Цифровий прилад для повірки фазометрів

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ

Вінницький національний технічний університет

Інститут автоматики, електроніки та комп'ютерних систем управління

Кафедра МПА

ЦИФРОВИЙ ПРИЛАД ДЛЯ ПОВІРКИ ФАЗОМЕТРІВ

Пояснювальна записка

з дисципліни “Проектування випробувального обладнання та його метрологічна атестація”

до курсової роботи за спеціальністю

“Метрологія та вимірювальна техніка”

08.03.ОМВТ. . .000 ПЗ

Вінниця ВНТУ - 2007

АНОТАЦІЯ

В даній курсовій роботі розроблено мікропроцесорний прилад для повірки фазометрів, наведено структурну та електричну принципову схеми, розрахунок елементів електричної принципової схеми та порівняльна характеристика приладів, що забезпечують зсув фаз.

1 ПОРІВНЯЛЬНА ХАРАКТЕРИСТИКА ВАРІАНТІВ РЕАЛІЗАЦІЇ ПРИЛАДІВ, ЗАБЕЗПЕЧУЮЧИХ ЗСУВ ФАЗИ

У відповідності до завдання нам потрібно розробити мікропроцесорний прилад для повірки фазометрів. Завдання зводиться до реалізації генератора синусоїдальної напруги з керованою частотою, фазозсуваючого кола з можливістю керування різницею фаз та елементів, з допомогою яких можна було б керувати даними функціональними елементами у відповідності до введених даних і відображати ці дані.

Зсувом фаз називається модуль різниці аргументів двох гармонічних сигналів однакової частоти та , тобто різниця початкових фаз (мал. 1.1):

. (1.1)

Зсув фаз є сталою величиною і не залежить від моменту відліку.

Зазвичай через позначають інтервал часу між моментами, коли сигнали знаходяться в однакових фазах, наприклад при переходах через нуль від від'ємних до додатних значень. Тоді зсув фаз , або

, (1.2)

де Т - період гармонічних сигналів.

Зсув фаз з'являється, коли електричний сигнал проходить через коло, в якому він затримується. Коливальні контури, фільтри, фазозсуваючі кола та інші чотириполюсники призводять до зсуву фаз між вхідною та вихідною напругами , де - час затримки в секундах. Підсилювальний каскад звичайного типу вносить зсув фаз, рівний . Багато радіотехнічних пристроїв, таких як радіолокаційні, радіонавігаційні, телевізійні, широкополосні підсилювачі всіх значень, фільтри - характеризуються поряд з іншими параметрами фазочастотною характеристикою , тобто залежністю зсуву фаз від частоти. Фазова модуляція і маніпуляція широко застосовуються в апаратурі телеметрії і зв'язку; вимірювання зсуву фаз в цих пристроях є основною характеристикою як при настойці, так і в експлуатації.

Для вимірювання зсуву фаз використовуються наступні методи: осцилографічний, компенсаційний, перетворення зсуву фаз у імпульси струму та метод дискретного підрахунку.

Фазозсуваючим колом називається пристрій, за допомогою якого в електричне коло вводиться відомий і регульований зсув фаз. Конструкція фазозсуваючого кола залежить від діапазону робочих частот, для якого він призначений.

Існує багато способів реалізації приладу, який забезпечував би вихідний сигнал із регульованим зсувом фаз. Розглянемо кілька таких схем.

Широко поширені калібратори фази рисунок 1.2, принцип дії яких полягає у додаванні двох синусоїдальних напруг, зміщених одна відносно іншої на 90. Діапазон регулювання фазового зміщення при цьому становить 0-90, а його розширення до 360 здійснюється введенням комутатора опорних напруг.

Рисунок 1.2 - Калібратор фази з лінійним перетворенням керуючого коду у зсув фаз.

При регулюванні фазового зміщення в межах 0-90 вихідна напруга калібратора фази формується відповідно до залежності

, (1.3)

де U_вх - амплітуда опорних напруг;

k₁ і k₂ - вагові коефіцієнти.

