Связной передатчик с угловой модуляцией

Содержание

Введение

1. Выбор структурной схемы разрабатываемого устройства

2. Расчёт структурной схемы

3. Электрический расчёт фазового модулятора

4. Электрический расчёт оконечного каскада

5. Нетиповой блок - защита от помех из антенны

6. Обоснование схемотехнического выбора отдельных узлов радиопередающего устройства

Заключение

Список литературы

Приложение 1

Приложение 2

Введение

Формирование радиочастотных сигналов, имеющих заданные временные, спектральные и энергетические характеристики, их последующая передача по специальным направляющим электромагнитным системам или через свободное пространство к потребителю осуществляется с помощью радиопередающего устройства (РПДУ).

Современный РПДУ представляет сложное устройство, состоящее из большого числа каскадов и цепей. Для генерирования и формирования радиосигналов используются различные приборы и активные элементы (АЭ): лампы, транзисторы и т.д. Основными электрическими характеристиками передатчика, определяющими его конструкцию, являются мощность, диапазон несущих частот, вид и требуемое качество модуляции.

Главной задачей курсового проектирования является выбор наиболее эффективных путей реализации технических условий на проектируемое устройство. Обязательны требования по обеспечению электромагнитной совместимости - допустимые нестабильности радиочастоты и уровни побочных и внеполосных излучений.

Передатчики с угловой модуляцией (УМ) получили широкое распространение в радиосвязи. Их используют в системах подвижных служб (сухопутной, морской, воздушной). Интенсивно изучается возможность использования УМ для радиовещания на УКВ и более коротком диапазоне длин волн.

Проектирование современного РПДУ представляет сложную задачу, требующую внедрения новой элементной базы и схемных решений, широкого использования средств вычислительной техники, как на этапе проектирования, так и в качестве управляющих и функциональных элементов.

1. Выбор структурной схемы разрабатываемого устройства

Структурные схемы передатчиков с УМ, а именно с фазовой, весьма разнообразны. Они различаются числом каскадов, уровнем проведения модуляции, структурными схемами возбудителей [1].

Передатчики с ФМ нашли широкое применение на практике из-за существенных преимуществ по сравнению с амплитудной модуляцией (АМ) и частотной модуляцией (ЧМ): хорошая помехоустойчивость; использование АЭ в выгодном энергетическом режиме.

Разнородный характер передаваемой информации (телефония, телеграфия, передача данных и т.д.) требует выполнения жестких ограничений на такие параметры передатчика, как стабильность частоты, нелинейные искажения, амплитудно - и фазочастотные характеристики.

Тракт формирования ФМ сигнала обычно является маломощным, т.к. к уровню вносимых искажений и стабильности характеристик предъявляются наиболее высокие требования. В настоящее время применяется почти исключительно фильтровой метод (метод повторной балансной модуляции), характеризуемый высокой стабильностью качественных показателей основных узлов тракта формирования.

Узловым моментом разработки функциональной схемы является поиск такого варианта решения, который обеспечит необходимое выполнение требований задания на курсовую работу. Ориентировочная структурная схема формирователя ФМ сигнала приведена на рисунке 1 /1/.

Таковой схема является, потому что составляется на основе обобщения опыта проектирования передатчиков. Подобный обобщённый подход позволяет достаточно просто получить представление о том, каким в первом приближении будет проектируемый передатчик, и при дальнейшем проектировании согласовывать отдельные частные решения с общей структурной схемой передатчика в целом. В целях достижения высокой стабильности частоты современные передатчики чаще всего строят как многокаскадные. Устройство представляет собой цепочку резонансных усилителей и модулятор на определённом уровне. Сигнал, снимаемый с источник информационных частот, поступает на усилитель для усиления с целью повышения уровня мощности снимаемого с источника информационных частот сигнала. В фазовом модуляторе производится преобразование частоты и самая трудная часть формирования ФМ сигнала. Синтезатор сетки частот - это опорный генератор несущей частоты, т. к. по заданию рабочие частоты - 406-410 (МГц). На рисунке 1 представлена структурная схема разрабатываемого устройства. На следующем представлена структурная схема усилителя мощности.

2. Расчёт структурной схемы разрабатываемого устройства

Исходными данными для ориентировочного расчёта структурной схемы передатчика являются: диапазон рабочих частот передатчика (F_min…F_max), коэффициент нелинейных искажений на выходе передатчика (К_{f З общ}, дБ), измеренный двухтоновым методом, максимальная мощность, отдаваемая передатчиком, измеренная на входе фидера антенны (Р_{1 А max}, Вт) [2].

