Застосування цифрової антенної решітки в РРС Р-419

ЗАСТОСУВАННЯ ЦИФРОВОЇ АНТЕННОЇ РЕШІТКИ В РРС Р-419

1.Особливості цифрового діаграмоутворення на базі ЦАР

До антенних решіток відносять пристрої, виконані з дискретних елементів, рознесених деяким чином у просторі. Під елементами тут розуміють випромінювачі (антени), збудження яких може бути здійснене з довільним зміщенням по фазі і довільних рівнях стосовно деякого елемента, узятому в якості опорного. Як правило, антенні решітки будують з однотипних, однаково орієнтованих по максимуму випромінювання елементів [ 2 ].

Основною метою побудови антенної решітки військового засобу зв'язку є збільшення спрямованості в порівнянні зі спрямованістю елемента решітки. Задача побудови антеної решітки складаються з раціонального розміщення її елементів у просторі і побудови такої системи їхнього живлення, при якій додержується заданий закон розподілу фаз і інтенсивності порушення і заданий ступінь узгодження з основним живлячим фідером у робочому діапазоні частот. Труднощі створення антенної решітки, як правило, полягають в системі живлення її елементів, що росте разом з числом елементів у решітці. Тому що елементом решітки може бути практично будь-яка антена, то стає очевидним, який різноманітний цей тип антенного пристрою і якими різними можуть бути його конструкції і характеристики.

По способу розміщення елементів у просторі решітки поділяють на лінійні, коли елементи розташовані на одній прямій, плоскі, коли елементи розташовані в одній площині, і об'ємні, коли елементи розташовані в деякому об'ємі. Лінійні і плоскі решітки по способу збудження поділяють на синфазні і не синфазні. Лінійні решітки по напрямку максимального випромінювання поділяють на решітки поперечні, коли максимальне випромінювання збігається з напрямком нормалі до лінії розташування елементів, і подовжні, коли максимальне випромінювання збігається з лінією розташування елементів. Незважаючи на різноманіття і зовнішні відмітні ознаки, всім антенним решіткам властиві закономірності, що виділяють їх серед інших антен.

Великий практичний інтерес представляють антени з керованим положенням головного пелюстка ДН. Керування (сканування) можна здійснити, наприклад, зміщаючи опромінювач лінзи або дзеркала з фокуса, перпендикулярно оптичної осі. При цьому відбувається нахил фронту хвилі, і пелюсток відхиляється у бік відставання фази поля в розкриві антени [ 13 ] .

Хоча такий електромеханічний спосіб сканування широко застосовуються, його можливості обмежені відносно невеликою кутовою швидкістю переміщення пелюстка через механічної інерційності рухливої частини антени (сканера).

На кілька порядків більшу швидкість переміщення можна одержати за допомогою антен з електричним скануванням. У таких антен немає рухливих частин, а зміна фазового розподілу в розкриві антени здійснюється чисто електрично: шляхом зміни струмів або напруг на антенних елементах решітки.

Досвід показав, що електричне сканування зручно здійснювати за допомогою багатоелементних антен (решіток). Антенні решітки (АР) з електрично керованим променем одержали назву антенних решіток з електричним скануванням [ 13 ] .

АР, у яких фазовий розподіл регулюється за допомогою фазообертачів, включених у лінії живлення випромінювачів, називаються решітками з фазовим скануванням, або фазованими антенними решітками (ФАР).

АР, у яких фаза поля (струму) кожного випромінювача може приймати лише кілька дискретних значень, називаються решітками з комутаційним скануванням.

АР, у яких фазовий розподіл регулюється шляхом зміни робочої частоти, називаються решітками з частотним скануванням .

Багатопроменевими АР називають такі решітки, які мають кілька входів, причому фазовий розподіл змінюється при переключенні передавача (або приймача) з одного входу на іншій.

Знаходять застосування також АР з обробкою сигналу. Задані електричні, параметри в таких антенах (ширина ДС, відношення сигнал/перешкода, рівень бічних пелюстків) досягаються шляхом відповідної (наприклад, логічної, кореляційної) обробки сигналів, що надходять від елементів антенної решітки.

Сканування може бути одномірним (положення головного пелюстка змінюється тільки по одній кутовій координаті) і двовимірним (положення головного пелюстка змінюється по обох кутових координатах).