Амплітуда й фаза вихідної напруги пов'язані з ваговими коефіцієнтами k₁ і k₂ співвідношеннями

, (1.4)

. (1.5)

Калібратори фази, що керуються цифровим кодом, повинні забезпечувати лінійне перетворення керуючого коду у фазове зміщення вихідної напруги. Крім того, у більшості практичних випадків необхідно забезпечити сталу амплітуду вихідної напруги у всьому діапазоні регулювання фазового зміщення. Для виконання цих вимог вагові коефіцієнти k₁ і k₂ повинні бути пов'язані з керуючим кодом нелінійними залежностями.

У калібраторі фази, структурна схема якого представлена на рисунку. 1.2, вихідна напруга є сумою двох синусоїдальних напруг Us і Uc , зміщених одна відносно одної на 90. Вони формуються із вхідної синусоїдальної напруги Uвх колом каскадно включених цифроаналогових перетворювачів ЦАП1 - ЦАП7 і суматорами, що інвертують, А1 - А4.

Передаточна функція i-го ЦАП виражається лінійною залежністю , де b_i - масштаб перетворення i-го ЦАП;

, (1.6)

,

де N і N_max - поточне й максимальне значення керуючого коду.

Застосовані в калібраторі фази ЦАП мають малий вихідний опір, що допускає їхнє каскадне включення без порушення нормального режиму роботи кожного окремо взятого ЦАП. Тому передаточну функцію n каскадно включених ЦАП з достатнім ступенем точності можна записати у вигляді

. (1.7)

На вхід першого ЦАП, що є входом калібратора фази, із зовнішнього генератора надходить синусоїдальна напруга Uвх . З нього колом каскадно включених ЦАП формуються напруги, амплітуди U_n які пов'язані з керуючим кодом співвідношенням

, (1.8)

де ; .

Напруги Un з виходів ЦАП і вхідна напруга використовуються для формування двох синфазних напруг Us і Uc, причому напруга Uc формується із вхідної напруги й напруг з виходів ЦАП з парними номерами, а вихідні напруги непарних ЦАП використовуються для формування напруги Us. Прийнявши вагові коефіцієнти сумуючих напруг Un і Uвх рівними одиниці й з огляду на додаткове інвертування відповідних напруг суматорами А1 і А3, залежності амплітуди напруг Us і Uc від керуючого коду можна представити у вигляді

U_s U_вх(a₁x a₃x³+a₅x⁵ a₇x⁷) = U_вхk₂; (1.9)

U_c U_вх(1 a₂x²+a₄x⁴ a₆x⁶) = U_вхk₁.

Таким чином, амплітуди напруг Us і Uc пов'язані з амплітудою синусоїдальної напруги Uвх, що надходить на вхід калібратора фази, коефіцієнтами k₁ і k₂, які у свою чергу мають нелінійну залежність від керуючого коду.

k₁ = 1 a₂x²+a₄x⁴ a₆x⁶; (1.10)

k₂ = a₁x a₃x³+a₅x⁵ a₇x⁷.

Щоб одержати фазове зміщення 90 між напругами Us і Uc, одна з них, Us , подається на вхід фазозсуваючого кола ФВ, у результаті чого на входи суматора А5 надходять напруги U_c і jU_s. Вихідна напруга суматора А5, що є вихідною напругою калібратора фази, описується співвідношенням 1.3.

Фаза визначається керуючим кодом, а амплітуда вихідної напруги залежить тільки від амплітуди вхідної напруги U_вх (у розглянутому випадку U_вых=U_вх).

Різниця між розрахунковими й заданими значеннями фази й амплітуди вихідної напруги буде малою, якщо точно моделюються функціональні залежності cosx і sinx.

Функції cosx і sinx можуть бути представлені у вигляді суми стандартного ряду, причому тим точніше, чим більше членів стандартного ряду при цьому використовується й чим менший діапазон зміни аргументу x. Коли задані числа членів ряду й діапазон зміни змінної x, задача мінімізації похибки моделювання зводиться до точного обчислення коефіцієнтів при членах ряду, що підсумовуються.