В процессе выполнения этого этапа установим для каждого ориентировочного каскада передатчика: входную и выходную мощности или коэффициент усиления (затухания) каскада по мощности К_р, допустимый уровень нелинейных искажений К_{f З i} для всех каскадов. Кроме того, необходимо установить схему колебательной системы выходного каскада.

Ориентировочный расчёт структурной схемы удобно начать с распределения нелинейных искажений по каскадам тракта. Результирующее значение К_{f З общ} для усилителя с числом каскадов N можно получить из формулы [1]:

(1)

где К_i - коэффициент нелинейных искажений для i-го каскада, выраженный в разах.

Для мощных каскадов К_i выбирают как компромиссное решение между уровнем нелинейных искажений и энергетическими показателями каскада. Обычно для выходного каскада принимают К_i на 4…6 дБ меньше чем коэффициент нелинейных искажений К_{f З общ}. Оставшуюся часть искажений распределим между остальными каскадами, задавая для каскадов меньшей мощности более низкие уровни искажений (около - 60 дБ).

Высокие требования к уровню нелинейных искажений предъявляются и для модуляторов (-50…70 дБ). Причём первая ступень должна обеспечить низкие уровни нелинейных искажений. Для этой цели целесообразно использовать резонансные модуляторы на варикапах или транзисторах.

Далее производится распределение уровней коэффициента усиления по мощности К_р усилительных каскадов РПДУ. Следует отметить тот факт, что входные каскады устройства должны обеспечить низкие уровни нелинейных искажений, следовательно, приходится, как компромиссное решение относительно энергетических показателей применять мощные усилительные каскады.

Определение числа и типа ступеней усиления необходимо начать с определения максимальной мощности, отдаваемой активным элементом оконечного каскада (входит в выходную в нагрузку (антенну)) P₁.

Тогда максимальная мощность, отдаваемая активным элементом оконечного каскада в нагрузку (антенну) P₁, определяется следующей формулой [1]:

P₁=(1.1…1.2)P_н (2)

где P_н - выходная мощность передатчика.

P₁ = 37.1Вт.

Для ориентировочной оценки коэффициента усиления по мощности К_р биполярных транзисторов исходят из того, что в слегка перенапряжённом режиме (режим с минимальными нелинейными искажениями) при включении схемы с общим эмиттером на высоких частотах К_р изменяется приблизительно обратно пропорционально квадрату частоты и, кроме того, зависит от уровня колебательной мощности P₁ и напряжения питания выходной цепи Е_к. Аналитически ориентировочная оценка коэффициента усиления по мощности К_р выражается следующей формулой [1]:

(3)

где K`<sub>p</sub> - экспериментальный коэффициент усиления по мощности К<sub>р</sub> при напряжении в вольтах коллекторного питания Е`_к; f` - экспериментальная частота; P `- экспериментальная мощность.

Как правило, экспериментальные характеристики определяются на достаточно высокой частоте f `, где коэффициент усиления по мощности ещё удовлетворителен. Таким образом, экспериментальные данные являются исходными для выбора типа транзистора, однако следует внести некоторые дополнения. Необходимо, чтобы мощность P<sub>1</sub> не превышала уровня экспериментальной мощности P` (в противном случае снижается надёжность). В то же время транзистор целесообразно использовать по мощности не менее чем на 40…50% (при невыполнении этого условия резко уменьшается коэффициент усиления). Необходимо также, чтобы максимальная частота спектра модулированного сигнала F_max не превышала f ` (в противном случае также резко уменьшается коэффициент усиления). Кроме этого, при использовании биполярных транзисторов, частота F_min должна составлять не менее 20…30% от граничной частоты f_т, т.к. в противном случае может появиться «вторичный» пробой транзистора. Граничная частота транзистора f_т также приводится в справочнике по транзисторам [5]. Исходя из приведённых выше замечаний и предварительных расчётов максимальной мощности, отдаваемой активным элементом оконечного каскада в нагрузку (антенну) P₁ и номинальной мощности транзистора P_1N выберем транзистор 2Т909Б (транзистор мощный, высокочастотный, кремниевый, эпитаксиально-планарный, структура n-p-n, используется в широкополосных усилителях мощности). Основные параметры выбранного транзистора приведены в Приложении 1. Согласно выражению (3.4) ориентировочная оценка коэффициента усиления по мощности К_р биполярного транзистора оконечного каскада усилителя мощности имеет следующее значение: К_р= 4.81(13.643 дБ).

