Сумматор аналоговых сигналов на операционных усилителях

СОДЕРЖАНИЕ

Задание

Введение

Проработка научно-технической литературы и разработка функциональной схемы устройства

Разработка и описание принципиальной схемы проектируемого устройства

Графическая часть

Заключение

ЗАДАНИЕ на курсовую работу по курсу «Электроника и микропроцессорная техника» студенту группы 633 Ургапову Владимиру

1.Тема курсовой работы «Сумматор аналоговых сигналов на ОУ».

2.Срок представления законченной курсовой работы к защите. 20.12.2008г

3. Техническое задание

ПАРАМЕТРЫ
Диапазон частот	Выходное напряжение Uвых	Нестабильность частоты	Выходное сопротивление, не более Rвых	Напряжение питания UП
Гц	В	%	Ом	В
20-5000	5	2	15	12.6

4.Содержание пояснительной записки

ь Титульный лист

ь Техническое задание на курсовой проект

ь Оглавление (содержание)

ь Вводная часть

ь Проработка научно-технической литературы и обоснование выбора или разработка функциональной схемы устройства

ь Разработка и описание принципиальной схемы проектируемого устройства

ь Расчет принципиальной схемы, включая расчет элементов и выходных параметров схем

ь Графическая часть

ь Заключительная часть (краткий анализ полученных результатов)

ь Список литературы

Введение

Современные компьютеры позволяют с высокой точностью выполнять любые математические операции с числами. Однако на практике часто приходится оперировать с величинами, представленными в виде напряжения или тока. Так, большинство датчиков различных физических величин дают информацию об измеряемом параметре именно в таком виде. В этих случаях, чтобы использовать компьютер, приходится применять аналогово-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Конечно, такие системы достаточно сложные и дорогостоящие, что не всегда экономически оправдано.

Аналоговая схемотехника на основе операционных усилителей позволяет создавать вычислительные схемы осуществляющие математическое моделирование сложных динамических систем весьма просто и эффективно. На основе операционных усилителей могут быть реализованы такие математические операции как логарифмирование, суммирование, вычитание, дифференцирование и интегрирование.

Интеграторы широко применяют при создании генераторов линейно изменяющегося и синусоидального напряжений, точных фазосдвигающих устройств, обеспечивающих 90є фазового сдвига напряжения с погрешностями минуты - десятки минут, в качестве фильтров низких частот и пр.

Дифференциаторы находят широкое применение в формирователях импульсов, активных фильтрах, генераторах колебаний и других случаях. [3]

Недостатком этих вычислительных схем является невысокая точность вычислений - не более 0,1%. Однако этой точности в целом ряде случаев бывает вполне достаточно. [1]

Достоинством аналоговых методов обработки сигналов является высокое быстродействие вычислений, производимых в реальном времени.

Проработка научно-технической литературы и разработка функциональной схемы устройства

Согласно техническому заданию, нужно разработать устройство, вычисляющее следующую функцию:

Структурная схема такого устройства имеет следующий вид:

Рисунок 1 - Структурная схема разрабатываемого устройства

Интегрирующий каскад

Поскольку в ТЗ задана величина выходного сигнала U_вых(t)=const, нужна схема интегратора, которая позволяла бы получить на выходе напряжение с постоянной амплитудой в заданном диапазоне частот. При этом коэффициент передачи интегратора должен не зависеть от частоты входного сигнала. Такая схема приведена на рисунке 2.

Коэффициент передачи схемы по напряжению

где t_и - время, в течение которого происходит интегрирование входного сигнала. Время интегрирования постоянно и определяется величиной опорного напряжения выбираемого из условия необходимого коэффициента передачи интегратора. Для данной схемы напряжение на выходе интегратора,

U_вых=U_оп=-0.8 В, коэффициент передачи К=8. Расчетное время интегрирования:

Рисунок 2 - схема интегратора для анализа в MicroCap.

Реальное время интегрирования составляет t*_и?26мкс, а амплитуда выходного напряжения U*_вых? 0.807В в диапазоне частот от f_min= 20 Гц до f_max= 5 кГц (рисунок 3). Относительная погрешность схемы по напряжению 0.8%, а по времени интегрирования 0.9%.

Рисунок 3 - временные диаграммы работы интегратора (на интервале ?t=100мкс)

Простейшая схема интегратора на операционном усилителе показана на рисунке 4.

