Исследование рупорного излучателя н-образного сечения

Размещено на http://www.allbest.ru/

Исследование рупорного излучателя н-образного сечения

В.И. Калиничев, В.А. Калошин

В статье представлены результаты численного исследования  сверхширокополосного излучателя в виде рупора Н-образного сечения. Основное внимание уделено исследованию согласования с 50-омной коаксиальной линией, а также фазовой и амплитудной диаграмм направленности, в частности положению фазового центра. Показано, что излучатель подобного типа может использоваться не только в качестве сверхширокополосной антенны, но и в качестве облучателя антенн апертурного типа  в двухкратной полосе частот.

В настоящее время создание  сверхширокополосных  антенн и коллиматоров является одной из актуальных задач в связи с их применением в сверхширокополосных системах беспроводной связи, радарах и измерительной технике. Уже существует  достаточно много публикаций, посвященных этой проблеме. В частности, в работах [1-4] показано, что рупор Н-образного сечения  может быть согласован с коаксиальным кабелем по уровню КСВ?1.5-2 в диапазоне частот 1-18 ГГц. Однако отмечается, что при этом могут возникать проблемы с формой амплитудной диаграммы направленности из-за возбуждения высших типов волн  в высокочастотной части рабочего диапазона [2]. Утверждается также, что такой излучатель не может использоваться в качестве облучателя [5].

Целью данной работы является численное исследование как согласования Н-образного  рупорного излучателя с 50-омной коаксиальной линией, так и возможности формирования  стабильных  амплитудной и фазовой диаграмм направленности в диапазоне частот от 3 до 6 ГГц. Особое внимание уделяется стабильности положения фазового центра во всем  диапазоне частот.

Для исследования  использовалась программа электромагнитного моделирования High Frequency Structure Simulator (HFSS) [6], которая, как известно, является эффективным инструментом моделирования и проектирования различных трехмерных СВЧ объектов, включая волноводные устройства.

Модель рупорной антенны

Модель антенны, представленная в окне программы HFSS, показана на рис. 1.

излучатель рупор коаксиальный

Рис. 1. Модель широкополосного Н-образного рупорного излучателя, представленная в окне программы HFSS

 Модель включает отрезок регулярного, закороченного на одном конце прямоугольного волновода, отрезок волновода Н-образного сечения и пирамидальный рупор Н-образного сечения с экспоненциально расширяющимся расстоянием между ребрами. Длина отрезка прямоугольного волновода подбирается из условия согласования на уровне -20 дБ при возбуждении 50-ом коаксиальной линией в полосе частот 3-6 Ггц. Центральный проводник линии проходит в отверстии, сделанном в одном из ребер и соединяется с другим ребром. Все параметры узла возбуждения и профиль ребер  настраиваются в первую очередь для обеспечения согласования. Выходная апертура имеет размер 100х150 мм, длина рупора 150 мм.  В численной модели пространство вокруг апертуры окружено воздушным боксом достаточно большого размера с граничными условиями, обеспечивающими эффективное поглощение падающих электромагнитных волн на его стенках (radiation boundary conditions). Для возбуждения структуры используется волноводный порт, устанавливаемый в сечении возбуждающей коаксиальной линии. Все металлические поверхности в данной модели заданы идеально проводящими.

При моделировании учитывалось наличие плоскости симметрии, что позволило сократить время вычислений и требуемую компьютерную память.

Результаты моделирования

Результаты моделирования представлены на рисунках 2-11. На рис. 2 показан рассчитанный коэффициент отражения в дБ в диапазоне частот от 2.5 до 6.5 ГГц и соответствующая траектория на круговой диаграмме Вольперта-Смита.

Рис. 2. Рассчитанный коэффициент отражения рупорного излучателя в диапазоне частот от 2.5 ГГц до 6.5 ГГц

Весь диапазон частот разбивался на четыре поддиапазона шириной 1 ГГц и расчет проводился в каждом из них. С этим обстоятельством связаны небольшие разрывы кривой для коэффициента отражения на стыках поддиапазонов из-за несколько меньшей точности вычислений на их границах. Видим, что почти во всем диапазоне коэффициент отражения остается лучше -20 дБ.