Анализируя полученное значение К_р отметим, что напряжённость режима работы усилителя мощности определяется видом работы (модуляции) передатчика. В нашем случае (передатчик с ФМ) усилитель должен работать в слегка перенапряженном режиме (для обеспечения минимальных искажений), т.е. оценка коэффициента усиления по мощности для транзисторов данного типа К_р?50 (33.98 дБ), следовательно, полученное значение К_р вполне удовлетворяет условию неравенства.

В предварительных маломощных каскадах транзисторы можно использовать в режиме без отсечки (класса А). В этом случае колебательная мощность, генерируемая транзистором, должна удовлетворять условию:

P<(0.3…0.4)P' (4)

Умножители частоты - транзисторные, работают с отсечкой коллекторного тока. Коэффициент умножения частоты каждого каскада обычно n=2, реже n=3. Общий коэффициент умножения N=n₁n₂…n_i находится из соотношения

N=?_д/?f_фм (5)

Где ?_д - заданная девиация частоты передатчика; ?f_фм - глубина модуляции получаемая от ФМ, определяемая:

?f_фм=??_фмF_зв (6)

F_зв=3.4кГц. ??_фм= ?_д/f_cp. f_cp=1.7кГц.

В результате получено значение N=2. В результате требуется только один умножитель частоты.

Коэффициент усиления умножителя частоты определяется так:

K_{p N}= K_p/N² (7)

K_{p N}=2.405 (7.622дБ).

Заданным диапазоном рабочих частот f_раб=410-406=4МГц и вычисленным коэффициентом умножения определяется частота автогенератора f_г= f_раб/N. В результате частота опорного генератора составляет 2МГц.

При составлении диаграммы уровней отдельных элементов структурной схемы можно принять следующие приблизительные значения коэффициентов усиления (затухания) по мощности К_р:

- усилитель звуковой частоты (усиление) К_{р УЗЧ}=10дБ;

- фазовый модулятор (затухание) К_фм=4…8дБ;

- электромеханический фильтр (затухание) К_{р ПФ}=6-8 (±3)дБ;

- умножитель частоты (усиление) K_уч=7.622дБ;

- усилитель ограничитель К_{р УО}=10дБ;

- усилитель мощности (усиление) К_{р УМ}=13.6дБ.

Расчёт суммарного коэффициента усиления по мощности К_р?, дБ:

K_{p УМ}+ К_{р УО}+ К_фм+ К_{р УЗЧ}+ К_{р микр}= К_р? (8)

Где К_{р микр}-коэффициент передачи микрофона (К_{р микр}=0).

По расчётам получаем, что К_р?= 15дБ. Это означает, что это достаточный уровень усиления сигнала в каскадах РПДУ. Все данные, полученные при ориентировочном расчёте структурной схемы, следует рассматривать как дополнительные пункты к заданию на курсовой проект для детального проектирования каждого каскада.

3. Электрический расчет фазового модулятора

Фазовая модуляция и фазовые модуляторы используются в системах косвенного получения частотной модуляции, в фазовой телеграфии, в широкополосных системах передачи дискретной информации, и радиолокационных системах со сжатием импульса, в фазированных антенных решетках.

При проектировании передатчиков с ФМ необходимо, преж-де всего, решить вопрос о месте модулятора в структурной схе-ме передатчика. Известны четыре наиболее распространенные структурные схемы передатчиков с ФМ [3]:

с ФМ на выходе передатчика;

с ФМ в предоконечных каскадах с последующим уси-лением мощности сигнала ФМК;

с ФМ в начальных каскадах с последующим умноже-нием частоты и усилением мощности сигнала ФМК,

с ФМ на поднесущей частоте с последующим транс-понированием и усилением ФМ сигнала.

Достоинство первой схемы -- отсутствие линейных и нели-нейных искажений в тракте за модулятором. Однако мощ-ность на выходе модулятора равна выходной мощности передат-чика, так что проектирование мощных полупроводниковых фа-зовых модуляторов затруднено и не всегда выполнимо (Большая мощность и меньшее затухание свойственны ферритовым фазовращателям). Кроме того, потери в модуляторе существенно влияют на КПД пере-датчика. Указанные недостатки первой схемы устранены во второй. Достоинство третьей схемы состоит в том, что в фазо-вом модуляторе требуется в N раз меньший индекс модуляции; N -- коэффициент умножения частоты в тракте за модулято-ром. Однако при заданной относительной нестабильности ин-декса модуляции на выходе передатчика требования к его аб-солютной стабильности оказываются более жесткими (в N раз); для стабилизации параметров фазового модулятора приходится развязывать его от смежных узлов с помощью резистивных ат-тенюаторов или ферритовых вентилей. Четвертый вариант схе-мы передатчика с ФМ используют в диапазонных передатчиках или в передатчиках промежуточных радиорелейных станций (для удобства ввода-вывода информации на фиксированной поднесущей частоте). Общий недостаток последних трех схем -- увеличение линейных и нелинейных искажений в тракте за мо-дулятором, обусловленное ограниченной полосой пропускания и нелинейностью ФЧХ каскадов усиления, преобразования или умножения частоты. Прохождение ФМ сигнала через эти каскады сопровождается его искажением, в частности ампли-тудно-фазовой конверсией.