Выражение передаточной функции, описывающей работу каскада (рисунок 4), выводится из предположения, что операционный усилитель (ОУ) идеальный (K_u>?, R_вх>?, R_вых>0). Так как коэффициент усиления ОУ велик, то при работе в линейном режиме разность потенциалов между его входами стремится к нулю. Вход, не инвертирующий входной сигнал, соединен с общей шиной. Следовательно, и потенциал инвертирующего входа близок к потенциалу общей шины. Входной ток

(1.1.2)

Этот ток при высоком входном сопротивлении ОУ полностью протекает через конденсатор С:

(1.1.3)

Напряжение на конденсаторе u_C и выходное напряжение усилителя изменяются по закону:

или

Из (1.1.5) видно, что коэффициент передачи простейшего интегратора зависит от частоты (p=щj). Данная схема обеспечивает прецизионное интегрирование входного сигнала, при этом, выходное напряжение не зависит от коэффициента усиления ОУ.

В реальном ОУ коэффициент усиления K_u имеет конечное значение, а также присутствуют входные токи I_вх1, I_вх2 и напряжение смещения нуля U_см, которыми обусловлены основные составляющие ошибок интегрирования.

При входном напряжении U_вх=0 входные токи усилителя протекают через конденсатор, заряжая его. Это приводит к появлению линейно изменяющейся составляющей выходного напряжения, которая при t>? приводит к нарастанию выходного напряжения ОУ до максимального значения даже при U_вх=0.

Неидеальность ОУ приводит к тому, что выходное напряжение изменится в соответствии с уравнением:

(1.1.6)

Если заземлить неинвертирующий вход ОУ через резистор R₁, сопротивление которого совпадает с сопротивлением R, то на погрешность интегрирования будет влиять только разность входных токов усилителя I_р, которая обычно в 3-5 раз меньше I_вх. Выбирая сопротивления

(1.1.7)

можно практически исключить влияние U_см.

Отклонение реальной переходной характеристики от идеальной сказывается особенно сильно в начальный момент интегрирования из-за конечного быстродействия ОУ (определяется скоростью нарастания выходного напряжения). В области больших значений времени погрешность возникает из-за конечного значения коэффициента усиления K_U. Наибольшая точность интегрирования достигается, когда время интегрирования

, (1.1.8)

а амплитуда сигнала на выходе интегратора

(1.1.9)

Выходное напряжение интегратора (рисунок 4), полученное в процессе интегрирования, не уменьшается до нуля при подаче нулевого входного сигнала, а, продолжая изменяться, достигает максимального значения, приблизительно равного напряжению питания ОУ. Это делает практически невозможным правильное интегрирование низкочастотных сигналов. Для устранения этого недостатка выходное напряжение интегратора периодически «сбрасывают» до некоторого заданного значения. Для сброса используется аналоговый ключ К, обычно на полевом транзисторе (рисунок 5).

Рисунок 5 - схема интегратора на ОУ со «сбросом»

В режиме «сброс» (ключ замкнут) задаются начальные условия интегрирования. В режиме интегрирования ключ разомкнут.

В качестве простейшего ключа можно применить полевой транзистор с изолированным затвором (МОП - транзистор). Полупроводниковый канал такого транзистора может быть обеднен носителями зарядов или обогащен ими. При обедненном канале электрическое поле затвора повышает его проводимость (индуцированный канал). Если канал обогащен носителями зарядов, то он называется встроенным. Электрическое поле затвора в этом случае приводит к обеднению канала носителями зарядов. Его можно переводить в открытое состояние, подавая управляющее напряжение, большее, чем максимальное входное положительное напряжение, при этом ток затвора будет равен нулю.

Рисунок 6 - Схема ключа на МОП - транзисторе

Схема включения ключа на полевом транзисторе с изолированным затвором обогащенного типа с N - каналом приведена на рисунке 6.

Данная схема будет работать при положительных входных сигналах, которые по крайней мере на 5 В меньше, чем напряжение управления. При более высоком уровне входного сигнала напряжения затвор-исток будет недостаточно, чтобы удержать транзистор в открытом состоянии (сопротивление канала в открытом состоянии начинает расти).

