Санкт-Петербургский Государственный Университет Телекоммуникаций

им.проф. М.А.Бонч-Бруевича

Кафедра схемотехники и электронных устройств

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

“Усилитель многоканальной системы передачи”

Выполнил:

студент группы

Дата «__ __________ 2010 г.»

Санкт-Петербург

2010 г.

Содержание

1. Проектное задание

2. Эскизный расчет усилителя

2.1 Структурная схема усилителя с одноканальной обратной связью

2.2 Выбор транзистора и расчет режима работы выходного каскада

2.3 Расчет необходимого значения глубины обратной связи

2.4 Определение числа каскадов усилителя и выбор транзисторов предварительных каскадов

2.5 Проверка выполнения условий стабильности коэффициента усиления

3. Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току

3.1 Вариант построения К-цепи

3.2 Расчет каскадов усилителя по постоянному току

3.3 Расчет стабильности режимов каскадов усиления

4. Расчет коэффициента усиления и параметров АЧХ

5. Расчет пассивных узлов структурной схемы усилителя

5.1 Выбор и расчет входной и выходной цепей

5.2 Расчет элементов цепи обратной связи

6. Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС

6.1 Характеристика передачи по петле ОС

6.2 Факторы, влияющие на максимально допустимую глубину ОС

6.3 Построение ЛАХ Т(f)

7. Принципиальная схема усилителя

1. Проектное задание

Задание на курсовой проект представляет собой технические условия, по которым надлежит спроектировать многокаскадный усилитель на транзисторах.

Номинальная выходная мощность Р2=75 мВт

Сопротивление нагрузки R2=100 Ом

Допустимых коэффициент гармоник kгF=0.034%

Рабочий диапазон частот [fн, fв]=[33кГц, 0.7 МГц]

Модуль коэффициента усиления с ОС на средних частотах КF=80

Относительная нестабильность коэффициента усиления SF=0.39 дБ

Внутреннее сопротивление источника сигнала R1=120 Ом.

Рабочий диапазон значений температуры [tcmin, tcmax]=[-20°C, 45°C]

Напряжение источника питания Е0=15 В

2. Эскизный расчет усилителя

Цель эскизного расчета -- выбор типов транзисторов и предварительный расчет числа каскадов усилителя.

2.1 Структурная схема усилителя с одноканальной обратной связью

Коэффициент усиления усилителя с глубокой одноканальной ОС определяется параметрами пассивных цепей:

(2.1)

Структурная схема усилителя без цепи ОС (цепь усиления) показана на рисунке 2.2. Цепь усиления должна иметь коэффициент усиления, достаточный для получения заданного значения КF и необходимого значения глубины ОС F. Цепь усиления содержит 2-4 каскада и функционально разделяется на выходной каскад и предварительные каскады усиления.



Цепь ОС представляет собой пассивный 4-х полюсник с вносимым коэффициентом передачи В0. Нагрузкой цепи ОС является сопротивление входного шестиполюсника на зажимах 6-6 Rг' (рис. 2.1) а эквивалентным генератором с внутренним сопротивлением Rг'' -- выходной шестиполюсник (на зажимах 5-5).

2.2 Выбор транзисторов и расчет режима работы выходного каскада.

Расчет усилителя принято вести, начиная с выходного каскада. Выходной каскад выполняется по однотактной трансформаторной схеме (рис 2.3), в котором транзистор включается по схеме с общим эмиттером (ОЭ), имеющей наибольший коэффициент усиления мощности и работает в режиме А. Связь с внешней нагрузкой осуществляется через выходной трансформатор, что позволяет создать для выходного транзистора оптимальное (в смысле получения заданной мощности) сопротивление нагрузки и делает каскад более экономичным.



Транзистор выходного каскада выбирается по двум основным условиям:

Р_{к max} ? а_н• Р_{кр max}, (2.2)

, (2.3)

где

Р_{кр max} = (4…5)P₂, а_н = 1,4…2,

Здесь Р_{кр max} - максимальное рабочее значение мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора, с учетом работы в режиме А и потерь мощности сигнала в выходной цепи;

Р_{к max} - максимально допустимая рассеивая мощность на коллекторе (берется из справочных данных на транзистор);

а_н - коэффициент запаса, введение которого предполагает использование транзисторов в облегченном режимах для повышения надежности;

h_{21 min} и h_{21 max} - крайние значения коэффициента передачи тока из справочных данных;

f_T^** - граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ;

f_h21 - частота среза по параметру h₂₁.

Транзистор следует выбирать по первому основному условию (2.2), которое обеспечивает заданную выходную мощность сигнала Р2, и при соблюдении второго условия (2.3).

Расчет:

Р₂ = 75 мВт; f_в = 0.7 мГц; Р_{кр мах} = 4,2•75 = 315 мВт;

а_н• Р_{кр мах} =1,5•315 = 472,5 мВт.

