Моделирование работы схемы источника опорного напряжения в условиях совместного воздействия высокой температуры и радиации космического пространства

Введение

1. Теоретическая часть

1.2 Источник опорного напряжения на КМОП транзисторах

2. Практическая часть

1. Теоретическая часть

1.1 Влияние температуры и ионизирующего издучения на характеристики МОП транзисторов

В статье [9], основная причина, по которой СБИС, построенные на массивных кремниевых пластинах, предназначаются для использования при температурах намного выше 200°C, хотя специальные схемы позволяют работать на объемном кремнии до 260°С на уровнях рассеивания мощности - наличие неприемлемо высоких паразитных токов утечки, связанных с большими, p-n-переходами (например, p- или n-дырки на подложке) [18,20]. Схематическое поперечное сечение типичных КМОП-транзисторов на объемном эпитаксиальном кремнии показано на рис. (1а). В то время как использование тонкого эпитаксиального слоя улучшает допуск защелкивающихся объемных эпитаксиальных кремниевых устройств, по сравнению с цепями на «чисто» объемном материале (в остальной части корпуса только объемный эпитаксиальный материал сравнивается с кремний-на-изоляторе (КНИ)), p-область утечка n-перехода становится неприемлемо большой при повышенных температурах, там, ограничивая приложение объемного устройства при высокой температуре [19-21]. Однако было продемонстрировано, используя методы диэлектрической изоляции, средние (примерно до 200 транзисторов) функциональность КМОП интегральная схема (ИС) может быть достигнута при температурах вплоть до 350°C [22]. Способ повышения доступного отклонения к утечке на основе температуры, совместимый с обработкой БИС и СБИС КМОП, заключается в использовании (КНИ). Схематическое поперечное сечение КМОП-транзисторов на КНИ показано на рис. 1(б). На рисунке представлено отсутствие каких-либо больших p-n-переходов на площади по сравнению с объемной структурой на рис. 1(а).

Рис. 1. Схематические сечения МОП-устройств на объемных эпитаксиальных (1a) и кремниевых подложках КНИ (1б), заштрихованные вокруг p+ и n+ областей представляют собой область обеднения

Авторами статьи была сравнена индуцированная температурная утечка транзисторов из массивных и КНИ партий, которые были изготовлены в Нанотехнологии и Национальной лаборатории Сандия. Объемные устройства для этих экспериментов были изготовлены в трехмерной технологии Сандия и имели затвор оксида 32 нм. Для сравнения были изготовлены два типа устройств КНИ с 28-нм затвором: КНИ через зону - рекристаллизацию расплава (ZMR) и через имплантацию кислорода (SIMOX). Приведенное ниже обсуждение, основанное на результатах, полученных на этих конкретных материалах КНИ - демонстрация улучшенной реакции утечки будет проводиться для других технологий КНИ, включая кремний-на-сапфире.

На рисунке 2 авторы статьи показывают статический ток утечки (ток исток-исток с нулевым напряжением на затворе) в зависимости от температуры и объемных транзисторов SIMOX. Пунктирная кривая (А) представляет собой утечку перехода для объемных устройств, наблюдаемых с субстратом к стоку, и р-дырку, привязанную к источнику, как это было бы в случае типичного применения схемы КМОП. Также показано на рис. 2 для сравнения - объемная утечка транзистора вне состояния с плавающей подложкой (кривая B). Так что постоянный ток подложки не влияет на общую измеренную утечку. Большая разница между утечкой, наблюдаемой в случаях A и B, иллюстрирует значимость утечки p-дырки к утечке в общий температурный отклик устройства для объемного кремния. Испытуемые авторами температурные характеристики ZMR-устройств аналогичны показанным результатам SIMOX (КНИ), что указывает на то, что обе обеспечивают одинаково эффективную диэлектрическую изоляцию.

Рис. 2. Нейтральная транзисторная токовая утечка функции измерения температуры для объемного и КНИ (SIMOX) 4 x 16мкм транзисторов, ток утечки системы, - 40 pA, не вычитался

При комнатной температуре объемные кремниевые устройства (кривая B) проявляют примерно в 4 раза меньше утечки, чем устройства КНИ, когда утечка p-кармана в подложку исключена из схемы. Это происходит потому, что в настоящее время объемный кремний имеет намного меньшее количество кристаллических дефектов [23]. Однако по мере увеличения температуры ток утечки объемных устройств (кривые A и B ) значительно быстрее, чем у устройств КНИ. «Дополнительная» утечка не может превышать температуру B, которая протекает через р-карман для стока. На кривой А (как и ожидалось) наблюдается более резкая в утечке из-за тока, протекающего через переход р-карман ? подложку. Фактически, при 250°С основной ток утечки в типичных приложениях схемы (кривая A) больше на два порядка, чем у устройств КНИ. Это может привести к сбою цепи для массовых устройств или защелкиванию. В других недавних исследованиях было показано, что токи утечки остаются управляемыми в КНИ-устройствах, по крайней мере, до 300°С.