Схему управления полевым транзистором реализуем при помощи компаратора. Компараторами напряжений называют интегральные микросхемы, предназначенные для сравнения двух напряжений Uвх - анализируемый сигнал и Uоп - опорный сигнал сравнения и выдачи результата сравнения в логической форме: больше или меньше. По сути дела, компаратор напряжения чувствителен к полярности напряжения, приложенного между его сигнальными входами. Напряжение на выходе будет иметь высокий уровень всякий раз, когда разность напряжений между не инвертирующим и инвертирующим сигнальными входами положительна. Наоборот, когда разностное напряжение отрицательно, то выходное напряжение компаратора соответствует логическому нулю . Это правило записывают следующим образом:

; . (1.1.10)

Выходные каскады компараторов обычно обладают большей гибкостью, чем выходные каскады операционных усилителей. Выходные транзисторы некоторых типов компараторов, например, К521СА3 имеют открытые, т.е. неподключенные, и коллектор и эмиттер (рисунок 7).

Рисунок 7 - Схемы включения выходного каскада компаратора К521СА3:

а.) Схема согласования уровней аналогового и ТТЛ сигналов

б.) Инвертирующая схема включения

Точность работы компаратора характеризуется напряжением ?U, на которое необходимо превысить опорное, чтобы выходное напряжение достигло порога срабатывания логической схемы. Если разность ?U=U_вх-U_оп лежит в диапазоне ?U<, то равновероятны оба состояния на выходе компаратора. Напряжение ошибки E_ош, зависит от U_см, K_U компаратора, амплитуды выходного напряжения, пульсаций питающего напряжения и внутренних шумов источника сигнала. [5]

Дифференцирующий каскад

В нашем проекте мы используем дифференциатор, построенный по схеме, изображенной на рисунке 8. На рисунке 9 приведены временные диаграммы отклика цепи на входное воздействие в виде пилообразного напряжения с различной амплитудой пил.

Рисунок 8 - Схема дифференциатора с малым уровнем шумов для анализа в MicroCap.



Рисунок 9 - Временные диаграммы работы дифференциатора

В схеме имеется интегратор, выполненный на ОУ X1. Его сигнал вычитается из входного сигнала - «вычитатель» на ОУ X2 . При изменениях U_вх на выходе ОУ X2 будет сигнал, пропорциональный его приращению. В статическом режиме при U_вх=const выходное напряжение ОУ X1 U_вых1=-U_вх и на выходе ОУ X2 будет нулевой сигнал.

Выходное напряжение данной схемы в рабочей полосе частот

(1.2.1)

Рассмотренная схема дифференциатора обеспечивает хорошую точность при частоте входного сигнала больше нескольких сотен герц. Так как у интегратора шумы уменьшаются при увеличении частоты, то дифференцирующее устройство имеет малый уровень шумов.

Анализ работы дифференциатора на ОУ проведем на примере простейшей схемы (рисунок 10), которая напоминает интегратор, только места включения резистора и конденсатора изменены. При идеальном ОУ (K_u>?, R_вх>?, R_вых>0) передаточная функция дифференцирующего устройства имеет вид:

(1.2.2)

Выходной сигнал определяют падением напряжения на резисторе

Рисунок 10 - Простейшая схема дифференциатора на ОУ

(1.2.3)

На практике передаточная функция (1.2.2) не может быть реализована из-за ограничения полосы пропускания и конечного коэффициента усиления ОУ. Кроме того, простейшая схема дифференцирующего устройства на ОУ может самовозбудиться из-за спада коэффициента усиления реального усилителя на высоких частотах и дополнительных фазовых сдвигов, вносимых цепью обратной связи (ОС).

Полное входное сопротивление дифференциатора имеет емкостной характер, и, следовательно, на высоких частотах может увеличиваться ток, отбираемый от генератора сигнала, что меняет условия работы последнего, если его сопротивление недостаточно мало. Входное сопротивление дифференциатора можно увеличить, включив последовательно с конденсатором С резистор.

Статистические ошибки определяются в основном значениями U_см и входных токов усилителя. При повышении частоты возрастает усиление дифференциатора и увеличивается составляющая ошибки, обусловленная внутренними шумами ОУ:

(1.2.4)

Выходное напряжение шума для схемы (рисунок 8) определяется по формуле

(1.2.5)

и почти в 100 раз меньше, чем в простейшем дифференциаторе.

Для обработки сигналов низкой частоты используется специализированный дифференциатор с применением усилителей выборки - хранения (УВХ).

Суммирующий каскад

Рисунок 11 - Схема параллельного сумматора для анализа в MicroCap

Для выполнения операции сложения или вычитания нескольких аналоговых сигналов используют инвертирующий или параллельный сумматор. Заданную в ТЗ формулу удобнее реализовать с помощью параллельного сумматора. Поясним принцип его работы на произвольном примере.

