Полевые транзисторы с управляющим р-п переходом

БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ИНФОРМАТИКИ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ

КАФЕДРА РЭС

РЕФЕРАТ

НА ТЕМУ:

«Полевые транзисторы с управляющим р-п переходом»

МИНСК, 2009

Интегральные микросхемы на основе одних только полевых транзисторов с управляющим р-п переходом в настоящее время не выпускаются. В последнее десятилетие такие транзисторы стали одним из основных элементов полупроводниковых микросхем, использующихся в сочетании с биполярными транзисторами в одном кристалле.

На рис. 1 показана конструкция полевого транзистора с управляющим р-п переходом (ПТУП) и каналом р-типа, совместимая с технологией изготовления микросхем на биполярных транзисторах п ⁺ -р-п-типа.

На рис. 2, а показана структура полевого транзистора с управляющим р-п переходом и каналом р-типа, совместимая с п⁺-р-п-биполярной технологией. Области канала р-типа и высоколегированные области п⁺ и р⁺, являющиеся электродами полевого транзистора, получены диффузией примесей. Участок управляемой проводимости или канал, находящийся между истоком и стоком, располагается под областью затвора. Подложку рассматривают как самостоятельный электрод.

В структуре ПТУП и каналом л-типа можно указать следующие переходы: затвор--исток ЗИ, затвор--сток ЗС, подложка--исток ПИ, подложка--сток ПС. Все эти переходы при работе полевого транзистора должны быть смещены в обратном направлении, откуда следует, что напряжение на затворе относительно истока должно быть отрицательным, а напряжение на стоке относительно истока -- положительным.

В дискретных ПТУП подложка, как правило, технологически соединяется с верхним низкоомным затвором, а в интегральных полупроводниковых схемах -- с точкой, имеющей наименьший потенциал, поскольку является общей частью и для остальной схемы.

Для полевого транзистора с управляющим р-п переходом и каналом р-типа знаки напряжений на внешних электродах необходимо заменить на противоположные, а подложку соединить с точкой с наибольшим потенциалом. Наличие разнополярных напряжений -- существенный недостаток схем, выполненных с применением ПТУП.

Принцип действия полевого транзистора с управляющим р-п переходом и каналом n-типа поясняет рис. 2. Поскольку потенциалы на электродах транзистора измеряются относительно истока, будем считать его заземленным. При нулевых напряжениях на затворе и стоке ток через канал не проходит. Толщины обедненных слоев (областей пространственных зарядов) в этом случае минимальны и определяются контактной разностью потенциалов между р- и n-областями. Если на затвор транзистора подается отрицательное напряжение, то обедненный слой проникает в глубь канала, сужая сечение той его части, в которой находятся свободные (подвижные) носители заряда. И хотя физические размеры структуры остаются неизменными, сечение проводящей части канала регулируется напряжением, приложенным к затвору. Таким образом, изменяя уровень отрицательного напряжения на затворе, можно управлять проводимостью канала между его истоком и стоком. Максимальная проводимость достигается при напряжении U_зи=0, так как в этом случае сечение проводящей части канала максимально.

При некотором значении напряжения на затворе обедненный слой проникнет на всю толщу канала, полностью перекрывая его, что приводит к падению проводимости до нуля. Напряжение U_зи, при котором наступает этот эффект, называется напряжением отсечки и обозначается U_OTC. Проводимость канала остается равной нулю, если U₁>Uотс. Поскольку выражение «полностью перекрытый канал» не содержит в себе количественного критерия, U_OTc условно определяется как напряжение на затворе (при заданном напряжении U_и, при котором ток стока имеет определенное значение -- обычно 1 или 10 мкА).

При приложении положительного напряжения к стоку и при Uзи=0 по каналу потечет ток, обусловленный основными носителями заряда (в данном случае электронами). Ток стока I_с сначала растет пропорционально росту напряжения U_си. На выходных характеристиках (рис. 2, д) этому случаю соответствует «линейная» область. Когда напряжение U_си по величине сравнимо или больше U_отс., выходные характеристики становятся нелинейными. Это объясняется тем, что U_си увеличивает разности потенциалов между каналом и затвором, что в свою очередь увеличивает толщины обедненных слоев. Толщина обедненных слоев максимальна у стока и минимальна у истока. При некотором напряжении на стоке обедненные слои смыкаются вблизи него и в результате наступает момент, называемый перекрытием канала (рис. 2, е). Дальнейшее увеличение напряжения U_си не приводит к росту тока I_с, а лишь увеличивает напряженность поля в обедненном слое. При этом точка смыкания обедненных слоев смещается в сторону истока.

В узкой проводящей области вблизи стока плотность тока и электрическое поле велики; явления переноса носителей подобны инжекции носителей эмиттером биполярного транзистора в обедненную область обратносмещенного коллекторного перехода. Поскольку перекрытие канала при некотором U_си приводит не к отсечке тока, а только лишь к отсечке его приращений, удобнее это напряжение называть напряжением насыщения U_нac (при Uзи =0).