Усе більш значиме місце при розробці сучасних систем зв'язку приділяється технології цифрового діаграмоутворення (ЦДУ), нею займаються практично у всіх технічно розвинутих країнах світу. ЦДУ реалізується за допомогою цифрових антенних решіток, за кордоном також іменованих Smart-антенами.

Під ЦАР розуміється антенна система, що представляє собою сукупність аналого-цифрових каналів із загальним фазовим центром, у якій діаграма спрямованості формуються в цифровому виді, без фазообертачів. Ключова особливість ЦАР - цифрове формування променів діаграми спрямованості (ДС) антени. У задачах зв'язку це дозволяє динамічно оптимізувати зону покриття, що обслуговується, оперативно перенацілюючи цифрові прийомопередаючі промені у залежності від територіального розподілу абонентів. Сузір'я променів, синтезоване, наприклад, по алгоритмах швидкого перетворення Фур'є (ШПФ є по суті, сукупністю просторово-частотних фільтрів, кожний з яких обробляє визначений набір сигналів і придушує інші).

Формування ДС аналогічне звичайним антенам на основі елементарних диполей. Тобто якщо розмістити в ряд кілька елементарних диполів і підвести до них живлення в певній послідовності, то кожен з них буде формувати загальну ДС для всієї антени. Однак враховуючи їх взаємний вплив, біля основної пелюстки будуть формуватися побічні. Щоб цього не відбувалося необхідно мінімізувати їхній взаємний вплив, наприклад, за рахунок збільшення відстані між ними.

Взагалі процес ЦДУ зводиться до виконання ШПФ над відліками комплексних вихідних напруг прийманих каналів, отриманими в один момент часу. При цьому формується віяло просторових характеристик спрямованості, закон зміни яких по куту відомий, тобто необхідно знати кутові координати джерел випромінення (ДВ), несучі частоти яких однакові. Задача визначення напрямку на ДВ за допомогою ЦАР еквівалентна задачі оцінювання спектра сигналу [10]. Алгебраічний підхід до обробки сигналів в ЦАР дозволяє створювати нові алгоритми спектрального оцінювання. В даний час відоме досить велике число зазначених методів (максимальної правдоподібності (Кейпона), лінійного пророкування, максимальної ентропії (Берга), Проні, власних векторів (Писаренко, MUSIC, EV, ESPRIT, мінімальної норми) і ін.). Найбільший інтерес у дослідників останнім часом викликають методи MUSIC (зокрема, ROOT- MUSIC) , ESPRIT і мінімальної норми. Всі методи кутового спектрального оцінювання можна розділити на групи з послідовною і рівнобіжною пеленгацією джерел випромінювання.

У методах першої групи (це методи максимальної правдоподібності і його різновиду, максимальній ентропії, авторегресійний, класифікації множинних сигналів (MUSIC), мінімальної норми) виконується послідовний просторовий аналіз. При їхньому використанні сканування поля чи ДВ здійснюється таким чином, щоб оцінка вихідної величини виходила як безупинна функція кутової координати, при цьому ніяких апріорних допущень про кількість ДВ не робиться, а лише передбачається, найчастіше вони не корельовані. Власне кажучи вони подібні не адаптивним методам, заснованим на застосуванні спрямованих антен. За допомогою цих методів напрямку на ДВ оцінюються по відповідним максимумам вихідної функції, а це має на увазі застосування того чи іншого алгоритму їхнього пошуку. Як вихідну функцію використовується залежність потужності (дисперсії) вихідного сигналу від кутового положення, на яке набудовується система обробки сигналів ЦАР. Оцінка потужності сигналів ДВ виконується по максимумам вихідної величини.

Таким чином, кутові координати ДВ при послідовному огляді простору знаходяться математичним скануванням за допомогою опорного просторового сигналу і наступного відшукування положення максимумів. Головним недоліком цих методів є відносно низький темп сканування. Крім того, пеленгація, заснована на оцінці просторового спектра випромінювань, супроводжується зсувом кутових оцінок при наявності тимчасової кореляції між ДВ в точках прийому. Для усунення цього недоліку необхідно ускладнювати алгоритми обробки вхідних сигналів [12, 13] .