Сниженное качество соединения в устройствах КНИ, связано с большим количеством дислокаций в конкретном исходном материале SIMOX. Существенные улучшения качества материала и соединения КНИ -устройств производятся непрерывно, поэтому качество соединения, аналогичное качеству устройств на объемном кремнии, должно быть легко доступно сейчас или в самом ближайшем будущем. Эти улучшения должны привести к еще более низким утечкам для КНИ и повышению надежности устройства КНИ. Авторы статьи пришли к выводу, что с помощью технологии КНИ удаляется исключительная способность технологии «Препятствие к кремнию» при очень высоких температурах, утечке больших площадей.

Радиационная реакция

Исследование радиационной стойкости МДП-транзисторов показало, что данные приборы весьма чувствительны к воздействию радиации. Определено, что деградация параметров МДП-приборов обусловлена не объемными эффектами, а эффектами происходящими в диэлектрике и на границе раздела диэлектрик-полупроводник. Поэтому при облучении МДП-приборов деградация параметров происходит главным образом из-за эффекта ионизации, при этом преобладающее влияние оказывает сильно ионизирующие излучения: г - излучение, электронное, протонное и рентгеновское. В качестве диэлектрика под затвором используется как правило SiO2, т.к. это естественный окисел на кремнии. Любой другой диэлектрик приводил бы к худшей ситуации. Такие приборы называются также МОП-транзисторами, основным фрагментом которых является МОП-структура (см. рис. 3) [11].

Рис. 3. Фрагмент активной области МДП-транзистора

На рис. 4 представлены изменения сток-затворных характеристик р- и n-канальных МДП-транзисторов при различных дозах г-излучения. Из рисунков видно, что при облучении достаточно сильно сдвигается пороговое напряжение в сторону больших отрицательных смещений и одновременно происходит некоторое изменение крутизны характеристик. Поэтому ток стока, измеренный при фиксированном напряжении на затворе, для р-канальных транзисторов уменьшается, а для n-канальных - увеличивается.

Рис. 4. Сток-затворные характеристики МДП-транзисторов с индуцированным (а) и встроенным (b) каналом до и после облучения г- квантами

Изменение порогового напряжения преимущественно связано с накоплением пространственного заряда в диэлектрике; уменьшение угла наклона сток-затворных характеристик, а, следовательно, и уменьшение крутизны характеристики МДП-транзистора обусловлено увеличением плотности быстрых поверхностных состояний на границе раздела Si-SiO2. Таким образом, деградация статических параметров МДП-транзисторов объясняется в основном двумя эффектами, не исчезающими при облучении: накопление положительного заряда в подзатворном диэлектрике и увеличение плотности быстрых поверхностных состояний на границе раздела диэлектрик - полупроводник. Радиационно-зависимыми параметрами МДП-транзисторов являются: пороговое напряжение, крутизна сток-затворной характеристики. Накопление положительного заряда приводит к сдвигу сток-затворных, изменению величины Vпорог, а увеличение плотности быстрых поверхностных состояний - к уменьшению крутизны стоко-затворной характеристики. Кроме этого оба эффекта приводят к увеличению (для р-канальных), либо к уменьшению (для n-канальных приборов) тока стока.

Радиационная и температурная реакция: МОП завтор-оксид

Реакция МОП устройства на ионизирующее излучение в значительной степени определяется пороговыми сдвигами напряжения и деградацией подвижности. Пороговые сдвиги напряжения вызваны заторможенным зарядом и ловушками на границе Si/SiO2. Порог сдвига напряжения (ДVth), a МОП-затвор, например, представляет собой алгебраическую сумму сдвигов из-за захвата оксидом-ловушкой (ДVot) и интерфейсной ловушкой (Дvit) [24-26]. Считается, что деградация подвижности является прежде всего функцией Дvit [27]. Поэтому важно понять, как ДVOT и ДVit влияют на излучение и высокие температуры [9].