После наступления насыщения ток I_с не зависит от напряжения U_си , но остается зависимым от напряжения Uзи. При одновременном приложении напряжений затвора и стока насыщение тока стока наступает при различных напряжениях на стоке: чем больше запирающее напряжение, тем меньше напряжение на стоке, соответствующее насыщению тока I_с. На семействе полных выходных характеристик, показанных на рис. 2, д, можно выделить три области: (крутую) «линейную», (пологую) насыщения и область пробоя, в которой ток I_с резко возрастает при небольших увеличениях напряжения U_си.

При увеличении напряжения Uзи может произойти пробой соответствующего перехода, однако он не выводит из строя транзистор, если при этом мощность рассеяния на нем не будет превышать максимально допустимую. После возвращения в нормальный рабочий режим транзистор восстанавливает свою работоспособность. Это свойство полевых транзисторов с управляющим р-п переходом дает им большое преимущество перед транзисторами МДП-типа, так как у последних возникновение пробоя в цепи затвора приводит к выходу их из строя.

При положительном напряжении Uзи ток I_с увеличивается незначительно, так как изменение смещения в прямом направлении несущественно влияет на ширину обедненного слоя. Выше отмечалось, что если переход смещен в прямом направлении, то для работы транзистора требуется большой ток затвора I₃. При отрицательном напряжении Uзи входное сопротивление R_вх составляет величины порядка 1О⁸...1О⁹ Ом.

Роль и значение полевых транзисторов с управляющим р-п переходом в полупроводниковых микросхемах, содержащих в одном кристалле и биполярные транзисторы, особенно заметны при создании усилительных каскадов. Сочетание биполярного и полевого транзисторов в различных усилительных каскадах устраняет недостатки, свойственные каскадам, построенным исключительно на биполярных транзисторах.

Хорошо известно, что биполярный транзистор обладает высокой крутизной передаточной характеристикой, но низким входным сопротивлением по сравнению с полевым транзистором. Простая схема (рис. 3) усилителя-инвертора, состоящего из полевого VT1 и биполярного VT2 транзисторов, позволяет устранить этот недостаток, сохранив положительные качества транзистора VT2.

Работает данный усилитель следующим образом. Входной управляющий сигнал от источника U_з отрицательной и положительной полярности, подаваемый на затвор VT1, вызывает соответствующее изменение тока стока полевого транзистора, пропорциональное его крутизне, и последующее изменение тока коллектора биполярного транзистора, пропорциональное его коэффициенту передачи тока (крутизне). Следовательно, результирующая крутизна такой схемы равна произведению крутизны полевого на крутизну биполярного транзисторов. Так как входной сигнал подается на затвор полевого транзистора, то дополнительно достигается и высокое входное сопротивление.

Известно, что при больших токах базы биполярный транзистор входит в режим насыщения и становится неуправляемым. На рис. 10.4 изображена схема усилительного каскада, свободная от этого недостатка. В исходном состоянии полевой транзистор VT1 закрыт положительным, напряжением от источника электропитания U_КЭ. Когда напряжение на коллекторе биполярного транзистора вследствие увеличения входного тока станет равным напряжению на базе, транзистор VT2 должен войти в режим насыщения. Однако при этом откроется полевой транзистор, и часть входного тока через него потечет на землю. Это вызовет уменьшение коллекторного тока, потенциал коллектора VT2 (а также затвора VT1) повысится и полевой транзистор закроется. Таким образом, биполярный транзистор не входит в насыщение, и каскад стабильно работает в активном режиме.

Известно, что для обеспечения высокого коэффициента передачи тока и граничной частоты усиления биполярного транзистора необходимо уменьшить толщину его активной базы. Однако это ведет к снижению его пробивного напряжения в схеме с общим эмиттером и напряжения смыкания коллекторного и эмиттерного р-п переходов. Оптимальное сочетание перечисленных электрических характеристик достигается соединением биполярного и полевого транзисторов по каскодной схеме, изображенной на рис. 5. Введение в коллекторную цепь биполярного транзистора полевого транзистора, сопротивление канала которого возрастает с увеличением напряжения U_КЭ, позволяет перераспределить это напряжение между р-п переходом коллектора и сопротивлением канала. Уже не все напряжение U_КЭ прикладывается к коллекторному переходу, который в этом случае пробивается при большем питающем напряжении, чем в обычном биполярном транзисторе.