Р_{к мах} ? а_н•Р_{кр мах}.

Из n-p-n транзисторов подходит КТ608А по мощности:

Р_{к мах}=0.5 Вт ? 0.4725 Вт.

Проверяем частотные свойства:

f_h21 = 5 МГц > 3•0,7 МГц = 2.1 МГц.

Следовательно, подходит по всем условиям.

Режим работы транзистора, определяемый током покоя коллектора I_к и постоянной составляющей напряжения на переходе U_кэ, должен быть таким, чтобы во внешней нагрузке обеспечивалось заданная номинальная мощность сигнала и параметры предельных режимов работы транзистора не превышали максимально допустимых. По мощности и заданному напряжению источника питания Е₀ определяем режим работы выходного транзистора:

U_кэ = а•Е₀ = 0,8•Е₀ = 0,8•15=12 В. (2.4)

I_к = Р_{кр max}/U_кэ = 315 мВт/12 В = 26,25 мА. (2.5)

где а = 0,6…0,8 - коэффициент, учитывающий, что часть напряжения источника питания упадет на резисторе цепи эмиттера по постоянному току.

Должны выполняться следующие условия применительно к выбранному транзистору:

U_{кэ max} ? 2U_кэ, 60 В > 12•2 = 24В (2.6)

i_{к max} ? а_н•I_к, 0,4А > 1,5•26.25мА = 0.039 А; (2.7)

t_{пр max} ? (0,9…0,95)•t_{п max}; (2.8)

Максимально допустимые значения Р_{к мах}, i_{к max}, U_{кэ max} зависят от температуры перехода, определяемых величинами тепловых сопротивлений: промежутков переход - окружающая среда (R_пс), переход - корпус (R_пк), корпус - окружающая среда (R_кс). При выборе транзистора желательно обойтись без внешнего теплосвода. В этом случае:

t_{пр мах} = t_{c мах} + R_пс•P_{kp max} = 45°С + 200•0.315°С = 108 ⁰С; (2.9)

Проверяем условие (2.8): 108⁰С < 0,95•120⁰С = 114⁰С.

Итак, все условия (2.6, 2.7, 2.8) были соблюдены, а так же в реальной схеме можно обойтись без теплосвода, так как условие (2.8) соблюдено.

Приведем параметры выбранного транзистора в виде таблицы 1:

Таблица 1

Транзистор	Pk max, Вт	fh21, МГц	fT, МГц	Uкэ max, В	ik max, A	tп, 0C	Rпс, 0С/Вт	IКБ0, мкА	Ск, пФ	rб`Ck, пс	h21	h21 max/ min
											min		max
КТ608А	0,5	5,0	200	60	0,4	120	200	10	15	120	20	40	80	4,0

По найденным значениям U_кэ и I_к находим оптимальное сопротивление нагрузки выходного транзистора для переменного тока:

R_н = о?U_кэ/о_iI_k = 0,75•12/0,85•0,026 = 403,36 Ом (2.13)

где о - коэффициент использования коллекторного напряжения (для транзистора средней и высокой мощности), о = 0,7…0,8;

о_i - коэффициент использования коллекторного тока о_i = 0,8…0,95.

Вычислим коэффициент трансформации выходного трансформатора (КПД трансформатора принимаем за 1):

Проверим выполнение условия:

Pн=(1/2)*о*оi*Uкэ*Iк=0.5*0.75*0.85*12*0.026=0.099 Вт

0.099 Вт.> 1,2•P₂ = 1,2•75мВт = 0,090 Вт. (2.15)

2.3 Расчет необходимого значения глубины обратной связи

Основное назначение ОС заключается в уменьшении нелинейных искажений и повышении стабильности коэффициента усилителя. Требования по линейности оказываются, как правило, более жесткими и определяют необходимое значение глубины ОС.

F=kг/kгF=3% / 0.034%=88.23(2.16)

где k_ГF = 0,034% - коэффициент гармоник усилителя с ОС, приведенный в задании параметров.

k_Г = коэффициент гармоник усилителя без ОС, который следует принять равным ориентировочно (2…3)%.

Нелинейные искажения усилителя определяются выходным каскадом, к входу которого приложено наибольшее напряжение сигнала.

2.4 Определение числа каскадов усилителя и выбор транзисторов предварительных каскадов

Для расчета общего числа каскадов N усилителя (рис 2.2) следует выбирать транзисторы предварительных каскадов из серии маломощных транзисторов, проверив их только по одному условию -- частоте. Подходят все транзисторы p-n-p типа f_h21 і (1,5…3)f_В. В каскадах предварительного усиления целесообразно использовать одинаковые транзисторы.