Методи другої групи забезпечують рівнобіжний огляд простору (це методи ROOT-MUSIC, Писаренко, повороту підпростору (ESPRIT) і Проні). Методи ROOT-MUSIC і Писаренко, також як і методи MUSIC і мінімальної норми, засновані на використанні інформації, що міститься в системі власних векторів кореляційної матриці вхідних сигналів, але при цьому відшукуються корені відповідних поліномів, а не спектр потужності. У них передбачається, що число М ДВ менше числа N приймалень каналів і що матриця адитивного шуму має форму D_шI, де D_ш -- дисперсія шуму, а І -- одинична матриця. При цьому підпростір джерел розглядається як підпростір, натягнутий на власні вектори, що відповідають М найбільшим власним значенням, тобто як і у випадку відсутності шуму, а ортогональний підпростір, чи підпростір шуму, як натягнуте на інші власні вектори. У методі ESPRIT кутові координати оцінюються за результатами перебування узагальнених власних значень: регулярного пучка з кореляційних матриць. Метод Проні спирається на відшукання коренів полінома, коефіцієнти якого визначаються із системи рівнянь, що зв'язує вхідні дані з експонентною моделлю.

Для пояснення сучасних методів спектрального аналізу спочатку пояснимо використовувані надалі позначення стосовно до плоскої антенної решітки. Нехай сигнал s(t) ДВ поширюється у виді плоскої хвилі напрямку - r₀ зі швидкістю с , де r₀ -- одиничний вектор, що визначає напрямок на ДВ (рис. 4.1). Цей сигнал сприймається АР з N елементів, показаних на малюнку крапками. Передбачається, що сигнал s(t) є вузькосмуговим у просторово-тимчасовому змісті. Це означає, що інтервал кореляції комплексної огинаючої сигналу (для сигналів без внутрішньоімпульсної модуляції -- тривалість імпульсу) істотно перевищує часовий інтервал між моментами приходу сигналу в найбільш рознесені точки апертури прийомної антени. Дане припущення дозволяє розділити просторово-часову обробку сигналів на просторову і часову, виконувані в довільному порядку.

Сигнал, вимірюваний у просторовій точці r_n розташування n-го антенного елемента, визначається формулою [10]:

(1)

де адитивний шум,

r_n r₀ -скалярний добуток векторів r_n і r₀.

Напрямок пеленгації

у

Напрямок розповсюдження

сигналів ДВ

AE_n r_n r r₀

0 x

Рис. 4.1. Напрямки векторів плоскої антенної решітки

Передбачається, що співвідношення розмірів АР і відстань до ДВ така, що фазовий фронт приходячої хвилі можна вважати плоским. Початок координат може бути обрано довільним, наприклад у центрі АР. У випадку лінійної еквидистантної АР:

(2)

де -- кут між напрямком поширення сигналу ДВ і нормаллю до АР,

d-- відстань між антенними елементами (АЕ),

n -- порядковий номер АЕ.

Для оцінювання кутового положення ДВ вихідні сигнали АЕ піддаються деякому перетворенню, яке можна представити в матричному виді. Для цього визначають вектор-стовпець х розмірністю N, що складається з тимчасових перетворень Фур'є вихідних сигналів АЕ, і вводять вектор стовпець А, названий вектором пеленгаційного напрямку (керуючим вектором), елементи а_n якого рівні:

, (3)

де -- вагові коефіцієнти (ВК) ,

r -- одиничний вектор, що характеризує пеленгуємий напрямок (напрямок спостереження).

Перетворений сигнал у(f,r)=А^нх, де через А^н позначений вектор, який сполучений і транспонований стосовно вектора А, являє собою скалярний добуток комплексних векторів. При звичайній обробці сигналів в АР відбувається формування діаграми спрямованості (ДС) шляхом підсумовування вихідних сигналів X_n АЕ з вагами w_n і затримками . У процесі утворення ДС затримки сигналів підбираються таким чином, щоб одержати істотне збільшення сигналу, що поширюється з напрямку -- r₀. Якщо для компенсації запізнювання у кожному n-m АЕ затримка вихідного сигналу підібрана ідеально точно, де максимум ДС буде спрямований на ДВ. Вектор х визначається виразом:

,(4)

де --вектор шуму,

-- вектор, що характеризує сигнал у вигляді плоскої хвилі з компонентами

,

Р_s -- потужність сигналу.