В настоящее время наиболее широко применяют два спосо-ба получения ФМ. Один из них состоит в расстройке контура усилительного каскада и примечателен своей универсально-стью: в модуляторе одновременно с ФМ происходит усиление мощности. Второй способ -- использование фазовращающих цепей, выполненных в виде RC-,RL- или LC - цепочек либо в виде мостовых схем. Кроме того, в диапазоне СВЧ применяют фазовращатели проходного и отражательного типов, где используется свойство изменения фа-зы коэффициента передачи при изменении сопротивлений на-грузки линии.

Путем управления его расстройкой с помощью модулирующего сигнала. В качестве управляемого реактивного элемента здесь используют варикап. Для увеличения индекса модуляции варикапы подключены ко всем трем контурам усилителя. Изме-нение резонансной частоты контура усилителя изменяет фазу высокочастотных колебаний в контуре в соответствии с его фа-зовой характеристикой. В пределах полосы пропускания кон-тура фаза изменяется от --45 до +45°, а амплитуда выходных колебаний -- от 1 до 0,707, что указывает на паразитную АМ с изменением амплитуды на 30 %. Подобные модуляторы нахо-дят ограниченное применение из-за нелинейных искажений, паразитной АМ и малого индекса модуляции, который прихо-дится искусственно увеличивать путем многократного умноже-ния частоты в тракте передатчика за модулятором.

Изменение фазы сигнала ?? связано с расстройкой одиноч-ного контура ?w относительно резонансной частоты w₀ соотношением tg?=-2 ?wQ/w₀, где Q -- добротность контура.

При ?? < 30° можно принять ???-2 ?wQ/w₀. Так как мгновенная частота является производной фазы сигнала, то при ?(t)= w₀t+ ??sin?t ее можно представить в виде w(t)= w₀+ ???cos?t , где ??? -- девиация частоты (макси-мальное отклонение частоты за период модуляции). Таким образом, при ФМ индекс фазовой модуляции m_ф, равный де-виации фазы ?? в радианах, не зависит от частоты модули-рующего сигнала, а девиация частоты зависит.

В результате принято решение о построении фазовых модуляторов на синтезированных нелинейных реактивных элементах.

Фазовая модуляция на основе полосовых LC-фильтров, перестраиваемых с помощью управляемых реактивностей, заслуживает особого внимания, так как принци-пиально позволяет создавать мощные ФМ с высоким КПД. Представляет интерес рассмотреть особенности схемной реализации ФМ при использовании о качестве управляемых реактивностей синтезированных нелинейных реактивных элементов (СНРЭ, и определить основные характеристики ФМ на СНРЭ. построенных по типовым схемам.

Одноконтурный ФМ на СНРЭ.

Для выявления особенностей ФМ на СНРЭ рас-смотрим ФМ (рисунок 4), выполненный на усилителе с нагрузкой в виде колебательного контура, к которому подключен СНРЭ, содержащий конденсатор, диодно-транзисторный ключ и цепь управления, составленную из обмотки связи с контуром, ограничитель-ного резистора и источника управляющего напряжения.

Принцип перестройки колеба-тельного контура заключается в изменении эквивалентной (усредненной по первой гар-монике) емкости СНРЭ с помощью управляющего напряжения. Там же получено выражение для эквивалентной емкости идеального СНРЭ, которое имеет вид:

C_w=C-?^-1(arccos (e)-e(1-e²)^0.5)C (9)

e=(E-E')/U_oc-1<e<1 (10)

где С - емкость конденсатора СНРЭ;

Е -- управляющее напряжение; Е' -- напряжение отсечки транзистора ключа СНРЭ; U_ос -- амплитуда напряжения на обмотке связи.