Рисунок 12 - Временные диаграммы работы параллельного сумматора

(U_вых=2U_вх1+5U_вх2-3U_вх1)

Пусть требуется выполнить математическую операцию

U_вых=2U_вх1+5U_вх2-3U_вх1,

При использовании обоих входов ОУ можно сложить входные сигналы с различными по знаку коэффициентами передачи, то есть выполнить операции суммирования или вычитания произвольного числа сигналов на одном ОУ. В этом случае выходное напряжение:

, (1.3.1)

где K_n<0, K_m>0.

K_m - коэффициент передачи входного сигнала по неинвертирующему входу, K_n - коэффициент передачи входного сигнала по инвертирующему входу. В нашем случае заданы весовые коэффициенты входных сигналов К₁=2, К₂=5, К₃=-3. Выбираем удобное R_ос=30кОм, тогда соответственно R₁=15кОм, R₂=6кОм, R₃=10кОм. Определяем, какой вход должен быть заземлен. Если , то сумматор должен содержать только резистор, заземляющий неинвертирующий вход. 1-K₃>K₁+K₂ - условие не выполняется.

Если (1-K₃<K₁+K₂ - условие выполняется), то инвертирующий вход должен быть заземлен через резистор с сопротивлением

(1.3.2)

; R₄= 30000/3=10кОм.

Разработка, описание и расчет принципиальной схемы проектируемого устройства

Рисунок 13 - Полная электрическая схема для анализа в MicroCap. А1 - интегратор, А2 - дифференциатор, А3 - сумматор

Схема, изображенная на рисунке 13, согласно техническому заданию, выполняет математическую операцию

.

На вход интегратора подаем однополярный сигнал x₁(t) (см. рисунок 14) в форме прямоугольных импульсов амплитудой 0.1В с генератора V1. Длительность импульса равняется длительности паузы. Частота входного сигнала изменяется в диапазоне от f_min=20Гц, что соответствует длительности импульса t_min=25мс, до f_max=5000Гц, t_max=0.1мс. Выбор входного сигнала основывается на том, что произвольный сигнал в заданном частотном диапазоне, являющийся функцией времени, можно представить совокупностью ступенчатых скачков. Если известна реакция линейной цепи (ее отклик) на тестовый сигнал, то принцип суперпозиции позволяет найти сигнал на выходе цепи как сумму (или интеграл) отдельных откликов.

Рисунок 14 - Временные диаграммы работы полной электрической схемы

На выходе интегратора получаем пилообразное напряжение (см. рисунок 14.), значение которого во время интегрирования определяется формулой:

Коэффициент передачи интегратора равен =2, при максимальное выходное напряжение будет равно

Значения R_И и C_И, определяющие постоянную времени интегрирующей цепи =R_ИC_И, найдем, исходя из условия, что частота следования входных импульсов f_min находится на оси частот правее частоты среза АЧХ интегратора (рисунок 15), . Пусть , т.е. , тогда по формуле

выбираем R_И=10кОм, тогда



Рисунок 15 - АЧХ и ФЧХ интегратора с постоянной времени

На рисунке 15 - верхний график показывает зависимость амплитуды сигнала (db,в децибелах) от частоты (F,в герцах), а нижний график - зависимость фазы сигнала (ph) от частоты.

Из графика частотных характеристик видно, что интегратор на ОУ является фильтром нижних частот (ФНЧ). Это означает, что при выходное напряжение не ослабляется. Фазовый сдвиг для всех спектральных составляющих входного сигнала (инвертирующее включение ОУ). По мере увеличения частоты модуль коэффициента передачи интегратора

, а фазовый сдвиг .

Таким образом, интегрирующая цепь пропускает без ослабления колебания малых (низких) частот и подавляет колебания высоких частот. Коэффициент передачи (усиления) на частоте среза щ_с равен:

На вход дифференциатора подаем сигнал с выхода интегратора x₂(t)=-u_вых.и(t). Частота выходного сигнала интегратора f_и?100кГц. На выходе дифференциатора напряжение (рисунок 14) будет изменяться по закону:

,

амплитуда напряжения на выходе дифференциатора

,

K - коэффициент передачи дифференциатора равен единице.