При проектировании входного каскада следует выбирать условия работы, соответствующие малому значению коэффициента шума и, в частности обеспечивать оптимальное для транзистора входного каскада значение сопротивления источника сигнала. Поэтому связь цепи усиления с источником сигнала целесообразно делать трансформаторной (рис. 2.2). коэффициент трансформации входного трансформатора n` выбирается из условия получения оптимального по шумам сопротивления источника сигнала R_{Г1 опт} для транзистора входного каскада.

Для транзистора КТ345Б:

Величина R_{Г1 опт} зависит от частотных свойств транзистора (R_{Г1 опт} = 200…500, при f_Т Ј 0,1 ГГц; R_{Г1 опт} = 100…300, при 0,1Ј f_Т Ј 1 ГГц; R_{Г1 опт} = 50…150, при f_Т і 1 Ггц;). R_{Г1 опт}=120 Ом.

Число предварительных каскадов усиления N-1 и типов транзисторов для них определяется следующими двумя критериями:

1) коэффициент усиления без ОС К должен быть достаточным для обеспечения заданного значения К_F при требуемой величине F;

2) транзисторы этих каскадов должны быть достаточно высокочастотными, чтобы выполнялись условия устойчивости (п.6).

Условие (1) выполняется, если:

N і 1 + lgM/lg(b•h₂₁) (2.18)

где

M = n`R_вх(1+R₁/ R_вх)K_FF/[n``R₂(1-R₁/ R_{вх F})h_{21 N}] (2.19)

b - коэффициент, учитывающий потери в межкаскадных цепях, b = 0,5…0,75;

h₂₁ - параметр транзисторов предварительных каскадов,

h_{21 N} - параметр выходного транзистора.

Входного сопротивление усилителя без ОС

R_вх » h_11,1/(n`)²,

где h_11,1 = 300…3000 Ом.

При согласовании входного сопротивления усилителя с внутренним сопротивлением источника сигнала (R₁ = R_{вх F}):

M = (h_11,1 + R_{Г1 опт})K_FF/(2n`n``R₂h_21N) (2.20)

Для выполнения условия (2) достаточно, чтобы:

(2.21)

Производим вышеприведенные расчеты:

M = (1500 + 120)•80•88.23/(2•1•2.008•100•40) = 711,82 (2.20)

N ? [1+lg711,82]/lg[0,6•74] =2,338 ? N = 3 (2.18)

f_TCP=(350²*200)^1/3=290,44 МГц.

f_TCP=290,44 ? 41.55 Мгц.

Все условия (2.18 … 2.21) были соблюдены.

2.5 Проверка выполнения условий стабильности коэффициента усиления

Нестабильность коэффициента усиления связана с разбросом параметров элементов и отклонением режима работы активных элементов схемы из-за изменения температуры окружающей среды и напряжения источника питания. Поскольку режимы работы стабилизируются, а разброс номинальных значений пассивных элементов невелик, то основная нестабильность S_F вызывается значительным разбросом коэффициента усиления по току транзисторов в схеме с общим эмиттером h₂₁.

Относительная нестабильность коэффициента усиления усилителя с ОС в F раз меньше, чем относительная нестабильность коэффициента усиления усилителя без ОС. Стабильность коэффициента усиления будет л удовлетворять требованиям технического задания, если:

(2.22)

Здесь S_F - результирующая относительная нестабильность коэффициента усиления, выраженная в дБ и соответствующая его изменениям от минимального до максимального значений;

F_MS - местной ОС, а если ее нет, то F_MS = 1.

Проверим условие (2.22):

F = 88.23 > (1/0.39)•(0.6•2•20lg(110/50) + 0.6•20lg(80/20)) = 39,597.

Рассчитанная ранее из (2.16) F=88.23 превышает требуемую из (2.22). Выбираем большую из них F=88.23. Выбор транзисторов и числа каскадов по условиям эскизного расчета в дальнейшей корректировке не нуждается.

Приведем в виде таблицы параметры выбранного транзистора:

Таблица 2

Транзистор	Pk max, мВт	fh21, МГц	fT, МГц	Uкэ max, В	ik max, мA	tп, 0C	Rпс, 0С/Вт	IКБ0, мкА	Ск, пФ	Rб`Ck, Пс	h21	h21 max/ min
											min		max
КТ345Б	300	4,7	350	20	200	150	0,4	0,5	10	100	50	74	110	2,2

3. Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току

3.1 Вариант построения К-цепи

Рис. 3.1

В выбранной схеме рис. 3.1 чередование транзисторов p-n-p и n-p-n структур 2-го и 3-го каскада позволяет избежать повышения требуемого напряжения источника питания (Е0=15 В), практически ограничив его величиной, необходимой для нормальной работы выходного каскада.