Методична фазова похибка і нестабільність амплітуди вихідної напруги визначаються співвідношеннями

, (1.11)

.

У схемах фазового автопідстроювання часто використовується генератор сигналу, фаза якого могла б регулюватися незалежно від інших параметрів. Пропонується схема (Рисунок 1.3), що складається з таймера типу 555 і декількох дискретних компонентів, яка представляє собою генератор імпульсів з незалежним і плавним регулюванням фази в межах від 0 до 180°.

Рисунок 1.3 - Структурна схема генератора з регульованим зсувом фази.

Таймер із транзистором і конденсатором виступає в ролі генератора 1, який генерує пилкоподібний сигнал, максимальними значеннями якого є напруги Uж/3 і 2Uж/3. Кожному періоду пилкоподібного сигналу відповідає короткий імпульс на виході таймера. Цей імпульс перемикає тригер 2, що генерує опорний сигнал Q1. Сигнал з виходу компаратора 3, що порівнює пилкоподібний сигнал з опорною напругою на керуючому елементі змінного резистора R, перемикає тригер 4, що генерує імпульси Q2, зміщені по фазі щодо опорних.

Це зміщення фази лінійно залежить від опорної напруги на неінвертуючому вході компаратора 3, і положення движка R може бути відкаліброване в одиницях вимірювання фази, причому напрузі Uж/3 відповідає 0°, a 2Uж/3-180 . Оскільки тригер має два виходи, тому від схеми можна одержати сигнал як з випередженням по фазі, так і з запізненням щодо опорного.

2 ОБГРУНТУВАННЯ І РОЗРОБКА ЕЛЕКТРИЧНОЇ СТРУКТУРНОЇ СХЕМИ ПРИЛАДУ

У варіантах реалізації приладу, розглянутих у 1 розділі немає можливості задавати частоту вихідного сигналу, а тільки амплітуду, що не задовольняє умови поставленої задачі. Тому запропонуємо наступну схему приладу, яка задовольнятиме поставлені умови.

Структурна схема приладу представлена на Рисунку 2.1.

Рисунок 2.1 - Структурна схема мікропроцесорного приладу для повірки фазометрів.

Даний прилад складається з мікроконтролера MCU, який забезпечує введення даних з клавіатури Keyboard та висвітлення на світлодіодному індикаторі HG. Далі введені дані обробляються і мікроконтролер задає потрібне значення частоти вихідного сигналу, який в свою генерується генератором синусоїдального сигналу та введене значення кута зсуву фази, яке забезпечує фазозсуваюче коло. Таким чином реалізується два вихідних сигнали із заданою частотою, зсунуті між собою по фазі на заданий кут. Прилад дає можливість регулювати частоту вихідного сигналу від 0 Гц до 100 Гц та кут зсуву фази від до . Дані вводяться зі зручної цифрової клавіатури та одразу відображаються індикатором, що забезпечує зручність роботи з приладом та високу швидкість одержання потрібних даних.

3 ОБГРУНТУВАННЯ І РОЗРОБКА ЕЛЕКТРИЧНОЇ ПРИНЦИПОВОЇ СХЕМИ ПРИЛАДУ

Так як ми вже визначились зі структурною схемою приладу, то потрібно розробити електричну принципову. Спочатку визначимось з усіма складовими окремо.

В якості мікроконтролера, як основного керуючого елемента виберемо змішано-сигнальний мікроконтролер MSP430F155 із сімейства MSP430 фірми Texas Instruments.

Серія фірми Texas Instruments MSP430 - сімейство мікроконтролерів з наднизьким споживанням енергії, що складаються з декількох пристроїв з різною конфігурацією периферійних модулів для різної області застосування. Мікроконтролер розроблений для застосування у автономних батарейних системах для продовження строку їхньої служби. За рахунок 16-розрядної RISC архітектури, 16-розрядних регістрів інтегрованих у ЦПУ й стабільності генератора MSP430 досягає максимальної ефективності коду. Генератор із цифровим керуванням забезпечує швидкий вихід з економічних режимів за час не більше 6 мкс.

