Швидкодіючі цифро-аналогові перетворювачі високої роздільної здатності

Сучасні системи зв'язку вимагають застосування високошвидкісних цифро-аналогових перетворювачів (ЦАП) великої розрядності, які могли б обробляти сигнали з низькими спотвореннями. У даній статті автор описує принципи побудови і роботи таких перетворювачів.

Практично всі сучасні високоточні швидкісні ЦАП використовують режим перемикання джерел струму за допомогою ненасичених ключів. Швидкісні ЦАП малої розрядності мають двійково-зважені джерела струму, число яких рівне розрядності ЦАП.

Перетворювачі, у яких кожному біту відповідає єдине джерело струму, що перемикається, володіють двома істотними недоліками.

По-перше, технологічно дуже складно забезпечити необхідну точність виготовлення вагових джерел струму вищих розрядів. При високій розрядності ЦАП джерела вагових струмів повинні бути узгоджені з високою точністю. Найжорсткіші вимоги по точності пред'являються до джерел струму старших розрядів, оскільки розкид струмів в них не повинен перевищувати струму молодшого (нульового) розряду. Тому погрішність джерела струму у к-м розряді повинна задовольняти умові:

З цієї умови виходить, що погрішність джерела струму, наприклад, в четвертому розряді не повинна перевищувати 6%, а в 10-у розряді - 0,1% і т.д. Фактично ця вимога робить нереалізованим за вказаним принципом ЦАП з розрядністю вище 12, особливо високошвидкісних.

По-друге, при переході від однієї кодової комбінації на вході ЦАП до іншої на виході перетворювача спостерігаються викиди, амплітуда яких залежить від номера розряду, що перемикається. Ці викиди обумовлені неодночасністю перемикання джерел струму. Наприклад, якщо на вході шести розрядного ЦАП було число 3110= 0111112, яке потім змінилося на 3210= 1000002, у разі, коли джерело струму старшого розряду підключилося раніше, ніж відключилися джерела молодших розрядів, на виході ЦАП спостерігатиметься короткочасний викид напруги, амплітуда якого складе половину напруги повної шкали ЦАП.

Ці недоліки можна в значній мірі зменшити, якщо застосувати сегментацію або декодування старших розрядів ЦАП. Принцип сегментації пояснює рисунок 1. Тут представлений 10-розрядний ЦАП з сегментацією. П'ять старших розрядів декодуються з двійкового в унітарний код, причому двійковому числу на вході дешифратора відповідає число одиниць на виході. Максимальне число, яке може бути відображене п'яти розрядним двійковим кодом, рівне 31, тому дешифратор має п'ять входів і 31 вихід. Другий 36-бітовий регістр-клямка необхідний через затримку проходження сигналів через дешифратор. Дешифратор через регістр управляє 31-м струмковим ключем, які мають однакову вагу, відповідну п'ятому біту (нагадаємо, що молодший біт вважається нульовим). Тому згідно формулі погрішність струму таких джерел не повинна перевищувати 3%, що може бути порівняно легко забезпечено (слідує, проте мати на увазі, що ці джерела повинні бути узгоджені один з одним з набагато вищою точністю, але інтегральна технологія це дозволяє). Крім того, при будь-якій зміні вхідного коду викид вихідного сигналу, викликаний неодночасною комутацією ключів, не перевищить 3,1% від повної шкали. Цей викид не залежить від вихідного струму і може бути легко згладжений фільтром. Ці якості з лишком окупають витрати, пов'язані із збільшенням числа джерел струму і струмкових ключів.

З погляду скорочення числа елементів без втрати точності доцільне виконання ЦАП молодших розрядів на джерелах струму, вага яких задавалася б за допомогою матриці R-2R, проте така побудова вимагає застосування резисторів, які не можуть бути створені на основі дешевої КМОП-технології. Тому молодші розряди також можуть бути сегментовані. На рисунку 2 приведена блок-схема 10-бітового ЦАП AD9750 з нового сімейства фірми Analog Devices, який включає також 12-бітову (AD9752) і 14-бітову (AD9754) версії. Це сімейство призначене, в основному, для побудови каналів передачі базових станцій широкосмугових систем зв'язку, таких як CDMA, VDSL і ін.

Рисунок 1 - Структура ЦАП із сегментацією

Рисунок 2 - Блок-схема ЦАП серії АD975х

ЦАП включає дві основні секції сегментації. Старші п'ять біт повністю декодовані і управляють 31-м однаковим джерелом струму по 320 мкА кожен. Наступні чотири біти декодовані в 15 ліній, які управляють 15-у джерелами струму по 20 мкА. Нарешті, молодший біт управляє одиночним джерелом струму, яке дає 10 мкА. Всього ЦАП налічує 47 джерел струму і 47 трігерів у складі проміжного регістра-клямки.