3.2 Расчет каскадов усилителя по постоянному току

При выборе режимов транзисторов каскадов предварительного усиления следует иметь в виду, что предыдущий (S -1) каскад должен обеспечивать требуемый уровень сигнала на входе последующего (S) каскада. Учитывая потери сигнала в межкаскадных цепях, постоянный ток коллектора транзистора (S-1) каскада можно принять:

I_K(S-1)? 2I_KS/(b_sh_21S) (3.1)

Постоянное напряжение коллектор - эмиттер рекомендуется выбирать, соблюдая неравенство:

U_кэ(S-1) Ј U_кэS; (3.2)

Рекомендуемые границы выбора режима работы транзисторов предварительных каскадов:

1 мА Ј I_k Ј 15 мА;

2 В Ј U_кэ Ј 5 В.

В расчетах полагаем эмиттерный ток равным I_к, пренебрегая током базы ввиду его малости.

При использовании в усилителе кремниевых транзисторов значения напряжений база эмиттер можно принять равными:

U_бэ = (0,5…0,7)В; (3.4)

Таким образом, зададимся величинами токов и напряжений:

I_K1?9,85*10^-5 A I_K1=7 мА

I_K2?2,19*10^-3 A I_K2=14 мА

I_K3=26,25 мА

U_KЭ1=4 В;U_КЭ2=5 В;U_КЭ3=12 В.

Составим контурные уравнения по закону напряжений Кирхгофа:

E₀ = U_Э1 + U_KЭ1+( U_{КЭ2 --} U_БЭ2)+U_БЭ3+U_Э3

где U_Э3=E0- U_КЭ3=3 В.

U_Э1= - U_{KЭ1 --} U_КЭ2 + U_КЭ3=3 В.

U_K2=U_Э3+U_БЭ3=3+0,7=3,7 В.

U_Э2=E0 - U_К2 - U_КЭ2 =15 -3,7 -5=6,3 В.

U_К1=E0 -U_{Э1 -} U_KЭ1=15-3-4=8 В.

U''_Э2=U_Э1+U_БЭ1=3+0,7=3,7 B.

U'_Э2=U_Э2-U''_Э2=6,3-3,7=2,6 B.

Зная все токи и напряжения, найдем значения сопротивлений резисторов:

R_Э1=U_Э1/ I_K1=3/7*10^-3=428,6 Ом

R_К1=U_К1/ I_K1=8/7*10^-3=1,143 кОм

R''_Э2=U''_Э2/ I_K2=3,7/14*10^-3=264,3 Ом.

R'_Э2=U'_Э2/ I_K2=26/14*10^-3=185,7 Ом.

R_К2=U_K2/ I_K2=3,7/14*10^-3=264,3 Ом.

R_Э3= U_Э3/ I_K3=3/26,25*10^-3=114,3 Ом.

I_K(S-1)і 2I_KS/(b_sh_21S) (3.1)

Постоянное напряжение коллектор - эмиттер рекомендуется выбирать, соблюдая неравенство:

U_кэ(S-1) Ј U_кэS; (3.2)

Рекомендуемые границы выбора режима работы транзисторов предварительных каскадов:

1 мА Ј I_k Ј 15 мА; 2 В Ј U_кэ Ј 5 В. (3.3)

В расчетах полагаем эмиттерный ток равным I_к, пренебрегая током базы ввиду его малости.

При использовании в усилителе кремниевых транзисторов значения напряжений база эмиттер можно принять равными:

U_бэ = (0,5…0,7)В; (3.4)

Таким образом, зададимся величинами токов и напряжений:

I_K1?9,85*10^-5 A I_K1=7 мА

I_K2?2,19*10^-3 A I_K2=14 мА

I_K3=26,25 мА

U_KЭ1=4 В;U_КЭ2=5 В;U_КЭ3=12 В.

Составим контурные уравнения по закону напряжений Кирхгофа:

E₀ = U_Э1 + U_KЭ1+( U_{КЭ2 --} U_БЭ2)+U_БЭ3+U_Э3

где U_Э3=E0- U_КЭ3=3 В.

U_Э1= - U_{KЭ1 --} U_КЭ2 + U_КЭ3=3 В.

U_K2=U_Э3+U_БЭ3=3+0,7=3,7 В.

U_Э2=E0 - U_К2 - U_КЭ2 =15 -3,7 -5=6,3 В.

U_К1=E0 -U_{Э1 -} U_KЭ1=15-3-4=8 В.

U''_Э2=U_Э1+U_БЭ1=3+0,7=3,7 B.

U'_Э2=U_Э2-U''_Э2=6,3-3,7=2,6 B.

Зная все токи и напряжения, найдем значения сопротивлений резисторов:

R_Э1=U_Э1/ I_K1=3/7*10^-3=428,6 Ом

R_К1=U_К1/ I_K1=8/7*10^-3=1,143 кОм

R''_Э2=U''_Э2/ I_K2=3,7/14*10^-3=264,3 Ом.