У серії мікроконтролерів MSP430x15x/16х/161x входять наступні пристрої: два 16-розрядних таймери, швидкодіючий 12-розрядний аналогово-цифровий перетворювач, здвоєний 12- розрядний ЦАП, один або два універсальних послідовних синхронно-асинхронних комунікаційних інтерфейси (USART), I2C, DMA, 48 ліній вводу-виводу. Як додаток до всього мікроконтролери сімейства MSP430x161x мають розширену систему адресації ОЗУ, що дозволяє використовувати його в системах, що інтенсивно працюють із пам'яттю й потребують великого С- стека.

До типової області застосування ставляться контролюючі системи, які фіксують аналогові сигнали, перетворюють їх у цифровий код і після обробки відображають на панелі ЖКІ або передають головній системі. Наявність таймерів робить ідеальним застосування даних пристроїв для промислового керування: лічильники імпульсів, цифрове керування електродвигунами, електротехнічні вимірювання, ручні вимірювальні інструменти і т.д.

Відмінні риси сімейства мікроконтролерів MSP430:

1. Низька напруга живлення: 1.8 В ...3.6В;

2. Дуже мала споживаюча потужність:

- Активний режим : 280 мкА (1Мгц, 2.2В);

- Очікуючий режим : 1.1 мкА;

- Режим відключення (підтримка ОЗУ): 0.1 мкА;

3. П'ять режимів зниження енергоспоживання;

4. Вихід із очікуючого режиму за 6 мкс;

5. 16-розрядна RISC-архітектура, час виконання інструкції 125 нс;

6. 12-розрядний АЦП із убудованим джерелом опорної напруги, пристроєм вибірки-зберігання й функцією автоматичного перетворення;

7. Здвоєний синхронний 12- розрядний ЦАП;

8. 16-розрядний таймер із трьома регістрами захвату фронтів/порівняння: Timer A ;

9. 16-розрядний таймер із трьома або сімома регістрами захвату фронтів/порівняння з мертвою зоною: Timer B;

10. Вбудований компаратор;

11. Послідовний комунікаційний інтерфейс (USART1), що працює в режимі асинхронного UART або синхронного SPI;

12. Послідовний комунікаційний інтерфейс (USART1), що працює в режимі асинхронного UART або синхронного SPI або I2C;

13. Супервізор напруги живлення із програмуючим порогом;

14. Броунівський детектор;

15. Вбудований послідовний внутртрішньосхемний програматор, не потрібна додаткова напруга для програмування, програмувальні біти захисту програми ;

16. Вбудований завантажувач.

MSP430F155 має 16кб+256 байт флеш-пам'яті, 512байт ОЗУ, доступний в 64- контактному QFP корпусі.

Введення даних в мікроконтролер буде проводитись із клавіатури. Реалізуємо клавіатуру з використанням дискретних входів мікроконтролера, вона буде включати 14 кнопок. Це будуть кнопки “0”-“9” для введення чисельної інформації, кнопки Enter і Escape для підтвердження або відміни введених даних та кнопки ” f ” та “ ” для вибору фізичної величини, значення якої потрібно ввести, це відповідно частота в герцах та кут зсуву фази в градусах.

Принцип роботи клавіатури полягає в наступному. Коли кнопки S1 - S14 знаходяться в розімкненому стані, то на відповідні дискретні входи РХ1 - РХ14 мікроконтролера подається рівень логічної одиниці від джерела живлення через резистори R1 - R14. Відповідно на цих входах присутній рівень логічної одиниці. При натисканні на одну із кнопок відповідний дискретний вхід з'єднується з землею і на нього подається рівень логічного нуля. Перевагами такої реалізації клавіатури є простота апаратної та програмної реалізації. Недоліком такої клавіатури є складності у використанні великої кількості кнопок, внаслідок необхідності використання мікроконтролера з великою кількістю дискретних входів та збільшення часу на опитування клавіатури. Ці недоліки компенсуються при використанні мікроконтролера MSP430F155, тому що він містить достатню кількість дискретних входів та характеризується високою швидкодією.