Воспользовавшись эквивалентной схемой ФМ, запишем выражения для фазы и амплитуды выходного напряжения, предполагая при этом, что параметры кон-тура удовлетворяют условию w²L₁C₁=1, а начальная фаза входного напряжения рав-на нулю:

?_вых=-arctg(w?C₁/C₁) (11)

U_вых=SU_вх/(G₁²+(w?C)²)^0.5(12)

?C₁=C_w-0.5C (13)

где w, U_вх -- частота и амплитуда входного напряжения; S -- крутизна усилительного транзистора по первой гармонике; G₁--суммарная активная проводимость контура;

Учитывая (10),запишем (12) в виде:

(14)

где k=U_oc/U_вых.

Так как ?C₁=f(e) (13),(9), то выражения (11), (14) и (12),(14) представляют собой соответственно фазовую и амплитудную характеристики усилителя в параметрической форме. Результаты расчетов модуляционных характеристик для е=0…1 приведены на рисунке 5, где:

(15)

(16)

(17)

Для одноконтурного ФМ можно получить приближенные выражения модуляцион-ных характеристик в явном виде, являющиеся достаточно хорошей аппроксимацией точных характеристик. Для этого запишем (15) в виде степенного ряда:

(18)

где ?=2?/?.

Оставляя в (7) первые два члена ряда и решая биквадратное уравнение, находим:

(19)

Подставив (19) в (11), (12), получим выражения модуляционных характеристик в явном виде, с помощью которых значительно проще оценивать нелинейные искаже-ния при фазовой модуляции и уровень паразитной амплитудной модуляции.

Двухконтурный ФМ на СНРЭ. В та-ком ФМ силовые цепи СНРЭ подключаются к колебательным контурам, а обмотки свя-зи с контурами -- к источнику управляю-щего напряжения через ограничительный резистор.

На основании схемы замещения (рисунок 6) запишем выражения для фазы и амплитуды выходного напряжения:

(20)

(21)

где G_n -- суммарная активная проводимость контуров, n=1,2;

С_св -- емкость связи между контурами;

(22)

,-1<e_n<1 (23)

U_oc - амплитуды напряжения на обмотках связи; Е -- управляющее напряжение; Е' - напряжение отсечки транзисторов ключей СНРЭ.

При этом следует иметь в виду, что фазовая модуляционная характеристика - нечетная функция, а амплитудная модуляционная характеристика - четная функция параметра Е.

При выводе (20), (21) начальная фаза входного напряжения принята нулю и предполагалось, что параметры контуров удовлетворяют условию w²L_n(C_n+C_св)=1.

Из схемы (рисунок 6) следует, что:

(24)

Выражения (20), (21), (24) в несколько иной форме приведены так:

(25)

(26)

где k=U_oc1/U₁= U_oc2/U_вых

Выражения (20), (26) и (21), (26) характеризуют соответственно фазовую и амплитудную модуляционные характеристики ФМ в неявной форме. Для их расчета сле-дует задаваясь e₂= -1…+1, по (25) определить е₁, а затем вычислять по (20) ?_вых, по (21) U_вых и по (15) Е-- Е', используя при этом (22). Результаты расчетов для wC_св/G₂=1, G₁/G₂=0 (сплошная линия) и G₁/G₂=1 (штриховая линия) приведены на рисунке 7, где обозначено:

(27)

(28)

(29)

(30)

Рассчитаем ФМ рисунок 4 по следующим исходным данным: w/2?=410МГц,U= 21 В, 1/G₁ =430 Ом, L₁ = 1.25 мкГн, |?_вых|=2 рад, Усилитель выполнен на транзисторе 2Т909Б (при настройке выходного контура усилителя на частоту 410 МГц).

1. В качестве элементов ключа вы-бираем транзистор КТ610А, для которого Е'=0.7 В, и полупроводниковый диод КД510А.

2. Для надежного отпирания и запирания транзистора в СНРЭ, не содержащих ком-паратора в цепи управления, не следу-ет выбирать значение е, близкое к еди-нице. Поэтому принимаем е = 0.35.

3. По (16), (12) определяем ?С₁/С= 0,218, по (14) находим ?С₁= 0.4965 пФ, а затем С = 2.276 пФ.

4 Рассчитываем емкость контура ФМ:

C₁=w^-2L₁-C_w(0) =0.1 пФ.

5. Принимаем напряжение на обмотке связи U_ос = 3.5В,напряжение смещения в базовой цепи транзистора Е₀ = Е' = 0.7в и определяем амплитуду управляющего напряжения U_y=eU_oc=1.225 В, при которой обеспечивается заданный индекс фазовой модуляции |?_вых|. По известным U_ос и U_вых выбираем (в данном случае экспериментально) число витков обмотки связи с контуром.

При значении девиации 6кГц и индексе модуляции 2рад глубина паразитной амплитудной модуляции составит 10%, а коэффициент нелинейных искажений - 4%.