R'_Э2=U'_Э2/ I_K2=26/14*10^-3=185,7 Ом.

R_К2=U_K2/ I_K2=3,7/14*10^-3=264,3 Ом.

R_Э3= U_Э3/ I_K3=3/26,25*10^-3=114,3 Ом.

Зная все номинальные значения резисторов, приведем их к паспортным данным по ГОСТу, и изобразим их в виде таблицы. Далее по расчетной части будем использовать только резисторы по ГОСТу.

Таблица 3

Резистор	Единицы измерения	Номинальное значение	ГОСТ(Е24)	Номинальная мощность, Вт	По ГОСТу
RЭ1	Ом	428,6	10318-74	0,125	430
RК1	Ом	1143	10318-74	0,125	1100
R''Э2	Ом	264,3	10318-74	0,125	270
R'Э2	Ом	185,7	10318-74	0,125	180
RК2	Ом	264,3	10318-74	0,125	270
RЭ3	Ом	114,3	10318-74	0,125	110

Рис. 3.2

3.3 Расчет стабильности режимов каскадов усиления

Стабильность режимов каскадов усиления, оцениваемая по изменениям постоянных токов коллекторов транзисторов и напряжений коллектор -- эмиттер, должна быть такой, чтобы под воздействием дестабилизирующих факторов каждый каскад сохранял свою работоспособность.

Расчет ведется на основе эквивалентной схемы транзистора по дрейфу (рис. 3.3), содержащей два генератора, у которых ЭДС ДU₀ и ток ДI₀ представляют собой дестабилизирующие факторы, зависящие от изменения температуры окружающей среды и разброса параметров транзисторов.

Рис. 3.3

ДU₀=2.2*10^-3*Дt_c + (0.03...0.06) B=2.2*10^-3*65° + 0.057=0.2 B

При использовании кремниевых транзисторов можно не принимать во внимание изменение обратного тока I_КБО , и тогда

Нестабильность тока коллектора транзистора определяется величиной:

При введении в эмиттерную цепь каскада местной гальванической обратной связи нестабильность тока коллектора рассчитывается по формуле



где R_Б1 =R_Б, R_Б2=R_К1, R_Б3=R_К2. (Схема с непосредственной связью каскадов.)

Расчет входного сопротивления транзистора h11:

Ом

Ом

Ом

ДI_К1=0.979 мА

ДI_К2=0.951 мА

ДI_К3=4.689 мА

где ДI_K1У=0.610 мА

ДI_K2У= - 0.598 мА

ДI_K3У=3.306 мА



%

%

%

4. Расчет коэффициента усиления и параметров АЧХ

Целью расчета является определение коэффициента усиления усилителя без ОС (рис. 2.2) для области средних частот К, а так же частот полюсов передаточной функции К - цепи.

Для расчетов необходимо К - цепь разбить на каскады, каждый на которых включает один усилительный элемент и межкаскадные цепи. В рабочем диапазоне частот удобно каскадом усиления (S) считать цепь по рис. 4.1. Для такой цепи коэффициент усиления по напряжению на средних частотах:

(4.1)

Здесь для каскада предварительного усиления:

(4.2)

Для выходного каскада R_HS є R_HN є R_H .

Общий коэффициент усиления К-цепи определяется произведением коэффициентов всех каскадов усилителя с учетом коэффициентов трансформации:

(4.3)

R_H1=(1/R_K1+1/h112)^-1=132.04 Ом.

R_H2=(1/R_K2+1/h113)^-1=41.06 Ом.

R_H3=100 Ом.

К1=74*132.04/288.571=33.86

K2=74*41.0.6/149.286=20.35

K3=40*100/48.61=82.29

K=

Запас по усилению:

(4.4)

a_K=

При 3 Ј а_К Ј 10 следует в один из каскадов (прежде всего в выходной) ввести местную обратную связь с глубиной Fms=2...3.

В цепи эмиттера включаются последовательно два резистора R`э3 и R``э3. Сопротивление одного из них R`э3 определяется необходимой глубиной ОС по сигналу, сопротивление другого

R``э3=Rэ3 -- R`э3

вместе с R`э3 обеспечивает требуемую глубину гальванической ОС и тем самым рассчитанный ранее режим работы транзистора. Резистор R``э3 необходимо зашунтировать конденсатором.

Ом(4.5)

Ом.

Местная обратная связь уменьшает коэффициент усиления, рассчитанный по (4.3) в Fms число раз.

К=28240/3=9412, а_К=1.9

Рассчитаем частоту полюсов передаточной функции К - цепи, определяющих ЛАХ в области верхних частот. Расчет ведется на основе П - образной эквивалентной схемы транзистора. Частота полюса:

; (4.6)

С₀ = С_б`э + (1+S_iR_н)С_к; (4.7)

R_эк = r_{б`э</sub>(R<sub>Г</sub> + r`_б)/(R_Г + r`<sub>б</sub> + r<sub>б`э}); (4.8)

R_н из (4.2),

где

; (4.9).