Виведення даних користувачеві буде реалізовано за допомогою світлодіодних семи сегментних індикаторів. Використаємо три індикатори, які будуть виводити числові значення частоти від 1 до 100 Гц та кута зсуву фази від до . Числові значення будуть відображатись під час введення їх з клавіатури, щоб користувач міг бачити дані, які він задає та перевіряти і корегувати себе під час введення.

При реалізації виведення даних використаємо статичну індикацію. Схемотехнічна її реалізація зображена на рисунку 3.1.

Рисунок 3.1 - Схемотехнічна реалізація статичної індикації.

Принцип дії полягає у безпосередньому керуванні індикатором байтом, який записується у паралельний порт введення-виведення. Для одного семисегментного індикатора потрібен окремий порт введення-виведення. Якщо на виході порту знаходиться рівень логічної одиниці то струм через відповідний світлодіод не протікає і світлодіод відповідно не світиться. Коли на виході порту присутній рівень логічного нуля то через світлодіод починає протікати струм і відповідний сегмент починає світитися. Записуючи в порт відповідний код можна вивести на індикатор необхідний символ. Такий тип індикації дуже мало використовує ресурси процесора, але є необхідність використання стільки портів, скільки індикаторів під'єднується і присутнє велике енергоспоживання при такому включенні.

Далі реалізуємо генератор синусоїдального сигналу з регульованою частотою. Генератор вимірювальні сигналів в загальному являє собою джерело, яке подає на вихід сигнал визначеної форми, частота і вихідна амплітуда яких встановлені в певних межах. Вимірювальні сигнали призначені для імітації сигналів, які надходять на вхід досліджуваного приладу, і живлення вимірювальних схем та приладів. Генератори вимірювальних сигналів повинні забезпечувати можливість одержання сигналу від сотих герца до десятків гігагерц при напрузі від десятих мікровольта до десятків вольт. Різноманітні вимоги пред'являються і до форми сигналу, видів модуляції і похибок. Тому існує багато видів генераторів вимірювальних сигналів, які задовольняють вимоги вимірювальної техніки в народному господарстві, наукових дослідженнях і учбових процесах.

Генератори вимірювальних сигналів класифікуються по формі сигналів на такі види: генератори синусоїдних сигналів, імпульсів, шумових сигналів, сигналів спеціальної форми і генератори коливальної частоти. По діапазону частот - генератори сигналів інфранизьких частот (0,001 Гц - сотні кілогерц), низьких частот (20 Гц - 200 кГц), високих частот (30 кГц - 50 МГц), надвисоких частот (300 МГц - 10 ГГц і більше). Така класифікація обумовлена особливостями конструктивних рішень коливальних кіл і електронних приладів, які працюють в заданому діапазоні частот.

Основними метрологічними характеристиками генераторів синусоїдних сигналів є: похибка установки частоти; нестабільність частоти; похибка вихідного рівня сигналу; максимальна вихідна потужність сигналу; параметри вихідного сигналу при модуляції.

Для розроблюваного приладу виберемо RC-генератор низьких частот на операційному підсилювачі з використанням моста Вінна. Такі генератори широко використовуються завдячуючи простоті реалізації та стабільним метрологічним характеристикам.

Рисунок 3.3 - Схема моста Вінна.

Рисунок 3.4 - Схема RC - генератора.

При побудові такого генератора як підсилювальну ланку зазвичай використовують підсилювачі постійного струму в інтегральному виконанні, зокрема операційні підсилювачі, а як ланку частково залежного зворотнього зв'язку найбільше поширення одержала схема моста Вінна (рисунок 3.3). При цьому ланку зворотнього зв'язку включають між виходом і неінвертуючим входом ОП. В якості ОП виберемо мікросхему ДО140УД12.

Реалізуємо схему фазозсуваючого кола. В якості фазозсуваючого кола виберемо низькочастотний RC - фазозсувач (рисунок 3.5), який представляє собою неврівноважений чотириполюсник.

Рисунок 3.5 - Схема фазозсуваючого кола.

Для забезпечення роботи приладу необхідно гарантувати стабільне живлення всіх елементів. Для цього використаємо схему джерела живлення з використанням лінійного стабілізатора напруги МС7803 зображену на рисунку 3.6.