Симметричные "оконечные усилительные каскады, построенные на основе комплементарных биполярных п-р-п и р-п-р-транзисторов, в режиме линейного усиления обладают существенным недостатком -- переходными искажениями. Этот недостаток обусловлен тем, что ток в нагрузке усилителя отсутствует до тех пор, пока напряжение эмиттер--база на одном из транзисторов не превысит приблизительно 0,6В (для кремниевых транзисторов). Для исключения переходных искажений в таких усилительных каскадах предлагается использовать параллельное включение биполярных транзисторов и палевого транзистора с управляющим переходом, как это показано на рис. 6. Биполярный р-и-р-транзистор VT2 и р-каналь-ный полевой транзистор VT3 образуют единый трехэлектродный элемент. Транзистор VT3 работает как истоковый повторитель в диапазоне входного напряжения, при котором оба биполярных транзистора VT1 и VT2 закрыты. Следовательно, устраняются переходные искажения, свойственные симметричному каскаду на биполярных транзисторах, при сохранении экономичности его цепи питания.

На основе этого принципа уже разработана интегральная микросхема повторителя напряжения, содержащая на одном кристалле биполярные и счетверенные полевые транзисторы, благодаря наличию которых существенно возросла скорость нарастания сигнала.

Из приведенных выше примеров создания усилительных каскадов полупроводниковых микросхем видно, что объединение биполярного и полевого транзисторов в одной микросхеме позволяет не только существенно улучшить ее электрические характеристики, но и расширить ее функциональные возможности. В схемотехническом отношении такие структуры позволяют в линейных микросхемах достичь существенного уменьшения входного статического тока смещения, повышенной скорости нарастания сигнала и большого входного сопротивления. Улучшение примерно на порядок частотных характеристик является еще одним, в ряде случаев еще более важным преимуществом таких микросхем. Особенно ярко эти возможности видны на примере разработок интегральных полупроводниковых схем операционных усилителей (ОУ).

Динамические характеристики операционных усилителей, изготовленных по чисто биполярной технологии, ограничены параметрами р-n-р-транзисторов. Биполярно-полевая технология позволяет заменить их полевыми с р-каналом и тем самым существенно улучшить быстродействие ОУ. Применение полевых транзисторов во входных каскадах ОУ позволяет на несколько порядков снизить входной ток смещения, что приводит к улучшению точностных характеристик усилителя. Входной ток в полевом транзисторе с р-п переходом не превышает 10-⁸ А. В схемах операционных усилителей с частотной компенсацией скорость нарастания сигнала пропорциональна отношению статического тока смещения транзистора входного каскада к его крутизне. По сравнению с биполярными транзисторами токи смещения полевых транзисторов, необходимые для получения такой же крутизны, больше, поэтому применение полевых транзисторов обеспечивает значительное увеличение скорости нарастания выходного сигнала. В операционных усилителях с полевыми транзисторами на входе скорость нарастания выходного сигнала можно повысить примерно в 20 раз без увеличения полосы пропускания. Использование на одном кристалле биполярных и полевых транзисторов позволило существенно расширить полосу пропускания, снизить уровень шумов, повысить скорость нарастания сигнала и входное сопротивление усилителя, схема которого представлена на рис. 7.

Схема содержит дифференциальный входной каскад на полевых транзисторах с управляющим р-п переходом. Этот каскад выполнен на двух полевых транзисторах с согласованными параметрами, за которыми идет дифференциальный каскад на биполярных транзисторах, обеспечивающий симметричную нагрузку с точки зрения токов смещения. Транзисторы VT1 и VT2, как видно из рис. 7, используются для усиления входного сигнала, вторая же пара полевых транзисторов VT3 и VT4 обеспечивает одинаковые токи смещения на первых.

На рис. 8 показан пример использования полевого транзистора в выходном каскаде операционного усилителя для повышения его устойчивости при работе на большие емкостные нагрузки. Транзисторы VT1 и VT2 образуют широкополосный составной биполярно-полевой транзистор.

Здесь мы вновь встречаемся с универсальностью полевых приборов. Полевые транзисторы могут быть использованы и как активные и как пассивные нагрузочные элементы, что не осуществимо в микросхемах на биполярных транзисторах. В каждом конкретном случае совместного применения биполярного и полевого транзисторов в составе полупроводниковой микросхемы к каждому из них предъявляются свои специфические требования.

ЛИТЕРАТУРА

1. Новиков Ю.В. Основы цифровой схемотехники. Базовые элементы и схемы. Методы проектирования. М.: Мир, 2001. - 379 с.

2. Новиков Ю.В., Скоробогатов П.К. Основы микропроцессорной техники. Курс лекций. М.: ИНТУИТ.РУ, 2003. - 440 с.

3. Пухальский Г.И., Новосельцева Т.Я. Цифровые устройства: Учеб. пособие для ВТУЗов. СПб.: Политехника, 2006. - 885 с.

4. Преснухин Л.Н., Воробьев Н.В., Шишкевич А.А. Расчет элементов цифровых устройств. М.: Высш. шк., 2001. - 526 с.

5. Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. М.: Радио и связь, 2000. - 416 с.

6. Соломатин Н.М. Логические элементы ЭВМ. М.: Высш. шк., 2000. - 160 с.