Схема базової комірки перемикача струму показана на рисунку 3. Вона побудована на диференціальній парі транзисторів рМОП. Диференціальні пари управляються низькорівневою логікою, щоб мінімізувати перехідні процеси при перемиканні. Вихідні сигнали ЦАП є додатком по відношенню один до одного диференціальні струми, що допомагає зменшити парні гармоніки і полегшує побудову диференціальних ліній передачі сигналів, що мають підвищену перешкодозахисність.

Рисунок 3 - Схема базової комірки ЦАП

Розвиток систем зв'язку примусив відразу декілька фірм створити і випустити швидкодіючі 14-бітові ЦАП, аналогічні по характеристиках мікросхемі AD9754. Це THS5671A Texas Instruments, DAC14135 National Semiconductor, DAC904 Burr-Brown і ін. Всі ці ЦАП мають час встановлення порядку 30 не з точністю 0,1% і максимальну частоту оновлення від 125 (THS5671A) до 200 Мгц (DAC904). Максимальна площа викиду у них складає 5 пВс. Декілька виділяється з них DAC5675 Texas Instruments з часом встановлення 5 не. Наскільки великий прогрес в цій області говорить той факт, що 10 років тому самим швидкодіючим з 12-розрядних ЦАП (про 14-розрядних швидкісних ЦАП тоді не було і мові) був ЭСЛ-сумісний AD9712, максимальна частота оновлення якого становить 100 Мгц. Інтегральна і диференціальна не лінійності цього приладу досягали 4 бітів за відсутності гарантії монотонності, тобто по суті справи він був 8-бітовим ЦАП. Максимальна площа викиду складала 100 пВс. Оптова ціна - $30. Зараз 14-бітовий THS5671A з вищою швидкодією і з інтегральною і диференціальною не лінійністю не більш 0,75 біти стоїть менше $10.

Особливе місце серед цих ЦАП займає 16-бітовий LTC1668. Це на сьогоднішній день найточніший прилад з швидкісних ЦАП. Його максимальна частота оновлення складає 50 Мгц, час встановлення з точністю до 0,1% від повної шкали - 20 нс, динамічний діапазон, вільний від паразитних складових (SFDR) - 87 дБ при частоті вихідного сигналу 1 Мгц. Типова диференціальна нелінійність не перевищує одиниці молодшого розряду (LSB), типова інтегральна нелінійність - 3 LSB.

Розглянемо систему зв'язку, яка працює на частоті синхронізації 100 Мгц і генерує на виході гармонійний сигнал частотою 30 Мгц (рисунок 18.4, а). Перша відображена (дзеркальна) частота складає 100-30 = 70 Мгц. Припустимо, що ми хочемо зменшити за допомогою ФНЧ цю складову дзеркальної частоти на 60 дБ, тобто в 1000 разів. АЧХ фільтру повинна зменшитися на 60 дБ від граничної частоти смуги пропускання в 30 Мгц до 70 Мгц, тобто всього за октаву. З урахуванням того, що поліноміальні ФНЧ типа фільтру Баттерворта в смузі затримки дають ослаблення 6 дБ на октаву на кожен полюс передавальної функції, для вирішення цієї задачі потрібно фільтр як мінімум 10-го порядку. Збільшення частоти за рахунок визначення проміжних значень вхідного слова шляхом інтерполяції дозволяє збільшити ефективну частоту відліків і, як наслідок, підвищити першу дзеркальну частоту і понизити вимоги до ФНЧ. Таке штучне збільшення частоти відліків називають передискретизацією (рисунок 4, б). Передискретизація - це введення між вхідними вибірками сигналу рівновіддалених за часом проміжних вибірок, значення яких розраховується шляхом інтерполяції вхідних вибірок тригонометричним поліномом. Прикладом швидкісного ЦАП з інтерполяційними цифровими фільтрами може служити ІМС 14-розрядного ЦАП AD9774, спрощена блок-схема якого приведена на рисунку 5. У цьому перетворювачі можлива двух- і чотирикратна передискретизація. Мікросхема містить помножувач тактової частоти на основі системи фазового автопідстроювання частоти (ФАПЧ). Максимальна вхідна тактова частота рівна 32 Мгц, максимальна частота вихідних відліків - 128 Мгц. Ще вищу швидкодію має 14-розрядний AD9772. Його ефективна частота оновлення виходу досягає 400 Мгц.

Рисунок 4 - Пояснення передискретизації

Основні параметри деяких моделей швидкісних ЦАП високої роздільної здатності приведені в табл. 1.

Рисунок 5 - Блок-схема ЦАП з інтерполяційними фільтрами

Таблиця 1 - Основні параметри швидкісних ЦАП

Для отримання вихідного сигналу у вигляді напруги можливі наступні варіанти включення ЦАП:

- за допомогою зовнішніх резисторів (рисунок 6, а) навантажень;

- з використанням трансформатора (рисунок 6, б);

- підключення перетворювача струм-напруга на ОУ.

Якщо бажаний несиметричний режим, то використовується лише один з виходів, переважно вихід А.

Рисунок 6 Схеми перетворювачів струм-напруга

Важливою областю застосування швидкісних ЦАП високого дозволу є синтез аналогових сигналів необхідної форми. Звичні аналогові генератори сигналів на операційних підсилювачах синусоїдальної, трикутної і прямокутної форм мають низьку точність і стабільність, не можуть управлятися від ЕОМ.