В моем случае при непосредственной связи каскадов R_Б1S и R_Б2S следует принять равными Ґ; для первого каскада

R_Г1 = R_{Г1 опт}.

Пример расчета частоты первого полюса:

При наличии местной обратной связи за счет R`э3 в 3-м каскаде частоты полюсов уточняются по формулам:

f'p3=fp3*Fms

f'p3=1.988*3*10⁶=5.964 МГц

,

где



Частоты полюсов каскадов:

fp1=3.769 МГц, fp2=0.724 МГц, fp3=5.964 МГц.

Должно выполняться условие:

Неравенство (4.10) выполняется, значит усиления К достаточно для обеспечения заданного значения К_F при требуемой глубине ОС.

Таблица 4

Каскад № п/п	К	fp, МГц	Проверка условия 4.15 79 > 74 Условие выполнено
1	33.86	3.769
2	20.35	0.724
3	82.29	5.964

5. Расчет пассивных узлов структурной схемы усилителя

5.1 Выбор и расчет входной и выходной цепей

Одним из важных требований, предъявляемых к усилителю в рабочем диапазоне частот, является согласование усилителя с источником сигнала и (или) внешней нагрузкой, обеспечение стабильности заданных величин входного R_вхF и выходного R_выхF сопротивлений усилителя. Выполнение этого требования в значительной степени определяется величиной, реализуемой в усилителе общей ОС.

На выбор структурной схемы влияют следующие факторы: структура цепи, в которой создается фазовый сдвиг (четное или нечетное число каскадов с общим эмиттером в цепи усиления); величина К_F; необходимое значение F; простота и технологичность схемы усилителя.

Схема 5.1 является наиболее простой, она не содержит такого сложного и нетехнологичного узла, как трехобмоточный трансформатор. Параллельная по напряжению ОС создается с помощью делителя напряжения на резисторах Ra и Rв, а последовательная по току ОС -- с помощью балансных резисторов R'б и R''б. Схема применяется при нечетном числе каскадов с общим эмиттером и больших коэффициентах усиления (К_F больше 40дБ).

Потери сигнала оказываются малыми, если на входе

R`a+R`в>(3...5)(n')²R1 и R`a>(3...5)R`в (5.1)

R``a+R``в>(3...5)(n'')²R2 и R``a>(3...5)R``в (5.2)

Расчет параметров схемы:

Ом, Ом

Ом, Ом.

Ом, (5.3)

Ом.(5.4)

Ом,

Ом.

Параметры выбранной цепи должны удовлетворять следующему неравенству, гарантирующему реализуемость элементов цепи:

(5.5)

,

5.2 Расчет элементов цепи обратной связи

При выбранных входных и выходных цепях коэффициент усиления усилителя К_F определяется величиной вносимого затухания цепи ОС a₀ = 1/В₀. Для расчета элементов цепи ОС достаточно знать В₀, R`_Г, R``_Г и выбрать схему четырехполюсника этой цепи. В рабочем диапазоне Цепь ОС должна иметь постоянный коэффициент передачи с малой величиной неравномерности частотной характеристики. Поэтому для построения цепи ОС используется резисторы.

Рассчитаем затухание

а₀ = 1/0.169 =5.926 ,

и зная R`_Г = 120 Ом; R``_Г = 403 Ом; цепь обратной связи выбирается при условии: а₀ < 10.

=18.8 Ом.

Гн

6. Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС

6.1 Характеристика передачи по петле обратной связи

Максимально допустимое значение глубины ОС

А_max(дБ) = 20lgF_max

ограниченная условиями устойчивости. В соответствии с критерием Найквиста при проектировании усилителей пользуются достаточным условием, которое заключается в ограничении фазы передачи по петле ОС: argT(f) должен иметь меньше 180⁰ на тех частотах, где T і I.

Чтобы гарантировать устойчивость усилителя с учетом технологических разбросов параметров радиоэлементов, введены запасы устойчивости по модулю х дБ и по фазе j возвратного отношения. Условие устойчивости при этом определяется системой двух неравенств: если

20lgT + x > 0 дБ,

то

|argT + j|--Ј 180⁰.

Наибольшая глубина ОС достигается при формировании ЛАХ Т(f) и соответственно ФЧХ argT(f) по Боде.



В рабочем диапазоне частот, где ЛАХ = const, допустимый фазовый сдвиг определяется относительным запасом по фазе у = j/180⁰, который должен соблюдаться до той частоты, начиная с которой будет обеспечен запас устойчивости по модулю. Поэтому на f > f_в ФЧХ должна представлять собой линию постоянной фазы на уровне

argT(f)=-180⁰(1 - y) = const.