Потужність результуючого сигналу, коли досліджуваний напрямок задається вектором г, а сигнал приходить з напрямку -r₀, виражається у вигляді:

, (5)

де R= <ххⁿ> -- просторова кореляційна матриця вихідних сигналів

елементів АР. Символ <*> позначає операцію взяття математичного очікування. При рівності ВК одиниці приходимо до так званої спектральної оцінки Бартлетта. У цьому випадку вектор A=F₀, де F₀ -- опорний (керуючий) вектор, що характеризує ідеальну плоску хвилю в точках розташування АЕ, що поширюється в напрямку вектора візування r:

. (6)

Зокрема, для лінійної АР г можна трактувати як вектор, що збігається з віссю ДС АР і розташований під кутом 0 по відношенню до лінії, проведеної перпендикулярно розкриву АР. Для лінійної зквидистантної АР:

. (7)

Оцінка Бартлетта, представлена у вигляді:

, (8)

характеризує потужність результуючого сигналу, що поширюється з напрямку вектора r₀ при збігу максимуму ДС антени з напрямком вектора r.

Для порівняльної оцінки методів спектрального оцінювання використовуються три показники [10].

Перший показник -- здатність АР виявляти наявність сигналів двох ДВ рівної потужності, розташованих у близьких напрямках. Слід зазначити, що методи спектрального аналізу дозволяють одержувати більш високий дозвіл, чим при звичайному способі формування ДС.

Другим показником є ступінь зсуву оцінки, оскільки положення спектральних максимумів, що дозволяються, не обов'язково відповідають дійсним напрямкам на ДВ.

Зазначені два показники можуть виявитися суперечливими: гарний дозвіл найчастіше досягається за рахунок появи зміщення оцінки.

Третій показник -- варіабельність оцінки, тобто область кутових координат, в межах якої положення спектрального максимуму, що характеризує напрямок на ДВ, може змінюватись під дією шумових факторів.

2. Аналіз впливу дестабілізуючих факторів на обробку сигналів в системах зв'язку з цифровим діаграмоутворенним

На будь-яку систему зв'язку діє ряд дестабілізуючих факторів різного роду походження. В залежності від того як дана система на них реагує, а точніше як вони впливають на неї, визначаються її переваги та недоліки. З'ясувати ступінь впливу основних дестабілізуючих факторів можна лише проаналізувавши їх, що дає змогу виявити як позитивні, так і негативні сторони їхнього застосування. Для цього аналізу також застосовуються методи спектрального аналізу, зокрема повороту підпростору [11].

Розглянемо метод повороту підпростору. Даний метод, позначений для стислості як ESPRIT, дозволяє оцінювати параметри сигналу методами інваріантості щодо поворотів [14]. Він базується на перебуванні основного кута повороту загальних підпросторів, зв'язаних із решітками з попарно погоджених і однаково спрямованих приймальних АЕ. Цей метод дозволяє оцінювати геометрію АР, потужність джерел і оптимальний ваговий вектор для одержання оцінки сигналу. Однак, оскільки для методу ESPRIT залишаються в силі обмеження, зв'язані з плоскими хвильовими фронтами і з попарною погодженістю й односпрямованістю АЕ, він не є цілком загальним методом.

Розглянемо АР довільної геометрії, що складає з N погоджених диполів, елементи яких об'єднані в двох подрешітках х і у. При цьому один з АЕ кожного диполя належить першій підрешітці х, а другий АЕ -- другій підрешітці, АЕ в диполі повинні бути ідентичні і зрушені відносно один одного на ту ж саму відстань у всіх диполях АР. Необхідно, щоб напрямки зрушень у всіх диполях були рівнобіжні. Таким чином, можна вважати, що друга підрешітка виходить з першої шляхом рівнобіжного зрушення її елементів на ту саму відстань. Що стосується характеристик АЕ, наприклад ДС елемента, коефіцієнта підсилення, фази і т.д., то вони для кожного диполя можуть бути довільними, оскільки елементи попарно ідентичні.