Раньше обычно считалось, что из-за эффектов отжига работа при высокой температуре после (или во время) воздействия ионизирующего излучения может только улучшить характеристики МОП-устройств. В последнее время, было продемонстрировано, что MOП устройства могут проявлять более сложный ответ на повышенный температурный отжиг [24,28]. Действительно, устройства, которые сохраняют работоспособность после воздействия радиации, могут выйти из строя в более продолжительное время из-за эффектов «отскока», которые можно ускорить, подняв температуру устройства. В последнее время также было обнаружено, что, вопреки предыдущим ожиданиям, приборы, облученные при очень низких дозах, могут выйти из строя при более низких дозах, чем устройства, облученные при умеренной мощности дозы, более типичные для лабораторных испытаний [28-30]. Оба этих результата являются следствием различий, при которых ДVot и ДVit накапливаются и отжигаются, и могут зависеть от того, как обрабатываются t-устройства. Независимо от того, могут ли МОП устройства выдерживать экстремальные радиационные и/или температурные среды, зависит не только от количества получаемого излучения и от способа обработки устройства, но также от времени, температуры, смещения и истоков мощности дозы устройств во время и после облучения.

В этом исследовании авторы статьи [9] использовали устройства из двух версий объемной 3-мкм технологии Сандия: «старый базовый» процесс и настоящий «Mod B» процесс, который примерно в 2-4 раза сложнее (как для захваченного оксидом заряда и интерфейс-ловушки). Толщина затвора оксида составляет - 47 нм. Авторы статьи концентрировались на ответе n-канального транзистора, где проявляется более сложное поведение при повышенных температурах, чем устройства с p-каналом (которые только улучшают с повышенным температурным отжигом). Кроме того, для тестируемых n-канальный устройств, отклик доминирует в механизмах отказа схемы. Для других технологических процессов также может потребоваться детальное рассмотрение реакции p-канала.

Облучения проводили при комнатной температуре гамма квантами Со-60 с мощностью дозы - 370 рад(Si)/с. Увеличение температуры устройства было менее 20°С во время излучения [31,32]. После облучения устройства подвергались смещению при температурах до 250°С. Значения ДVth, ДVot и ДVit были определены вне источника, позволяя устройствам остывать до комнатной температуры, используя метод Winokur и McWhorter. Авторы статьи подробно обсуждают подробные данные, чтобы почувствовать усложнения в характеристике реакции МОП-устройства на излучение и повышенный температурный отжиг.

Рис. 5. ДVth в зависимости от времени и температуры отложения радиационного отжига для МОП-транзисторов на объемном кремнии

На рис. 5 авторы статьи показывают ДVth для n-канальных транзисторов, изготовленных со старым процессом базовой линии, в зависимости от времени отжига и температуры. Авторы подвергали облучению до 1,0 Мрад(Si) до того, как начался повышенный температурный отжиг. При радиационном облучении и отжоге напряжение смещения составляло 10 В на затворе, а все остальные контакты были заземлены. Показанные результаты представляют собой поведение нескольких устройств, облученных и отожженных в аналогичных условиях. Пороговое напряжение до облучения Vth для этих транзисторов составляло около 1,1 В. На рис. 5 показано, что устройства почти перешли в режим истощения во время облучения; то есть, если Vth опускается ниже значения 0 В для n-канального транзистора, соответствующий ДVth = -1.1В для разделителей, транзистор «выключен» потребляет большую величину тока, что может привести к сбою цепи. Это уменьшение в Vth обусловлено наличием большего количества дырочного захвата, которое индуцирует отрицательный ДVth, чем пороговое излучение на основе интерфейса, которое индуцирует положительный ДVth n-канального транзистора.

При отжиге при повышенных температурах значения ДVth быстро восстанавливаются в результате удаления и/или компенсации захваченных отверстий. В течение первого часа отжига значение Vth либо почти вернулось к его величине предварительного облучения (кривые 100°C и 250°C), либо фактически превысило значение предварительного облучения (кривые 150°C и 200°C). Эти положительные значения ДVth определяют эффект «отскока» и соответствуют случаям, когда интерфейсные ловушки начинают доминировать над ответом устройства. Для более низкого облучения дозы, который наиболее интересен для устройств, предназначенных для использования на космической ядерной энергетической платформе, наращивание интерфейсных ловушек может все время доминировать над поведением устройства. Уровень значения Vth выше предварительного облучения в сочетании с сопутствующей подвижностью может привести к уменьшению скорости вращения и скорости протекающей цепи, что, в свою очередь, может привести к сбою схемы или системы. Таким образом, наименее приемлемыми частями для применения в системе с пространственным питанием являются системы с n-канальными транзисторами, которые показывают наибольшие положительные сдвиги напряжения порогового напряжения. На рис. 5, было отмечено, что через час после облучения 150°C-отожженная часть проявляет наиболее положительное значение Vth. Однако в более длительные периоды значение ДVth для устройства 150°C становится постоянным в течение нескольких дней, а затем начинает уменьшаться. У аппаратов 200°C и 250°C не обнаружено меньше отскоков. С другой стороны, устройство с 100°C демонстрирует очень большой положительный сдвиг порогового напряжения и представляет наихудший ответ устройства примерно через 10 часов. Даже через 100 часов (и дольше) значение ДVth не начинает уменьшаться для 100-градусной отожженной части. Следовательно, через короткое время после облучения наихудший отскок индуцируется отжигом 150°C, и в более длительные времена отскок наихудшего случая индуцируется отжигом 100°C для этих устройств в этих условиях смещения.