Для минимально-фазовых цепей величина допустимого фазового сдвига однозначно определяет оптимальный наклон ЛАХ Т(f) идеального среза по Боде на f > f_в, который составит в пределе -12(1 - у)6 дБ/окт. Причем, линия постоянного наклона, продолжена в рабочий диапазон частот, достигает уровня А_МАХ на частоте f_в/2.

На частотах f > f_c положение ЛАХ Т(f) определяется асимптотами частотных характеристик каскадов усиления. Поэтому этот участок носит название асимптоты ЛАХ Т(f).

В диапазоне частот

f_a…f_c 20lgT(f) = -x дБ,

что соответствует запасу устойчивости по модулю. Этот участок характеристики Боде называется ступенькой. Ступенька формируется для того, чтобы в диапазоне частот f Ј f_d скомпенсировать дополнительный суммарный фазовый сдвиг, который слагается из фазового сдвига асимптоты, неминимально-фазового сдвига транзисторов и сдвига фазы из-за конечного времени распространения сигнала в петле ОС. Аналитический расчет перечисленных составляющих сложен и значительно увеличит объем курсового проекта. Поэтому предлагается длину ступеньки выбрать ориентировочно порядка 1,5…3 октав [f_c/f_d» 3…8].

Дальнейшие нарастание фазового сдвига arg T(f) на асимптотических частотах (в соответствии с наклоном ЛАХ на f > f_c - N6 дБ/окт) до предельной величины -N*90⁰ не нарушает устойчивости, так как на частотах f > f_d уже обеспечен запас устойчивости.

6.2 Факторы, влияющие на максимально допустимую глубину ОС

Допустимая из условий устойчивости глубина ОС зависти от запасов устойчивости, наклона асимптоты и ее удаленности от верхней частоты рабочего диапазона, т.е. частоты f_{T ср}, а так же от потерь в пассивной части на асимптотических частотах.

Запасы устойчивости. Увеличение запасов устойчивости приводит к снижению значения глубины ОС.

Запас устойчивости по фазе влияет на наклон характеристики идеального среза и ширину ступеньки с увеличением У наклон характеристики и частота fd становится меньше.

Для усилителей многоканальной связи считаются достаточными следующие запасы устойчивости:

По фазе

j--= 30⁰ - 45⁰ (У = 1/6…1/4);

По модулю возвратного отношения х = 6…10дБ.

Наклон асимптоты определяется числом каскадов, так как при проектировании усилителей с глубокой близкой к максимально возможной ОС, принимают специальные меры, чтобы элементы пассивной части не создавали дополнительного наклона ЛАХ T(f).

Частота единичного усиления f_{T cp}. Это частота на которой коэффициент передачи активной цепи становится равным 1(0 дБ). Величина f_{T cp} зависит от выбранных транзисторов. При увеличении f_{T cp} область асимптоты и ступеньки ЛАХ Т(f) сдвигаются в сторону более высоких частот, а допустимая глубина ОС увеличивается.

Потери в пассивной части на асимптотических частотах. Частота f_{T cp} является частотой единичного усиления передачи по петле ОС только в том случае, если на этой частоте передача через пассивные петли

В_Т=В₂*В₀*В₁ = I.

В реальных условиях пассивные цепи вносят затухание и асимптота ЛАХ Т(f) на частоте f_{T cp} происходит ниже на величину

А_Т(дБ) = -20lgВ_т (рис. 6.1).

Чтобы увеличить допустимую глубину ОС, необходимо максимизировать передачу сигнала по петле ОС на асимптотических частотах за счет снижения потерь в пассивной части петли ОС А_Т. При уменьшении А_Т (рис. 6.1) асимптота и область ступеньки ЛАХ Т(f) оптимального среза сдвинется в сторону более высоких частот, а А_max увеличится. Для уменьшения асимптотических потерь параллельно цепям пассивной части включают конденсаторы высокочастотного обхода С_а, как показано на рис. 6.2 для схемы усилителя с комбинированной ОС, рассмотренных в п. 5.1.

Емкость этих конденсаторов выбирается таким образом, чтобы если они не оказывали заметного влияния в рабочем диапазоне частот. Для этого сопротивление на верхней частоте рабочего диапазона усилителя должно быть еще значительно больше, чем R цепи, параллельной которой включен конденсатор, т.е.

С_а = (0,1…0,2)/(2pf_ВR); (6.1).

Емкости конденсаторов, включенных параллельно обмоткам входного или выходного трансформаторов, следует рассчитывать относительно R_{Г1 опт} или R_HN соответственно, величины которых определяются на этапе эскизного расчета, а С_а3 - относительно соответствующего сопротивления цепи ОС.

На асимптотических частотах пассивная часть петли ОС будет представлять емкостной делитель с постоянным коэффициентом передачи. Тогда вносимое затухание цепи ОС на этих частотах А_Т определяется следующим уравнением:

А_Т = 20lg(1+С₁/С_{а ЭК}); (6.2).