АЧХ дифференцирующего устройства на ОУ (см. рисунок 16) определяется по формуле:



Рисунок 16 - АЧХ и ФЧХ дифференциатора при

Из данной формулы, задавшись (в 10 раз), найдем значение С_Д, выбрав сопротивление R=10кОм:

На рисунке 16 - верхний график показывает зависимость амплитуды сигнала (db,в децибелах) от частоты (F,в герцах), а нижний график - зависимость фазы сигнала (ph) от частоты.

Дифференциатор на ОУ является фильтром верхних частот. Это означает, что на высоких частотах (при ) выходное напряжение не ослабляется и сдвигается по фазе на б, здесь б - угол сдвига фаз выходного напряжения относительно входного. Коэффициент передачи цепи K=1.

Таким образом, дифференцирующая цепь пропускает без ослабления колебания высоких частот и подавляет колебания низких частот. Граница, разделяющая полосы пропускания и подавления находится на частоте среза щ_с.

В качестве усилителя в основных функциональных узлах (интегратор, дифференциатор, сумматор) принципиальной электрической схемы используется интегральный операционный усилитель на микросхеме - КР140УД9.

Основные параметры ОУ КР140УД9:

K_U=35000; U_см=5мВ; =0.35мкА; =0.1мкА; R_вх.диф.=300кОм; v=0.5В/мкс; U_{вых. max}=10В; R_нmin=1кОм; Uпит=12.6В; U_вх.сф.=6В

Важной динамической характеристикой ОУ является мощностная полоса пропускания F_р - частота, до которой сохраняется максимальный, равный U_{вых. max}=10В, размах выходного напряжения ОУ. При синусоидальном входном сигнале максимальное значение dU_вых /dt=v достигается при t=0 на частоте

где v - скорость нарастания выходного напряжения ОУ (В/мкс), ?U_m - изменение амплитуды входного сигнала (В).

Для передачи без искажений входного сигнала частотой F с максимальным усилением необходимо выполнение условия F < F_р. Наивысшая рабочая частота в нашей схеме равна примерно 100 кГц.

Сопротивления, заземляющие неинвертирующий вход ОУ, определяем по формул), полученные значения умножаем на коэффициент

с=10U_вх.оу./U_вх._сф.

Сопротивление нагрузки на выходе ОУ не должно быть меньше 1кОм. Входное сопротивление источника сигнала - много меньше R_вх.диф.

Графическая часть

В отличие от схемы, изображенной на рисунке 2.3., в принципиальной электрической схеме порядковые номера резисторов и конденсаторов изменены в соответствии с ГОСТ ЕСКД, а также изменены некоторые значения резисторов и конденсаторов, в соответствии с рядами Е24 и Е192 (для прецизионных резисторов).

Рабочий режим полевого транзистора VT1 КП327А задается сопротивлениями R15 и R10. Отрицательные входные сигналы вызовут включение транзистора при заземленном затворе, поэтому на затвор подаем отрицательное напряжение со стабилитрона VD1 КС456А, равное -5.3 В. При положительном напряжении на выходе компаратора DA3 К521СА3, транзистор открыт, при отрицательном - находится в режиме отсечки (закрыт).

Во время переключения полевого транзистора возникают переходные процессы. Для их устранения (за счет увеличения времени разряда емкости интегратора) используется корректирующая цепь, подключенная к истоку транзистора и состоящая из конденсатора С5 и резистора R8.

Параметры транзистора

КП327А: P_вых=200мВт, U_СИ.max=18В, U_З1С=21В, U_З2С=6В, U_З1И=6В, I_C.max=30мА, I_ут=50нА, S₁=11мА/В, U_отс=2.7В

Полевой транзистор управляется компаратором - микросхема DA3. В данном включении напряжение на выходе компаратора изменяется от -12.5 В до 1.7 В.

Инвертирующий вход компаратора подключен к выходу интегратора DA1 KP140УД9. Напряжение на выходе интегратора имеет отрицательную полярность. Чтобы компаратор переключался, напряжение опоры Uоп также должно быть отрицательной полярности. В момент, когда напряжение на инвертирующем входе компаратора меньше напряжения опоры, на выходе компаратора -12.5 В и полевой транзистор закрыт U_1З<U_отс, емкость интегратора С1 заряжается. Как только напряжение на инвертирующем входе компаратора превышает напряжение опоры, компаратор переключается, и на его выходе устанавливается напряжение 1.7 В, отпирающее транзистор. Через внутреннее сопротивление открытого транзистора разряжается емкость интегратора.

Амплитуда на выходе интегратора не зависит от частоты входного сигнала и составляет -0.2 В.