На рисунке 6 авторы статьи рассматривают отклик критического параметра ДVit как функцию времени и температуры после облучения для устройств, показанных на рисунке 5. Для части, отожженной 150°C, значение ДVit увеличивается примерно на 20% в первые восемь часов после облучения, а затем начинается нарастание стога. Для 100-градусной отожженной части значение ДVit продолжает увеличиваться более чем на 100 часов. Для 200°C и 250°C-отожженных частей удаление захвата интерфейсов доминирует над поведением ДVit с начала времени отжига. Фактически, при 250°С около 50% интерфейсных ловушек исчезают с первого часа. Из данных, представленных на рис. 4, авторы статьи выводят энергию активации для удаления интерфейсной ловушки около 1,4 ± 0,3 эВ. Тем не менее, следует отметить, что если смещение затвора было вместо 0 В для 100°C устройства, некоторое снижение ДVit, вероятно, произойдет из-за отрыва интерфейса ловушки в течение длительного времени, так как энергия активации для удаления интерфейса-ловушки как представляется, меньше для смещения 0 В, чем для положительного смещения для этих устройств. Авторы статьи концентрируются на положительном смещении во время отжига, потому что он представляет собой наихудший ответ для этих устройств. Обратите внимание на рисунке 6, что скорость нарастания в ДVit больше для отожженной 150°C части, чем для 100-градусной отожженной части в более короткие времена. Это указывает на то, что интерфейсные ловушки имеют тенденцию накапливаться быстрее при более высоких температурах. Таким образом, то, что определяет реакцию устройства в относительно короткие периоды времени после облучения или при облучении при умеренной мощности дозы (типичной для лабораторного или наземного тестирования), является «гонка» между процессами, которые приводят к более положительному значению ДVth (интерфейс - образование ловушек и удаление дырок) и процессов, которые приводят к большему количеству отрицательных значений ДVth (удаление интерфейсов - ловушек и образование дырок). Это может привести к сложному ответу устройства, который быстро меняется со временем. С другой стороны, при длительном времени или при низких дозах облучения (когда величина ДVot мала по сравнению с ДVit, с другой стороны, зная, действительно ли генерация или удаление интерфейса-ловушки доминирует над ответом устройства, достаточно охарактеризовать производительность часть.

Рис. 6. ДVit в зависимости от времени и температуры отжига облучения для МОП-транзисторов на объемном кремнии

На рис. 7 авторами статьи были рассмотрены эти отдельные эффекты разностей обработки и дозы облучения на время после облучения и температурный отклик n-канального МОП-транзисторов. Здесь ДVit показан как функция времени и температуры отжига для старых базовых и Mod B-устройств, облученных при смещении 10 В до уровней, указанных на вставке.

Рис. 7. ДVit как функция времени процесса и дозы, времени облучения и температуры облучения МОП на объемном кремнии

Первая точка данных, нанесенная для каждого устройства, представляет значение ДVit сразу после периода облучения. Затем устройствам разрешалось оставаться при одинаковом смещении (+ 10 В, затвор-источник) при комнатной температуре в течение трех дней. Затем температуру отжига повышали до 75°С и проводили в течение одного дня с последующим добавлением в 100°С в течение одного дня и т. д., Как показано на оси х на рис. 7. Авторами статьи рассмотрено, как ДVit изменен для различных устройств, начиная с самой верхней кривой. Эта кривая представляет собой условия облучения и процесса, аналогичные условиям на рис. 5 и 6, т.е. обрабатываемые части старой исходной формы облучали до общей дозы 1,0 Мрад(Si). Заметим, что в соответствии с поведением, показанным на рисунке 6, значение ДVit постепенно увеличивается с увеличением температуры 100°C. Выше 100°C для этих частей начинается удаление интерфейса - ловушка. Для устройств Mod B (технология с низкими ДVit), облученных до 3.0 Мрад, удаление интерфейса - захвата только начинает доминировать над ответом устройства выше 150°C. Наконец, для устройств Mod B, облученных на устройствах 1.0 Мрад или базовой линии, облученных до 100 крад, интерфейсное отключение не начинает становиться важным для этого временного масштаба до тех пор, пока не будут достигнуты температуры (T) выше 175°C. Ступенчатый отжиг, значения ДVit сходятся к общей кривой при T = 250°C (Для более длительных периодов отжига эта сходимость может иметь место при несколько меньшем значении T, но при этом не ниже примерно 175°C для этих устройств.) Т.е. при достаточно высоких температурах и достаточно долгое время после периода облучения значения ДVit и, следовательно, ответ устройства, являются существенными независимо от обработки устройства и уровня излучения. Следовательно, если системные требования диктуют работу в этих временных и температурных диапазонах во время радиационного облучения, как это было бы в случае ядерной энергетической системы MMW (по крайней мере, когда реактор «активен»), получаемая полная доза радиации не будет значительно ухудшать выход устройств. Однако авторы статьи предположили, что даже при этих повышенных температурах, МОП-устройства все еще уязвимы для очень высоких доз облучения, которые характерны для детонации оружия. Таким образом, радиационный иммунитет, показанный выше 175°C на рис.5, присутствует только для долгосрочной, относительно низкой мощности дозы (скажем, <1-10 рад(Si)/с). Дополнительное устройство и/или системное упрочнение также потребуются для предотвращения установки или выгорания для определенных стратегических сценариев защиты.