Нехай мається М<N вузькоссмугових стаціонарних сигналів ДВ з нульовими середніми значеннями і з центральною частотою щ₀. Припустимо, що ДВ розташовані досить далеко від АР, при цьому хвильові фронти можна вважати плоскими. На всі 2N датчика (АЕ) впливає адитивний шум, що по припущенню являє собою стаціонарний випадковий процес з нульовим середнім без взаємної кореляції від одного датчика до іншого. Прийняті сигнали від n-го диполя (при угрупованні елементів у виді підрішіток х і у) визначаються співвідношеннями [11] :

, (9)

, (10)

де S_m(t) -- сигнал m-го хвильового фронту, прийнятий першим елементом підрешітки х,

_m -- напрямку приходу сигналу m-го джерела щодо напрямку рівнобіжного зрушення,

f_mn -- відгук n-го АЕ кожної підрешітки, обумовлений щодо його відгуку в АЕ1 тієї ж підрешітки при впливі одиночного хвильового фронту під кутом _т,

-- величина зрушення між обома підґратами,

с -- швидкість поширення радіохвиль,

і -- адитивні шуми на АЕ n-го диполя відповідно підрешіток х і у

у векторно-матричному записі ці співвідношення приймають вигляд:

,

,

де - аналогічно визначаємі вектори, S(t) -- М-компонентний вектор сигналів, що спостерігаються в першому АЕ підрешітки х,

(11)

-- діагональна матриця розміром М*М фазових затримок хвильових фронтів,

F -- матриця напрямків розміром N*М, стовпці F_т якої є векторами напрямків сигналів для впливаючих М хвильових фронтів.

Відзначимо, що Ф -- унітарна матриця (у комплексному полі це усього лише оператор масштабу), ; зв^?язуюча результати вимірів у підрешіток х, у і називається тому оператором повороту. Автокореляційна матриця для підрешітки х визначається виразом:

, (12)

де Р= <S(t)S^н(t)> -- кореляційна матриця розміром М*М з елементами Р_ij= <[S_iS_j]>, характеризуюча потужності сигналів, що приходять від різних ДВ; D_ш-- дисперсія адитивного дискретного білого шуму, що присутній у всіх АЕ.

Аналогічно взаємна кореляція між ґратами х и у визначається матрицею:

. (13)

Оцінювання напрямку приходу методом повороту підпросторів складається в перебуванні матриці Ф (11) по оціненим ковариациях R_xx (12) і R_xy (13) у рамках єдиної обчислювальної процедури.

Розглянутий метод узагальнений також на випадки корельованого шуму, цілком когерентних хвильових фронтів і деякі інші більш загальні варіанти моделей вимірів [4]. Слідує відзначити, що через помилки при оцінюванні по кінцевих даним і погрішностях при наступних обчисленнях з кінцевою точністю твердження про власні значення не будуть цілком справедливі.

3. Переваги технології цифрового діаграмоутворення в зв?язк

Внаслідок застосування технології ЦДУ створюються передумови для ефективного розв'язання таких задач [14]:

- поліпшення відношення сигнал-завада завдяки формуванню глибоких "нулів" ДС в напрямках завад, у тому числі від сусідніх бортових і наземних радіотехнічних систем;

-інтеграція до єдиної інформаційної системи різних за функціональним призначенням підсистем (наприклад, радіонавігації, радіозв'язку);

-придушення завад що виникають при багатопроменевому поширенні радіохвиль;

-підвищення інтенсивності корисних сигналів шляхом фокусування максимумів ДС у напрямках рухливих ДВ;

- розв'язання проблеми електромагнітної сумісності.

Нові підходи при діаграмоутворенні антених систем РРС у сполученні з повномірною цифровою обробкою сигналів забезпечують цілий ряд переваг.

Цифрове формування високоідентичних частотних фільтрів на виході прийомних пристроїв забезпечує глибоку компенсацію широкосмугових завадових сигналів. У сполученні з розширенням динамічного діапазону при нагромадженні в процесі просторово-тимчасової обробки це забезпечує недосяжну раніше перешкодозахищеність РРС.