Напряжение опоры компаратора задаем с помощью делителя напряжения резисторы R17,R16. Напряжение, подаваемое на делитель, стабилизируется стабилитроном VD1 КС456А.

Параметры

КС456А: U_ст=5.60.56, I_ст.min=1мА, I_ст.max=22.4мА, P_ст=1Вт.

Переменный резистор R17=33кОм позволяет регулировать опорное напряжение от 0.09 В до 5.3 В.

Входной сигнал, поступающий на схему, при коэффициенте передачи интегратора, равном 2, может изменяться в пределах от Umin=0.045 В до Umax= 2.65 В.

Пилообразное напряжение с выхода интегратора амплитудой -0.2 В поступает на дифференциатор, выполненный на двух ОУ DA2, DA4. Амплитуда напряжения на выходе дифференциатора регулируется подбором величины резистора R22 и равна 0.2В.

Номиналы резисторов R19 и R22 должны подбираться с высокой точностью.

На параллельный сумматор DA5 подаются сигналы с выходов интегратора, дифференциатора и входной сигнал. Коэффициенты передачи: для интегратора K₁=1, для дифференциатора К₂=5, для входного сигнала К₃=-3. Данные коэффициенты задаются с помощью отношения резисторов R11, R12, R13 к R14 (см. формулу 1.3.2). Величина резистора R23 определяет амплитуду напряжения на выходе сумматора, и для достижения U_вых=5В она была увеличена в 4.5 раза относительно расчетного значения (R*₁₉=30кОм).

Конденсаторы С6, С7 сглаживают пульсации питающего напряжения.

Подстроечные резисторы R5, R7, R24, R25 позволяют выставить напряжение смещения на выходе ОУ близким к нулю.



Заключение

Проведем расчет основных погрешностей схемы:

Погрешность времени интегрирования:

Абсолютная:

Относительная:

Погрешность интегрирования по амплитуде

Абсолютная:

Относительная:

Уровень шумов выбранного дифференциатора зависит от частоты и значительно снижен по сравнению с обыкновенным дифференциатором. На максимальной частоте U_вых.ш.?3.8мкВ. Поэтому дифференциатор вносит в общую схему незначительную погрешность.

Относительная погрешность сумматора определяется в основном U_см ОУ и составляет не более 5%.

U_см=5мВ; =0.1мкА.

Анализ схемы, изображенной на рисунке (2.3) показал, что она является работоспособной и обеспечивает достаточно точное интегрирование, дифференцирование и суммирование. Интегратор производит многоразовое интегрирование сигнала, так как из-за механизма «сброса» его емкость не заряжается больше некоторой величины. Дифференциатор со сниженным уровнем шумов дифференцирует сигналы лишь с незначительными искажениями. Параллельный сумматор производит как суммирование, так и вычитание входных сигналов.

Достоинства схемы:

1. Постоянный коэффициент передачи на всех частотах.

2. Постоянная амплитуда выходного сигнала на всем диапазоне частот.

3. Снижена ошибка дифференцирования.

Для получения более высокой точности преобразования сигнала на низких частотах рациональнее использовать быстродействующие аналогово цифровые преобразователи (АЦП) и ЭВМ в качестве вычисляющего устройства. Но аналоговая схема во много раз дешевле цифровой. Это ее неоспоримое преимущество.

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1. Миловзоров О.В., Панков И.Г. - Электроника. - М.: «Высшая школа», 2004г. - 288с.

2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. - Электроника. - М.: «Высшая школа», 1991г. - 622с.

3. Прянишников В.А. - Электроника. Полный курс лекций. - СПб.: Корона принт, 2004г. - 415с.

4. Алексенко А.Г., Коломбет Е.А., Стародуб Г.И. - Применение прецизионных аналоговых микросхем. - М.: Радио и связь, 1985г. - 301с.

5. Новиков Ю.Н. - Электротехника и электроника. Теория цепей и сигналов, методы анализа. СПб.: «Питер», 2005г. - 382с.

6. Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник. /Брежнева К.М., . Гантман Е.И., Давыдова Т.И. и др. - М.: Радио и связь, 1981г. - 656с.

7. Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы: Справочник.

/под ред. С.В.Якубовского. - М.: Радио и связь, 1990. - 496с.

8. Усатенко С.Т., Каченюк Т.К., Терехова М.В. - Выполнение электрических схем по ЕСКД. - М.: Издательство стандартов, 1989г. - 326с.