Данные на рис. 5-7 демонстрируют, что (для всех рассмотренных частей авторами статьи) при температурах выше примерно 175°C кинетическое удаление кинетического интерфейса - захват ловушки во многом определяет реакцию облученных МОП-устройств. От 125°C до 175°C кинетика и генерация ловушек на границе, и удаление должны рассматриваться как подсчет, чтобы понять реакцию устройства. Ниже - 100-125°C, удаление интерфейса - ловушка происходит очень медленно, и поэтому реакция устройства на поступление радиации или реакция устройства в условиях низких доз облучения определяются главным образом за счет нарастания интерфейса - ловушки и кинетики образования и удаления захваченных дырок. Комбинированные радиационные и температурные эффекты, которые могут привести к еще более сложному поведению, также должны учитываться в характеристике деталей для системы и др. Поэтому для устройств, которые должны будут функционировать в течение длительного времени в космических ядерных энергетических системах, будет выгодно иметь части с очень малыми границами захвата интерфейса. Это сокращение ДVit может быть обработано с помощью специальной обработки\методов, описанных в литературе, или путем эксплуатации устройств при температурах, при которых известно, что эффекты отжига улучшают реакцию устройства.

1.2 Источник опорного напряжения на КМОП транзисторах

Источник опорного напряжения (ИОН) -- это базовый электронный узел, поддерживающий на своём выходе высокостабильное постоянное электрическое напряжение [5].

Источник опорного напряжения используется для того, чтобы задать V(out) стабилизированных источников электропитания, режим работы цифровых и аналоговых систем и схем, шкал преобразователей (аналого-цифровых и цифро-аналоговых) и как эталоны напряжения в составе измерительных приборов.

Стабильность и точность данных устройств определяются точностными параметрами применяемых в них ИОН.

Основной подход авторов

Авторами статьи [1] продемонстрирована опорное напряжение, которая представляет собой схему КМОП (рис. 10), основанную на разности напряжений затвора между парой транзисторов P-типа МОП (PMOS) и N-типа (NMOS) (Mp и Mn), смещенных пропорционально абсолютной температуре (PTAT) IREF (уравнение (10)). В отличие от первоначальной работы, данная конструкция была:

Улучшена путем введения каскадного этапа смещения для повышения стабильности и новой конструкции запуска [6], чтобы избежать стартового дефицита при экстремальных температурах и угловых процессов (что приводит к увеличению Vht) ;

Для работы расширен диапазон температур от 40 до 200°С;

Предназначена для ограничения рассеивания мощности в суровых условиях, используя транзисторы, оптимизированные для работы в подпороговом режиме.

Рис. 10. Источник опорного напряжения цепи, адаптированная из [10]

Далее авторами статьи была рассмотрена работа их предыдущей схемы [10], а также предлагается улучшенная архитектура.

Принципы проектирования схемы источника опорного напряжения

Из анализа схемы, описанной в рис. 10, значение опорного напряжения VREF и ток смещения IB выводятся по формулам:

VREF = (1+R1/R2) * VGSn - |VGSp|

IB = (VGS2 - VGS1)/RB

где VGSn, VGSp, VGS1 и VGS2 являются напряжениями затвора-истока для транзисторов Mn, Mp, M1 и M2 соответственно. Для NMOS и PMOS-транзисторов, работающих в подпороговом режиме, характеристики I - V могут быть выражены в [7]:

IDn = вn * U2T * exp((VGS-Vthn)/n*UT)*[1-exp(VDS/UT)]

IDp = вp * U2T * exp((VSG-|Vthn|)/n*UT)*[1-exp(VSD/UT)]