На рис. 3 представлены некоторые характеристики излучения на частоте 3 ГГц. На рисунке слева показаны нормированные в дБ диаграммы направленности излучения в полярных координатах в двух главных плоскостях (Е-плоскости соответствует красный цвет, Н-плоскости - синий). Ширине луча ±45^° соответствует уровень поля -8.8 …-8.9 дБ в Е-плоскости и -11.9 дБ в Н-плоскости. На правом рисунке показано распределение амплитуды напряженности электрического поля в плоскости симметрии структуры (Е-плоскость). Отчетливо видно, как волна распространяется и излучается из раскрыва рупора, при этом ребра служат как бы направляющими для волны, возбуждаемой в рупоре с помощью коаксиального кабеля.

На рисунках 4, 5  аналогичные результаты представлены для частот 4.5 ГГц и 6 ГГц,  соответственно.  Ширине луча ±45^° на частоте 4.5 ГГц  соответствует уровень поля -10.7…-10.5 дБ в Е-плоскости и -13.0 дБ в Н-плоскости; а на частоте 6 ГГц соответственно -11.3…-11.1 дБ в Е-плоскости и -17.4 дБ в Н-плоскости.

Рис. 3.  Нормированные диаграммы направленности в главных плоскостях и распределение амплитуды электрического поля в Е-плоскости  на частоте 3.0 ГГц

Рис. 4.  Нормированные диаграммы направленности в главных плоскостях и распределение амплитуды электрического поля в Е-плоскости  на частоте 4.5 ГГц

Рис. 5.  Нормированные диаграммы направленности в главных плоскостях  и распределение амплитуды электрического поля в Е-плоскости на частоте 6 ГГц

На рис. 6 представлена рассчитанная частотная зависимость коэффициента направленного действия(КНД) антенны в дБ, построенная с шагом 0.5 ГГц.  Видим, что в исследованном диапазоне КНД изменяется в пределах от 10 до 16 дБ, что по порядку величин согласуется с данными других работ (см., напр., [2, 3]). Как и на рис. 2, небольшие разрывы непрерывности на стыках поддиапазонов связаны с несколько меньшей точностью вычислений на их границах.

Рис. 6. Частотная зависимость КНД  рупорного излучателя в дБ.

На рисунках 7-9 показаны рассчитанные угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях Е, Н в пределах ±50 град. (в пределах главного луча) на расстоянии 1м от апертуры рупора на частотах 3 ГГц , 4.5 ГГц и 6 ГГц, соответственно. При этом в первом случае фазовый центр расположен на расстоянии 30 мм от плоскости апертуры, во втором случае - на расстоянии 55 мм и в третьем случае - на расстоянии 75 мм ниже плоскости апертуры. Таким образом, как и следовало ожидать, с ростом частоты фазовый центр облучателя смещается от апертуры вглубь рупора.

Рис. 7. Угловая зависимость фазы электрического поля в двух главных плоскостях на расстоянии 1 м от апертуры на частоте 3 ГГц при положении начала координат на расстоянии 30 мм от плоскости апертуры

Рис. 8. Угловая зависимость фазы электрического поля в двух главных плоскостях на расстоянии 1 м от апертуры на частоте 4.5 ГГц при положении начала координат на расстоянии 55 мм от плоскости апертуры

Рис. 9. Угловая зависимость фазы электрического поля в двух главных плоскостях на расстоянии 1 м от апертуры на частоте 6 ГГц при положении начала координат на расстоянии 75 мм от плоскости апертуры

Поместим начало координат между крайними положениями фазового центра излучателя, соответствующими крайним частотам рабочего диапазона 3 и 6 ГГц на расстоянии 55 мм от плоскости апертуры. Это положение совпадает с положением фазового центра на центральной частоте 4.5 ГГц.  На рис. 10, 11 представлены угловые зависимости фазы электрического поля на расстоянии 1 м от апертуры, вычисленные при таком положении начала координат на крайних частотах 3 и 6 ГГц, соответственно.