У схемі використовується лінійний стабілізатор напруги МС7803, на виході якого підтримується стале значення напруги 3 В. Ця напруга і використовується для живлення схеми приладу. У схемі використовуються також три електролітичні конденсатори С1, С3 та С5 ємністю 220 мкФ, призначені для того, щоб не пропускати низькочастотні складові у сигнальні кола, та три керамічних конденсатори С2, С4 та С6 ємністю 0,1 мкФ - для усунення високочастотних завад.

Рисунок 3.6 - Схема джерела живлення

Електрична принципова схема мікропроцесорного приладу повірки фазометрів наведена у графічній частині.

4 ЕЛЕКТРИЧНИЙ РОЗРАХУНОК ЕЛЕМЕНТІВ ЕЛЕКТРИЧНОЇ ПРИНЦИПОВОЇ СХЕМИ

Розрахуємо спочатку елементи клавіатури. В клавіатурі використовуються резистори R1, R3, R4, R5, R8, R10, R12, R15, R16, R18, R20, R21, R22, відповідно до графічної схеми, одного номіналу опору, тому що вони живляться від одного джерела живлення (Uж=3 В) і підключаються до дискретних входів мікроконтролера, номінальний струм якого у робочому режимі 280 мкА. Розрахуємо опір:

Ом.

Приймаємо R=11 кОм.

Тепер розрахуємо елементи індикації. В індикації ми використовуємо три світлодіодних семисегментних індикатора типу SA52-11 фірми Kingbriht з підвищеною яскравістю свічення та номінальним струмом на сегмент до 10 мА. Струмозадаючі резистори R24 - R47 тоді розраховуються :

Ом.

Приймаємо R=300 Ом.

Розрахуємо генератор синусоїдальної напруги. Відповідно до рисунка 3.6 елементи R_ос і R_о призначені для одержання необхідного коефіцієнту підсилення підсилювальної ланки. Оскільки на частоті генерації f_o коефіцієнт передачі ланки частково-залежного зворотного зв'язку типу моста Вінна x = 1/3, самозбудження генератора можливо при K_U >3. Відповідно до виразу 4.1

, (4.1)

де K_Uн коефіцієнт підсилення неінвертуючого підсилювача, це буде відповідно .

Частота генерації в схемі дорівнює квазірезонансній частоті частотно-залежного кола, обумовленої співвідношенням

, (4.2)

де й .

Необхідна амплітуда коливань досягається корегуванням опору R_о або R_ос у процесі настройки схеми.

Виходячи з вищесказаного розрахуємо R і C:

. (4.3)

Для максимальної частоти 100 Гц відповідно до завдання:

, звідси , .

А для забезпечення мінімальної частоти 1 Гц :

, звідси , .

Зі співвідношення виберемо .

Для забезпечення керування частотою використаємо світлодіод GaPH фірми G-Nor та фоторезистор ФР1-3(на електричній принциповій схемі VD5 та R9 відповідно). В мікроконтролері MSP430F155 є встроєний подвійний ЦАП, за допомогою якого буде здійснюватись регулювання напругою живлення світлодіода, тим самим буде змінюватись його яскравість, що призведе до зміни опору фото резистора. Характеристики світлодіода: пряма напруга 2,1 В, номінальний струм 10 мА, довжина світлової хвилі 700 нм, тоді опір струмозадаючого резистора:

Ом, вибираємо 100 Ом.

Розрахуємо елементи фазозсуваючого кола. Відповідно до рисунка 3.7 R1 виберемо 1кОм, а R2 - 2кОм. Зсув фази виражається формулою

(4.4)

Тоді задамо С=2 мкФ, а регулювання кутом зсуву буде здійснюватись за допомогою світлодіода та фоторезистора (на схемі VD6 таR17 відповідно), так само як і регулювання частотою генератора. Струмозадаючий резистор світло діода буде того ж номіналу, тобто 100 Ом.

Похибка приладу складається з похибки задання фазового зсуву та похибки задання частоти