где вn = мn*Cox*(Wn/Ln) и вp =мp*Cox*(Wp/Lp), мn,p - подвижность электронов и дырок в канале, Cox - емкость оксида на единицу площади, Vthn и Vthp - пороговые напряжения NMOS и PMOS соответственно, Wn(Wp) и Ln(Lp) - ширина и длина канала для NMOS (PMOS) соответственно. UT = kB*T/q - тепловое напряжение (kB - постоянная Больцмана, q - элементарный заряд, T - абсолютная температура), n - параметр подпорогового склона, VGS и VDS (VSG и VSD) затвора-истока в источник для NMOS (PMOS) транзистора. Для |VDS|> 4UT идентификатор тока стока практически не зависит от напряжения стока от источника [13], так что из уравнений (5) и (6) можно извлечь:

VGSn = n * UT * ln (IDn/вn * U2T) + Vthn

|VGSn| = n * UT * ln (IDp/вp * U2T) + |Vthp|

На рисунке 10, если k - отношение размера (W1/L2 = (L1/W2)) транзисторов M1 и M2, m - текущий коэффициент копии на выходном каскаде (IREF = m.IB) и уравнениях (2) и (5) ток смещения IB определяется следующим образом:

IB = n * UT * (ln(k)/RB)

IREF = m * n * UT * (ln(k)/RB)

Предполагая, что ток через сопротивления R1 и R2 пренебрежимо мал и используя уравнения (3), (7) и (8), получаем следующее выражение VREF:

VREF = n*UT*[ln (вMp/вMn) + Mr*ln(n*m*ln(k)/RB*вMn*UT)]+(1+Mr)*Vthn-|Vthp|

с вMn(p) =мn(p)*Cox*(W/L)n(p) для выходных транзисторов Mn и Mp соответственно (рис. 10). Где в параметры (? T-б, с б ? 1.5) вместе с параметром n и пороговым напряжением Vthn и Vthp имеющих температурную зависимость[14,15]. Mr - отношение резисторов (R1/R2). RB представляет собой не силицидную поликремнивое сопротивление, демонстрирующую почти незначительную температурную зависимость в симуляциях.

Описание схемы источника опорного напряжения на КМОП транзистровах

В статье [1] представлена новая конструкция схемы источника опорного напряжения (рисунок 11), разработанная с каскадным источником тока, для уменьшения вариации VREF, вследствие изменений напряжения питания и радиационных эффектов, вызванных одиночными ионизированными частицами. Выражение опорного напряжения VREF остается неизменным [16].

Характеристики схемы при высокой температуре

Схема источника опорного напряжения, представленная в статье [1], была разработана на основе аналоговых МОП-транзисторов 130 нм КНИ КМОП с толщиной подзатворного оксида 5 нм и 280 нм минимальная длина. SPICE (BSIM3 SOI), доступные для этой технологии, коммерчески подтверждены до 150°C. Авторами данной статьи была проверена достоверность их моделей до 200°C, сравнив сток-затворные характеристики, характерные для транзистора MOSFET, путем моделирования, и из измерений для разных температур (25, 150, 175 и 200°C). По мнению авторов, на рисунках данной статьи (Рис. 12, 13) показаны два примера хорошего соотношения между промоделированными и измеренными кривыми для NMOS и PMOS-транзисторов при 25°C и 200°C в подпороговой области, представляющей интерес. Небольшими расхождениями для PMOS-транзистора можно пренебречь, поскольку дизайн схемы должен справляться с гораздо большими изменениями из-за процесса, температуры и излучений.

Рис. 11. Схема источника опорного напряжения в статье [1]

Рис. 12. Смоделированные и измеренные в статье [1] кривые сток-затворных характеристик при 25°C, VDS = 1.5 В, W = 1 мкм, L = 0.28 мкм

Рис. 13. Смоделированные и измеренные в статье [1] кривые сток-затворных характеристик при 200°C, VDS = 1.5 W = 1 мкм, L = 0.28 мкм

Оптимизация схемы

Оптимизация конструкции заключается в определении тока смещения IB и размеров транзисторов и резисторов, чтобы минимизировать изменение VREF с физическими параметрами устройства, как это определено авторами статьи предыдущими уравнениями. Температурная зависимость должна быть как можно меньше. Вышеупомянутая зависимость выражается путем оценки температурного коэффициента (ТС), определяемого следующим выражением:

[TC] = 1/VREF * [dVREF/dT] (12)

Чтобы свести к минимуму коэффициент TC для проекта статьи[1], авторы статьи выделили температурные зависимости физических параметров, вычисленное уравнением (12) и выполнили поиск наилучших расчетных параметров (W1, W2, Ln, m, Mr, Wn, Wp и RB). Затем были проведены расширенное ELDO (Mentor Graphics) моделирование для разных частей процесса в диапазоне температур от 40 до 200°C.