Рис. 10.  Угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях на частоте 3 ГГц на расстоянии 1 м от апертуры  и при фиксированном начала координат на расстоянии 55 мм от плоскости апертуры

Рис. 11.  Угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях на частоте 6 ГГц на расстоянии 1 м от апертуры  и при положении начала координат на расстоянии 55 мм от плоскости апертуры

Из рисунков 10, 11 следует, что при таком выборе начала координат разность фазы в центре луча и на краях (± 45град.) на частоте 3 ГГц составляет  величину 20град. в Н-плоскости и 43-44 град. - в Е-плоскости. На частоте 6 ГГц разность фазы в центре луча и на краях  составляет около 18град. в Н-плоскости и -17^°..-17.5 - в Е- плоскости.  Однако разность фазы в центре луча и при углах  ± 34град. в Е-плоскости, где фаза имеет максимальные значения,  больше и равна  -41..- 42 град.

Заключение

1.Результаты численного исследования показывают, что в двукратной полосе частот можно добиться согласования  Н-образной рупорной антенны с  50-ом коаксиальной линией на уроне -20 дБ. Возможно также, что при дальнейшей оптимизации параметров рупора такой уровень согласования может быть достигнут и в более широкой полосе частот.

2. Наряду с согласованием в этой же полосе частот достигается и достаточно хорошая стабильность амплитудных характеристик излучения. При изменении частоты от 3 до 6 ГГц  амплитуда поля в дальней зоне в пределах луча ±45^°  изменяется от -8.8 до -11.3 дБ в Е-плоскости и от -11.9 до -17.4 дБ - в Н-плоскости. Следует отметить, что разница в ширине лучей в Е и Н плоскости может быть уменьшена изменением соответствующих размеров апертуры.

3. Рассчитанные фазовые характеристики поля излучения также достаточно стабильны во всей двукратной полосе частот. При этом разность фазы  в угловом секторе  ± 45 град. в обеих плоскостях Е и Н не превышает по абсолютной величине  44 град. во всей полосе частот от 3 до 6 ГГц. Это обеспечит достаточно большую  величину КИПа облучаемой антенны в приложениях, где рупор используется в качестве облучателя апертурных антенн. Однако такая величина фазовых искажений не позволяет использовать данную конструкцию в качестве облучателя измерительных коллиматоров, где требования к искажениям фазы существенно более высокие.   

4. Для численного исследования рупорного излучателя использовался PC Pentium 4 c тактовой частотой 3 Ггц и оперативной памятью 1 Ггбт. Для исследований в более широкой полосе частот требуются существенно большие вычислительные ресурсы. В этом случае можно попытаться распараллеливать процесс вычислений, переходя к распределенной схеме, либо использовать  программы  численного моделирования во временной области (например, FDTD), получатя частотную характеристику сразу во всей заданной полосе частот при помощи обратного преобразования Фурье.

Литература

1.     Bruns Christian, Leuchtmann Pascal, and Vahldieck Ruediger, Analysis and Simulation of a 1-18-GHz Broadband Double-Ridged Horn Antenna //IEEE Trans. on Electromagnetic Compat., 2003, V. 45, No. 1, P. 55-60.

2.     Majid Abbas-Azimi, Farrokh Arazm, Jalil Rashed-Mohassel, Design of a New Broadband EMC Double Ridged Guide Horn Antenna //Proc. `EuCAP 2006' Nice, France, 6-10, Nov. 2006.

3.     M. Botello-Pйrez, H. Jardуn-Aguilar, I. Garcнa Ruнz, Design and Simulation of a 1 to 14 GHz Broadband Electromagnetic Compatibility DRGH Antenna //Proc. 2nd International Conference on Electrical and Electronics Engineering (ICEEE) and XI Conference on Electrical Engineering (CIE 2005), Mexico City, Mexico, 7-9, Sept. 2005

4.     Vicente Rodriguez  //IEEE Mag., 2006,v.48, No 2, P.157-160.

5.     Kwan-Ho Lee, Chi-Chin Chen, Robert Lee // IEEE Trans., 2007, V. AP-55, No.3, P.798-804.

Размещено на Allbest.ru