Экспериментальные исследования одноконтурного ФМ подтвердили правильность результатов теории и показали возможность использован модели идеализированного СНРЭ для инженерных расчетов.

3 Электрический расчёт оконечного каскада

Электрический расчёт ОК проводился с использованием вычислительной техники. Основным программным обеспечением для математических расчётов являлся пакет математических программ «MathCad 2001». В данном случае необходимо построить схему ОК в перенапряженном режиме. В качестве расчета взята схема, представленная на рисунке 8.

Расчет выполняется аналитическим методом. Колебательную мощность Р₁ определяем из условия:

ЗадаемсяР₁ = 1.1Р_н = 37.1 Вт.

С помощью выбранного транзистора (в расчете структурной схемы) типа 2Т 909Б. Его параметры приведены в приложении 1. Напряжение источника питания выбираем Е = 28 В, режим работы - перенапряженный, угол отсечки = 90.

Проверяем выполнимость условия f_в 3f_т h_21э. Условие выполняется, поэтому следует применять методику расчета, учитывающую индуктивности выводов. Остановимся на методике изложенной в 1.

Расчет коллекторной цепи.

Амплитуда напряжения первой гармоники на коллекторе:

(31)

Максимальное напряжение на коллекторе:

U_kmax=E_п+U_ккр (32)

U_kmax=20.8+28=48.8в

Амплитуда первой гармоники тока коллектора:

I_k1=2P₁/ U_ккр (33)

I_k1=2.4A

Постоянная составляющая тока коллектора:

I_ko=[?₀(?)/ ?₁(?)]/I_k1 (34)

I_ko=1.76А

Максимальная величина тока коллектора:

I_kmax= I_ko/ ?₀(?)

I_kmax=4.76A (35)

Мощность потребляемая от источника питания:

P₀=E_п· I_ko (36)

P₀=133.28Вт

Коэффициент полезного действия:

?₁=P₁/ P₀ (37)

?₁=0.29

Мощность рассеиваемая на коллекторе:

P_k=P₀-P₁ (38)

P_k=96Вт

Эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки:

R_экр= U_ккр/ I_k1 (39)

R_экр=8.6Ом

Расчет входной цепи.

При расчете полагается, что между базой и эмиттером включен по РЧ включен дополнительный резистор R_g, выравнивающий постоянные времени эмиттерного перехода в открытом и закрытом состоянии, сопротивление которого:

R_g=h_21э/2?·f_t·C_э (40)

R_g=30/2?·600·10⁶·200·10^-12=40Ом

А между базой и коллектором резистор:

R_бк= h_21э/2?·f_t·C_k (41)

R_бк=30/2?·600·10⁶·50·10^-12=160Ом

Амплитуда тока базы:

I_б=?·I_k1·(1+ h_21э·f_в/f_t)^0.5/ h_21э·?₁(?) (42)

Где ?=1+ ?₁(?)· 2?·f_t·C_k· R_экр (43)

?=1+0.5·2?·600·10⁶·50·10^-12·8.6=1.81

I_б=1.81·2.4·(1+30·6·10⁷/600·10⁶)^0.5/30·0.5=0.58А

Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе:

(44)

U_бэmax=7.336в

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:

(45)

Напряжение смещения на эмиттерном переходе:

(46)

Е_б=-0.182в

Определяем параметры элементов эквивалентной схемы входной цепи транзистора:

(47)

Резистивная и реактивная составляющие транзистора входного сопротивления транзистора:

(48)

Входная мощность:

Р_вх =0.5·I_б²·R_вх (49)

Р_вх =0.619Вт

Коэффициент усиления по мощности:

K_p=P₁/P_вх (50)

K_p=62

Расчет параметров элементов выходной согласующей цепи.

Для расчета параметров элементов П-контура воспользуемся методикой [1].

Определяем добротность нагруженного контура из условия:

Q_н<f_cp/2?f (51)

f_ср = (f_в+ f_н) / 2 частота настройки П-контура; 2f_ср = f_в- f_н его полоса пропускания. Выбираем Q_н =5.

Необходимо убедиться, что заданное сопротивление нагрузки больше минимально допустимого

R_NMIN>R_экр/ Q_н² (52)

Условие выполняется.

Среднее сопротивление нагрузки:

R_ср =5.076Ом

R_cp=(R_эR_н)^0.5 (53)

Емкость конденсатора, подключенного к нагрузке:

С₂=1/2·?·f_cp·x₂ (54)

где x₂ =(R_н + R_э) Q_н (55)

x₂ =16.72Ом , С₂ = 634нФ

Выбираем С₂ =634нФ

Вносимое емкостное сопротивление:

x_вн= x₂·R_н²/( R_н²+ x₂²) (56)

x_вн =16Ом.