При виконанні прийомопередаючих модулів ЦАР із програмно-конфігуруємої архітектурою повною мірою може бути реалізований принцип інтегрованої апертури [14]. У це поняття входить об'єднання антенних систем і ВЧ-блоків всіх типів бортових радіотехнічних засобів у єдину структуру з мінімізацією одиниць апаратури, а також побічних радіовипромінювань.На рисунку 4.2 зображено типову схему приймально-передаючого сегменту ЦАР. На борті бойових засобів мова йде про інтеграцію систем радіолокації, радіо- і супутникової навігації, радіотехнічної розвідки, радіозв'язку, радіопротидії (постановки перешкод) і визначення держналежності.

Рис. 4.2. Приймально-передаючий сегмент ЦАР

Ключова особливість ЦАР - цифрове формування променів (ДС) антени. У задачах зв'язку це дозволяє динамічно оптимізувати зону покриття, що обслуговується, оперативно перенацілюючи цифрові прийомопередаючі промені у залежності від територіального розподілу абонентів. Сузір'я променів, синтезоване, тобто, по суті, являє сукупність просторово-частотних фільтрів, кожний з яких селектує строго визначений набір сигналів і придушує інші, сприймані як завадові.

Технологія ЦДУ істотно поліпшує якість зв'язку в умовах багатопроменевого поширення радіохвиль, а також різко підвищує перешкодозахищеність системи при інтенсивному радіопротидії. Це пояснюється тим, що характеристики цифрових фільтрів в антенних каналах практично ідентичні.

Розкид же характеристик фільтрів приводить до того, що при виникненні випадкової перешкоди в кожному з каналів з'являється мультиплікативний завадовий сигнал, пропорційний добуткові амплітуди перешкоди на відхилення характеристик вхідного фільтра від номінального значення. Мультиплікативної ж перешкоди, що виявляються як завмирання сигналу, набагато неприємніше адитивних. Дійсно, від адитивного шуму, однакового в кожнім з каналів, можна позбутися, ідентифікуючи його як загальну складового сигналу у всіх каналах і віднімаючи його із сигнальної суміші. Мультиплікативний же завадовий сигнал компенсувати неможливо. Однак завдяки ЦДУ мультиплікативні перешкоди вдається мінімізувати.

Крім того, ЦДУ сприяє і збільшенню динамічного діапазону прийомних антен. Дійсно, при синфазному додаванні сигналів у кожнім з каналів антеною ґрати в процесі ЦДУ дисперсія (середня потужність) шуму росте пропорційно числу каналів антеної решітки К, а потужність сигналу пропорційна квадратові амплітуди. Отже, відношення сигнал/шум після ЦДУ зросте в Е раз, що підвищує чутливість системи, а виходить, і динамічний діапазон (відношення амплітуди максимального сигналу до мінімального). У результаті "нулі" ДС у напрямках джерел перешкод формуються без «запливань» провалів, звичайних при недостатньому динамічному діапазоні прийомного модуля. У ФАР якість придушення перешкод обмежено неідентичністю фазообертачів і малою розрядністю їхніх схем керування (звичайно 5-7 розрядів), тоді як у ЦАР уже використовуються 14-розрядні АЦП. Численні експерименти підтверджують можливість придушення активної шумової перешкоди в 8-елементної ЦАР більш ніж за 30 дБ не тільки по бічних пелюстках, але й у головному промені ДС при ередньоквадратичному відхиленні коефіцієнтів підсилення аналогових прийомних каналів 0,5 дБ і величині фазових помилок не більш 3° [ 1 ].

Висновок

1. Проведений аналіз технології цифрового діаграмоутворення ЦАР.

2. Розглянуті основні методи побудови та реалізації ЦАР:

- метод максимальної правдоподібності ;

- метод лінійного пророкування, лінйної ентропії;

- метод власних векторів MUSIC, EV, ESPRIT.

3. Показано ряд переваг та ефективність розв'язання певних задач за допомогою технології цифрового діаграмоутворення :

- поліпшення відношення сигнал-завада завдяки формуванню глибоких "нулів" ДС в напрямках завад, у тому числі від сусідніх бортових і наземних радіотехнічних систем;

-інтеграція до єдиної інформаційної системи різних за функціональним призначенням підсистем (наприклад, радіонавігації, радіозв'язку);

-придушення завад що виникають при багатопроменевому поширенні радіохвиль;

-підвищення інтенсивності корисних сигналів шляхом фокусування максимумів ДС у напрямках рухливих ДВ;

- розв'язання проблеми електромагнітної сумісності.