Измерения при комбинированной высокой темперутре и радиационном воздействии

В статье [1], было представлено шесть чипов, которые подвергались воздействию гамма-излучения в течение одной недели с мощностью дозы 10 крад/ч и регулярно измерялись. Два чипа поддерживали при комнатной температуре, два нагревали при 100°С во время излучения и последние два при 200°С. Контрольное значение напряжения остается около ожидаемого напряжения 1,5 В с максимальным увеличением на 5% сдвига для комнатной и температуры 200°С. При 100°С в напряжении опорного значение повышается с суммарной дозой до 400 крад(Si) и начинает уменьшаться при более высокой дозе (рисунок 14). Потребляемая мощность опорного напряжения возрастает с увеличением излучения и температуры, для самой высокой температуры нагрева, за исключением во время излучения, для которого мощность остается стабильной на уровне около 75µВт при излучении (рисунок 15). Аналогичные тенденции наблюдаются для всех измеренных чипов. Подобно температурному случаю, авторами статьи были выражены зависимости излучения источника опорного напряжения цепи. Это примерно 25 ppm/крад для комнатной температуры до 1 Мрад(Si).

Рис. 14. Изменение значения напряжения VREF в зависимости от накопленной дозы при разных температурах из статьи [1]

Рис. 15. Измеренная потребляемая мощность источника опорного напряжения на 2,5В питании, в тех же условиях, как показано на рисунке 14

Измеренные результаты

Авторами статьи[1] было сказано, что излучение гамма-лучей приводит к накоплению оксидов и интерфейсных зарядов (Nox и Nit). Таким образом, для PMOS (рис. 16) абсолютное значение |Vthp| с излучением - увеличивается. Этот эффект усиливается при 200°C из-за более высокого образования Nit. Для NMOS-транзистора (рис. 17) при комнатной температуре доминируют индуцированные заряды Nox (по сравнению с Nit), и поэтому значение Vthn незначительно уменьшается [17]. При 100°С происходит баланс между Nox и Nit и сохраняет относительно стабильное значение для дозы Vthn или радиационной дозы. Nit становится доминирующим при 200°C и приводит к увеличению порогового напряжения NMOS с дозой.

Рис. 16. Изменение порога напряжения PMOS по сравнению с TID при разных температурах

Рис. 17. Изменение порога напряжения NMOS по сравнению с TID при разных температурах

1.3 Система схемотехнического моделирования LTspice IV

SPICE - симулятор для проведения компьютерного моделирования работы цифровых и аналоговых электрических цепей.

LTspice это универсальная среда, для сознания и проектирования электрических схем с интегрированным симулятором смешанного моделирования. Она предоставляет возможность быстро изменять параметры и компоненты электрических схем, проверять работоспособность новый вариантов и находить оптимальные решения. Также присутствует возможность загрузить схему, созданной другими инструментами для рисования схем или созданного вручную (расширения *.but, *.cir, *.sp, *.net). Сравнивая с похожими программами (OrCAD, Microcap), LTspice выигрывает тем, что не занимает большого количества свободной памяти на ПК и при моделировании занимает очень мало времени[2].

LTspice имеет полную библиотеку компонентов компании Linear Technology Corporation(интегральные схемы, пассивные элементы + редкие модели импульсных регуляторов и контроллеров). Т. к. данная программа применяет стандартные SPICE-модели электронных деталей, к существующей базе можно добавить библиотеки других производителей, и также создавать свои собственные модели. Редактор имеет иерархическую структуру, рисование электронных цепей средней и большой сложности выполняется с помощью создания подсхем. Глубина иерархии и размер схемы ограничиваются только ресурсами компьютера.

Симулятор LTspice позволяет проводить:

* Амплитудно-частотный анализ;

* Анализ переходных процессов;

* Спектральный анализ;

* Анализ гармоник;

* Спектральный анализ шумовых характеристик в выбранной точке схемы, а также шумовые характеристики, приведенные к входу.

Также в LTspice можно построить семейство амплитудно-частотных характеристик при пошаговом изменении номинала выбранного элемента. Результаты всех моделирований отображаются в графическом окне, также есть возможность для их последующего анализа.

В отличие от других программ LTspice способен записывать в wav-файл сигнал из любой точки цепи. Частота дискретизации и количество разрядов устанавливаются пользователем, а полученный файл может редактироваться в специализированной программе. Данные из файлов с расширением *.wav, помимо внутренних источников, генерируемых программой, могут являться входными сигналами рабочих схем.

Для проектирования печатных плат предусмотрено построение списка соединений с функцией упорядочивания следования имен выводов. Из недостатков LTspice необходимо отметить довольно неудобный интерфейс и ограниченное количество библиотек элементов.

При запуске программы появляется главное окно, как показано на рис. 18.