У зв'язку з широким розповсюдженням цифрових методів в контрольно-вимірювальній апаратурі і системах зв'язку одержав розвиток так званий прямий цифровий синтез (ПЦС) сигналів. Системи прямого цифрового синтезу забезпечують високу точність завдання частоти і початкової фази сигналів, а також високу вірність відтворення їх форми. Більш того, ці системи дозволяють генерувати сигнали великого різноманіття форм, у тому числі і форм, що задаються користувачем. У принципі системи прямого цифрового синтезу прості. Теорія і основні способи побудови таких систем відомі вже близько 30 років. Правда, лише недавно з'явилися ЦАП і спеціалізовані аналого-цифрові ІМС, відповідні для синтезу сигналів в широкій смузі частот. Спрощена блок-схема генератора прямого цифрового синтезу сигналів приведена на рисунку 7.

Система прямого цифрового синтезу містить три основні блоки: генератор фазового кута, пам'ять і ЦАП. Генератор фазового кута в типовому випадку є накопичуючим суматором з регістром. Працює він просто як регістр фази, вміст якого одержує приріст на деякий фазовий кут через задані інтервали часу. Необхідний приріст фази у вигляді цифрового коду завантажується послідовно або побайтно у вхідні регістри. Пам'ять виконує роль таблиці функцій. Усічений знизу до m біт (де m - розрядність адресної шини пам'яті) код поточної фази поступає на її адресні входи, а з виходу даних на вхід ЦАП поступає N-розрядний код, відповідний поточному значенню заданої функції. ЦАП, у свою чергу, формує аналоговий сигнал. Усікання вихідного слова генератора фазового кута не впливає на роздільну здатність системи по частоті, а лише скорочує число вибірок (сходинок) в періоді відтвореної кривої.

Рисунок 7 - Структура генератора DDS

Вихідний регістр містить поточну фазу вихідного сигналу у вигляді частки періоду. Збільшення розрядності регістра і суматора підвищує лише роздільну здатність цієї частки. Частота вихідного сигналу рівна твору тактової частоти f на приріст фази в кожному періоді тактів. При використовуванні n-розрядного суматора частота вихідного сигналу буде рівна:

Якщо, наприклад, генератор фазового кута має розрядність 32, то при =1 LSB, потрібно 2 у степені 32, тобто більше 4 млрд. тактів для повернення генератора в первинний стан.

Дискретність установки частоти (роздільна здатність) залежить від величини відносного приросту фази при зміні цього приросту на один біт. Її можна обчислити по формулі:

На рисунку 8 приведений графік залежності hfвих від частоти fвих для системи ПЦС з 40-розрядним генератором фази при fтакт = 80 Мгц.

Спектральна чистота вихідного аналогового сигналу перш за все визначається властивостями ЦАП, а фазовий шум - фазовим шумом сигналу генератора опорної частоти f. Системи прямого цифрового синтезу надзвичайно гнучкі. Частота вихідного сигналу може бути змінена практично миттєво без розриву фази простою зміною вмісту вхідних регістрів.

Рисунок 8 - Графік залежності вихідної частоти для системи ПЦС

Істотне обмеження діапазону вихідних частот, який може забезпечити система ПЦС, витікає з теореми Котельникова, полягає у тому, що тактова частота повинна принаймні в два рази перевищувати частоту вихідного сигналу. Практичні міркування обмежують верхню вихідну частоту значенням fтакт/3. На рисунку 18.9 продемонстрований спектр вихідного сигналу ПЦС-системи у разі, коли fвих= 30 Мгц, а fтакт =100 Мгц. Після ЦАП повинен бути включений ФНЧ для того, щоб подавити в першу чергу найнижчу дзеркальну частоту (100-30 = 70 Мгц). Амплітудний спектр вихідної напруги ЦАП (до фільтрації) підкоряється закону:

Така залежність обумовлена ступінчастим характером зміни напруги на виході ЦАП. Фільтр, що згладжує сигнал, повинен мати відносно плоску АЧХ до максимальної вихідної частоти ЦАП (звичне fтакт/3).

Інша важлива обставина полягає у тому, що вищі гармоніки вихідного сигналу через накладення спектрів потрапляють в смугу частот нижче fвих. Ці гармоніки не можуть бути видалені фільтром. Наприклад, якщо тактова частота fтакт = 100 Мгц, а вихідна частота fвих = 30 Мгц, то друга гармоніка складе 60 Мгц. Одночасно з'явиться становлячи 100-60 = 40 Мгц, обумовлена накладенням спектрів. Точно також третя гармоніка (90 Мгц) дає в смузі пропускання фільтру через накладення спектрів становлячи 100-90 = 10 Мгц, а четверта - 120-100 = 20 Мгц. Розташування перших чотирьох гармонік показане на рисунку 9.

Рисунок 9 - Демонстрація спектрів сигналів генератору ПЦС