Вносимое активное сопротивление:

r_вн= x₂²·R_н/( R_н²+ x₂²) (57)

r_вн =3.55Ом

Емкость конденсатора, подключенного к выходу транзистора:

С₁=1/2·?·f_cp·x₁ (58)

где x₁= r_вн(R_экр- r_вн)^0.5 (59)

x₁ =6.6Ом , С₁ =1.6мкФ.

С учетом выходной емкости транзистора С_вых С_к = , подключенной параллельно конденсатору С₁ , выбираем С₁ =1.6мкФ

Индуктивность П-контура определяем из условия:

L₁=?₁/2·?·f_cp (60)

где ₁ = x₁ + x_вх - волновое сопротивление воздуха.

₁ = 32Ом , L₁ =340мкГн

КПД входной согласующей цепи:

?_с=1-Q_н/Q_хх (61)

где Q_хх = 50..200.

Задаемся Q_хх = 100. Тогда _с =0.95

Коэффициент фильтрации по второй гармонике:

Ф₂=2³·Q_н=40дБ (62)

Расчет параметров элементов входной согласующей цепи.

Входная согласующая цепь, с учетом результатов электрического расчета, нагружена на входное сопротивление транзистора Z_вх=3.68-j5 Ом.

Поэтому входную цепь транзистора по радиочастоте целесообразно представить эквивалентной схемой, изображенной на рисунке 9.

Таким образом, входную согласующую цепь можно рассматривать как П-контур , нагруженный на активное сопротивление R_вх=3.68Ом. Расчет такой цепи можно выполнить аналогично для выходной согласующей цепи. В результате имеем:

R_ср =4.29Ом, x₂=x_вх=3.68Ом, x_вн=2.39Ом, r_вн=1.76Ом, x_г=2.39Ом, C_г=163.2пФ.

Расчет элементов цепи питания.

Расчет элементов цепи питания коллектора.

Индуктивность L_бл1 определяется из соотношения:

L_бл1=А_L/(2?f_н)²·С₁,где А_L=10…20 - коэффициет

L_бл1=94пГн.

Емкость конденсатора С_бл1 определяется с помощью выражения:

С_бл1=А_с·С₁,где А_с=50…200 - коэффициент.

С_бл1=160мкФ

С_бл2= С_бл1

Расчет согласующего трансформатора с магнитными связями.

Трансформатор с магнитными связями используется как в широкодиапазонных так и узкодиапазонных каскадах, в том числе и на фиксированной частоте. Его основное назначение - трансформация сопротивлений.

Коэффициент трансформации по напряжению пропорционален отношению числа витков первичной и вторичной обмоток.

n_и=W₁/ W₂ (63)

Где W₁,W₂ - число витков вторичной и первичной обмоток соответственно.

Коэффициент трансформации по сопротивлению пропорционален квадрату отношения W₁/ W₂. Поэтому

n_и=(R_г/ R_вх)^0.5 (64)

где R_г - внутреннее сопротивление внешнего генератора.

При работе в полосе частот должно выполняться условие

W_н·L₁>(3…5)R_г (65)

где W_н - нижняя частота рабочего диапазона.

Для индуктивного сопротивления вторичной обмотки втакже необходимо выполнение аналогичнго соотношения

W_н·L₂>(3…5)R_вх (66)

4 Нетиповой блок - защита от помех из антенны

В РПДУ после фильтра гармоник необходимо устройство, которое бы защищало от помех из антенны, для этого можно использовать Y - циркулятор. Рассмотрим его принцип действия.

Циркулятором в технике сверхвысоких частот принято называть многополюсник, схематически изображённый на рисунке 10 и отличающийся следующими важными свойствами. При подаче сигнала в плечо 1 энергия передаётся только в плечо 2 и не ответвляется в другие плечи. Если энергия поступает на вход циркулятора со стороны плеча 2, то она не попадает в плечи 1 и 4, а передаётся в плечо 3. Плечо 3 в свою очередь оказывается связанным только с плечом 4. Последнее плечо обеспечивает связь только с плечом 1. Примеры использования Y - циркулятора в РПДУ.

В трёхплечем циркуляторе, изображённом на рисунок 11, используется Y-образный 120-градусный волноводный тройник в плоскости Н. Ферритовый цилиндр располагается в центре тройника; постоянное магнитное поле Но, перпендикулярно плоскости чертежа.

