Для точной установки тока покоя оконечных транзисторов один из резисторов можно сделать подстроечным.

Ток коллектора транзистора VT8 должен обеспечить открывание транзисторов VT12, VT14 и запирание транзисторов VT12, VT1 Поэтому ток его коллектора можно определить как:

Естественно, ток покоя транзистора VT8 будет примерно равен току коллектора транзистора VT7.

При заданном транзистора VT8 по известному токовому соотношению определяется потребный ток базы I_Б8 этого транзистора, после чего находят ток плеч дифференциального каскада, определяемый током коллектора транзистора VT4:

.

Выполнение этого условия желательно для того, чтобы дифференциальный каскад работал в режиме, близком к линейному. С другой стороны, нецелесообразно, чтобы ток дифференциального каскада был больше 12 мА, так как это снизит его входное сопротивление. Если в этом случае возникает противоречие, необходимо либо выбрать транзисторы с бoльшим коэффициентом усиления тока базы, либо в качестве транзистора VT8 использовать составной.

Выбор резистора R9 обусловлен следующими условиями. Источники тока на транзисторах VT4 и VT7 получают смещение от одной токозадающей цепи: R3, VT1, R2, причём резисторы R2, R6 и R9 осуществляют масштабирование токов (см. разд. 2). Для повышения коэффициента полезного действия выходного каскада необходимо стремиться к минимально возможному падению напряжения на источнике тока на транзисторе VT7. Из практических соображений можно ограничиться падением напряжения на резисторе R9, U_R9 1В. (Заметим, что в этом случае и на резисторах R2 и R6 будет примерно такое же напряжение!) Транзистор как источник тока достаточно хорошо работает при минимальном напряжении между коллектором и эмиттером около 1В, поэтому суммарное минимальное падение напряжения на источнике тока, при котором сохраняется его линейный режим работы, составит 2В. Тогда сопротивление R9 читатель может легко определить самостоятельно при известном токе коллектора I_K7.

Цепь, состоящая из резисторов R2, R3 и транзистора VT1, является общей токозадающей как для источника тока дифференциального каскада, так и для источника тока предоконечного каскада.

Ток исходной токозадающей цепи можно определить как:

,

а масштабирование токов задать через отношение сопротивлений соответствующих резисторов:

причём, как отмечалось ранее, увеличивать ток коллектора транзистора VT7 по сравнению с током коллектора транзистора VT1 более, чем в пять раз, нецелесообразно. Если такое противоречие возникает, можно порекомендовать выполнить токозадающие цепи для каждого источника тока независимыми.

Выбор резистора R12 сводится к тому, чтобы падение напряжения на нём при максимальном токе нагрузки в отрицательной полуволне было примерно равно падению напряжения на резисторе R9. Это значит, что:

R₉ 2R₁₂.

Поскольку в статическом режиме падение напряжения на резисторе R12 вдвое меньше, чем на резисторе R9, то падение напряжения на резисторах R5 и R7 также должно составлять 0,5 В. В этом случае транзистор VT5 всегда будет работать в линейном режиме. Вполне очевидно, что в этом случае R₅ = R₇, а номинал резисторов определяется из выражения:

Сопротивления резисторов обратной связи выбираются из условия обеспечения требуемого коэффициента усиления по напряжению в области средних частот:

.

Наличие в схеме УМЗЧ конденсатора C2 обеспечивает 100%-ю обратную связь на постоянном токе и формирует частотную характеристику усилителя в области низких частот. Поэтому выбор ёмкости С2 должен быть подчинён условию:

,

где f_Н - нижняя граничная частота усиления.

Резистор R4 необходим в схеме в том случае, если источник сигнала не имеет потенциальной связи со входом усилителя. При выполнении некоторых условий именно этот резистор определяет входное сопротивление усилителя в области низких и средних частот. Действительно, если не учитывать влияние резистора R1, входное сопротивление R_ВХ определяется параллельным соединением резистора R4 и собственно режимно зависимого входного сопротивления усилителя, охваченного общей ООС:

где - входное сопротивление дифференциального каскада, определяемое из выражения (3.7);

T_U = K₀ R₈ /R₁₃ - петлевое усиление;

К₀ - коэффициент усиления УМЗЧ без обратной связи.

Например, при токе дифференциального каскада 1 мА и = 100 входное сопротивление составляет 5 кОм. Если петлевое усиление достаточно велико - 1000 и более, R_ВХ УМЗЧ в диапазоне низких частот может определяться только сопротивлением резистора R

Необходимо отметить, что через резистор R4 протекает ток базы транзистора VT2, что создаёт на нём падение напряжения, приводящее к появлению дополнительного напряжения на выходе. Для его компенсации в нашем случае сопротивление резистора R13 необходимо выбирать равным сопротивлению резистора R В тех случаях, когда напряжение сдвига оказывается чрезмерно большим, можно рекомендовать подбор резисторов R5 и R7, изменяя их соотношение в пределах 0,9-1,1.

Цепочка R1C1 образует фильтр нижних частот, определяющий верхнюю граничную частоту f_В усиливаемого сигнала. Ёмкость конденсатора С1 можно определить из условия , если R₁ << R₄ .

Устойчивость усилителя к самовозбуждению можно обеспечить включением между базой и коллектором транзистора VT8 конденсатора С3 ёмкостью 1001000 пФ.

Расчёт такого усилителя достаточно громоздок, но приведённая методика может оказаться полезной при выполнении курсового и дипломного проектирования.

Параметры элементов схемы рисунка 8, рассчитанные по приведённой методике для мощности в нагрузке 10 Вт при сопротивлении нагрузки 8 Ом, сведены в таблицу. В качестве мощных выходных транзисторов VT14 и VT15 использованы транзисторы, выпускаемые фирмой Philips.

Библиографический список

Активные RC-фильтры на операционных усилителях / пер. с англ.; под ред. Г.Н. Алексакова. - М. : Энергия, 1974. - 64 с. : ил.

Алексенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых микросхем / А.Г. Алексенко, Е.А. Коломбет, Г.И. Стародуб. - М. : Радио и связь, 1985. - 256 c.

Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы : справ. пособие / Н.А. Барканов [и др.] ; под ред С.В. Якубовского. - 2-е изд., перераб. и доп. - М. : Радио и связь, 1984. - 432 с. : ил. - (Проектирование РЭА на интегральных микросхемах).

Анисимов В.И. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Ю.М. Соколов, Н.Н. Прокопенко. - Л. : Энергия, 1979. - 168 с. : ил.

Источники вторичного электропитания / под ред. Ю.И. Конева. - М. : Радио и связь, 1983. - 280 с., ил. (Проектирование РЭА на интегральных микросхемах).

Размещено на Allbest.ru