где

С₁ = С_KN + C_M,

причем С_М = 2…10 пФ - емкость монтажа в выходной цепи транзистора.

С_{а эк} = (1/С_а1 + 1/C_a2 + 1/ С_а3 +1/С_б`_э,1)^-1; (6.3)

Са1=0.2 нФ, Са2=0.23нФ Са3=1.7 нФ

Са эк=103 пФ

Ат=1.4 дБ

6.3 Построение ЛАХ Т(f)

1. Некорректированная характеристика на средних частотах рабочего диапазона (верхняя граница на рис. 6.1) определяется разностью коэффициентов усиления усилителей при выключенной и включенной ОС:

20lgT » 20lgF = 20lgK - 20logK_F(1 + R₁/R_вх)/ (1 + R₁/R_{вх F}); (6.4)

20log(9412) - 20log80•(1+120/290)/(1 + 120/120) = 44.412 дБ.

Для определения ЛАХ T(f) во всем контролируемом диапазоне частот следует продолжить построение этой характеристики до соединения с асимптотой, увеличивая ее наклон на 6 дБ/окт на частотах полюсов (соответственно Р₁, Р₂, Р₃).

2. Проводится линия уровня минимально требуемой глубины ОС

20lgF_min = 20lgF,

определенной в п.2.3: 20lgF = 38.912 дБ.

3. Проводится асимптота с наклоном -N•6 дБ/окт через точку с координатами:

(f_{т ср}, -А_Т, дб) = (290.44 МГц; 1.4 дБ).

4. На асимптоте, на уровне выбранного запаса устойчивости по модулю х = -7 дБ отмечается точка пересечения асимптоты со ступенькой, определяющая частоту конца ступеньки f_c.

5. По частоте f_c находится частота начала ступеньки f_d из условия ориентировочной длины ступеньки 1,5…3 октавы (f_d » f_c/(3…8)). Между частотами f_d и f_c вычерчивается ступенька на уровне - х = -7 дБ.

6. От начала ступеньки (на частоте f_d) проводится луч с наклоном -12(1 - у) дБ/окт до частоты f_В/2 и ордината конца луча определяет уровень А_мах в рабочем диапазоне частот.

7. Более точно ширина ступеньки и значение А_мах могут быть расчитаны по формулам :

f_c = f_{Т ср}•10^{0,05(х - Ат)/N} = 210.4 Мгц. (6.5)

f_d = 2(1 - у)360⁰/(p²a_У); (6.6)

-x (6.7)

где

б_У = б_a + б_н + б_п ,

где б_a, б_н, б_п - коэффициенты линейного фазового сдвига асимптоты, нелинейной фазы транзисторов и петли ОС. Они определяются соответственно положением асимптоты, параметрами транзисторов и конструкцией усилителя.

; град/МГц.

; град/МГц.

; град/МГц.

где l = 10 см длина петли ОС в см,

С = 3•10¹⁰ см/с - скорость распространения электромагнитных колебаний,

_i - диэлектрическая проницаемость материала платы, на которой монтируется усилитель (обычно стеклотекстолит) с о=7.

fc=210 МГц, fd=63.8 МГц, Аmax=60.8 дБ.

8. Вычерчиваем постоянное значение уровня А_мах до частоты f_В. Линия А_мах соединяется с линией оптимального наклона в диапазоне частот f_В … 2 f_В плавной кривой, как показано на рис. 6.3.



Рис. 6.3

7. Составление принципиальной схемы

При составлении полной принципиальной схемы усилителя необходимо наиболее рационально скомпоновать и соединить между собой функциональные узлы усилителя (К - цепь, входную и выходную цепи, цепь ОС), схемы которых были рассчитаны в предыдущих разделах.

Разделительные конденсаторы на входе и выходе К-цепи устраняют влияние на режим работы входной и выходной цепей, что, кроме того, позволяет избавиться от постоянного подмагничивания входного и выходного трансформатора и снизить тем самым нелинейные искажения.

Cp>=(3...5)/(р fн (Rэк1+Rэк2)) (7.1)

Сp1=71 нФ Ср2=32 нФ

Блокировочные конденсаторы в эмиттерных цепях транзисторов С_э, устраняющие местную ОС по сигналу, рассчитываются из условия пренебрежимо малого сопротивления по сигналу вплоть до нижней частоты рабочего диапазона:

С_э і (3…5)(h₂₁R_э + R_Г + h₁₁)(pf_HR_Э)(R_Г + h₁₁) (7.2)

Сэ1=5.4 мкФ, Сэ2=1.8 мкФ, Сэ3=3.9 мкФ.

Lдр=(4...5) Rнn/(рfн),

Lдр=3.8 мкГн