Принцип действия Y-циркулятора можно пояснить так. Волна типа Н₁₀, поступающая со стороны плеча 1, дифрагирует на ферритовом цилиндре и создаёт две поверхностные волны, обегающие намагниченный ферритовый цилиндр в двух противоположных направлениях. Подбирая диаметр цилиндра и величину Н₁₀, можно обеспечить расположение максимума электрического поля в центре плеча 2 при узле, расположенном в центре плеча 3. В результате энергия из плеча 1 передаётся в плечо 2 и не попадает в плечо 3. Невзаимность обеспечивается за счёт различия фазовых скоростей волн, обегающих ферритовый стержень в направлении часовой стрелки и в противоположном направлении. Поэтому при подаче энергии в плечо 2 она передаётся только в плечо 3, которое в свою очередь оказывается связанным только с плечом 1.

Для защиты от помех из антенны используют различные развязочные устройства. Одним из таких устройств является циркулятор .Упрощенная схема с использованием циркулятора представлена на рисунке 2.

Рисунок 2 - Схема, защищающая от помех из антенны

Принцип действия такого устройства состоит в том, что если полезный сигнал приходит на вход 1 циркулятора, то попадает на вход 2, а далее в антенну. Если паразитный сигнал приходит из антенны на вход 2, то он проходит на вход 3 и гасится на резисторе R1. Таким образом, мы защищаем передатчик от помех, поступающих из антенны.

5 Обоснование схемотехнического выбора отдельных узлов радиопередающего устройства

Прежде всего, обоснуем выбор микрофона, посредством которого осуществляется преобразование звуковых сигналов в токовые посылки. Диапазон модулирующих частот, согласно заданию на курсовой проект составляет от 300 Гц до 3400 Гц. Следовательно, необходимо выбрать микрофон, обладающий аналогичным частотным диапазоном. Заданная полоса частот является единственным критерием из задания, по которому осуществляется выбор. Остальными критериями, служащими для выбора модели микрофона являются габариты, стоимость и т.д.

В результате сравнения различного рода моделей выбор пал на микрофон МКЭ-3 (электростатический). Микрофон предназначен для передачи речи с диапазоном частот от 100 Гц до 7000 Гц; чувствительность от 4…20 мВ/Па.

В качестве опорного генератора при заданной нестабильности частоты желательнее использовать кварцевый автогенератор.

Система выходных колебательных контуров радиопередатчика является очень важным узлом его схемы, обеспечивающим удовлетворение ряда строгих и противоречивых требований: подавление излучений побочных гармоник, обеспечение необходимой полосы частот и обладания хорошим КПД. При расчёте системы колебательных контуров исходят из требований обеспечить необходимое подавление побочных гармоник, оцениваемые коэффициентом фильтрации Ф. Для фильтрации побочных колебаний обычно используют типовые звенья: Г, П-контуры, параллельный контур. Из предложенных звеньев лучшими фильтрующими свойствами при достаточно хорошем КПД обладает П-контур.

Уровень побочных излучений должен составить на входе передатчика 25 мкВт, то есть на 91 дБмкВ ниже мощности на основной гармонике. Одиночный П-контур обеспечивает ослабление второй гармоники порядка 32 дБмкВ. Однако этого недостаточно, следовательно, возникает необходимость в увеличении количества П-контуров. Коэффициент фильтрации Ф гармоник сдвоенного П-контура определяется следующим выражением:

Ф=20log(2⁵Q²) (67)

где- Q-добротность нагруженного П-контура, 5;

n- фильтруемая гармоника, 2.

В результате получаем Ф=58.062 дБмкВ. Следовательно для подавления побочных колебаний необходимо использовать сдвоенный и одиночный П-контур, который дадут подавление 58+32=90 дБмкВ. Полученное значение коэффициент фильтрации Ф гармоник удовлетворяет. Следовательно, сдвоенный П-контур и одиночный вполне обеспечивает заданный уровень фильтрации по второй гармонике.

Заключение

Входе выполнения курсового проекта был спроектирован формирователь сигнала с фазовой модуляцией, уяснены сущности, особенности модуляции и преимущества её применения в системах связи по сравнению с амплитудной модуляцией (АМ).

Среди вариантов структурной реализации РПДУ был выбран метод формирования ФМ сигналов на синтезированных нелинейных элементах.

На начальном этапе проектирования были предложены обоснования выбора компонентов структурной схемы. Произведён общий предварительный расчёт блоков схемы и детальный расчёт отдельных блоков (ОГ и ФМ). На основе полученных результатов была составлена электрическая принципиальная схема.