Рис. 18. Главное окно программы LTspice

Далее создается новый файл (меню File --> New schematic), при этом станут активными почти все значки верхней панели инструментов, как показано на рис 19[3].

Рис. 19. Панель инструментов программы LTspice

При нажатии клавиши F2 можно попасть в окно выбора компонентов, из меню выбираем нужную модель операционного усилителя, показано на рис. 20, температура ионизирующий полупроводниковый транзистор

Рис. 20. Окно выбора компонентов

Помещаем выбранный компонент на схему, рис 21.

Рис. 21. Выбранный компонент на схеме

После помещения компонента на схему следует нажать ESC, что бы выйти из текущего режима размещения компонентов. После того как все компоненты были размещены на схеме, необходимо их соединить, с помощью клавиши F3 рисуем проводники, как представлено на рис. 22.

Рис. 22. Соединяем проводники

Перед этим указав номиналы компонентов, как представлено на рис. 23.

Рис. 23. Запись номиналов выбранных компонентов

Затем в панели управления нажать кнопку "Run", появится пустое окно симуляции, нужно выбрать компонент который нужно посчитать, рис 24.

Рис. 24. График в программе LTspice

В таблицу 1, занесены имена, размерность и описание параметров моделей МОП-транзистора.

Таблица 1 Параметры моделей МОП-транзисторов

2. Практическая часть

2.1 Определение параметров МОП транзисторов и моделирование их характеристик

При построение схем, в моделях транзисторов использовались параметры, находящиеся в Приложении Параметры МОП транзисторов.

Рис. 25. Расчет VTH0 для p-канального МОП-транзистора

Основные параметры, которые менялись это пороговое напряжение и подвижность при номинальной температуре. При моделировании схем были изменены следующие параметры моделей VTH0 и U0, в соответствии со статьей [1]. VTH0 - пороговое напряжение, U0 - подвижность при номинальной температуре. Была взята разница отклонения при отсутствии радиации, 400 крад и 100 крад для n и p-канальных транзисторов, как приведены на рис. 25 и 26. Расчеты VTH0 для n-канального МОП транзистора при комнатной температуре и 100оС не производились, т.к. не имеют большую разницу. Затем значения стандартного параметра VTH0 складывалась с разницей отклонения, и затем подставлялась в модель. При 100оС и 1000 крад, параметр U0 был умножен на 0,8 -- т. к. из статьи [1] из по рис. 25 и 26 можно высчитать, что отклонение составляет 20%, а при 200оС и 1000 крад умножен на 0,7.

Рис. 26. Расчет VTH0 для n-канального МОП-транзистора

В таблицу 2 занесены все используемые параметры для моделей при температурах от 25оС до 200оС и радиации от 0 до 1000 крад.

Таблица 2 Параметры моделей при температуре и радиации

Построение и моделирование схем

Были смоделированы схемы сток-затворных характеристик. На рис. 27 представлены схемы входных характеристик МОП-транзисторов n и p-канального типа.

Рис. 27. Схемы моделирования сток-затворных характеристик МОП-транзистора n и p-канального типа

Расчет сток-затворных характеристик при комнатной температуре

На Рис. 28(а) и 28(б) представлены характеристики n и p-канального МОП-транзистора комнатной температуре.

Рис. 28(а). Характеристики n-канального МОП-транзистора при комнатной температуре

Рис. 28(б). Характеристики p-канального МОП-транзистора при комнатной температуре

Параметры VTH0 и U0 у n и p-канального МОП-транзисторов при комнатной температуре имели следующие значения: у p-канального VTH0 = 0.1, U0 = 0.0155; у n-канального VTH0 = -0.2, U0 = 0.0165.

Расчет сток-затворных характеристик в диапазоне температур от 25 до 200оС

Рис. 29(а). Смоделированные сток-затворные характеристики n-канального МОП-транзистора с учетом влияния температуры

На рис. 29(а) и 29(б) представлены изменения характеристик n и p-канального МОП-транзистора с влиянием температуры от 25 до 200оС. На данных рисунках, можно обратить внимание, что изменение температуры существенно влияет на характеристики МОП-транзистора. Были скорректированы параметры моделей U0 и VTH0 как представлено на рис. 25 и 26, с целью учета влияния радиации на характеристики моделей в соответствие со статьёй [1], чтобы провести сравнительный анализ полученных данных, с данной статьёй.

Рис. 29(б). Смоделированные сток-затворные характеристики p-канального МОП-транзистора с учетом влияния температуры

При влиянии температуры от 100 до 200оС изменения параметров у p и n-канальных МОП транзисторов - производились. Были использованы следующие параметры: p-канал - VTH0 = 0.1 и U0 = 0.0155, n-канал: VTH0 = -0.2 и U0 = 0.0165 при вышеуказанных температурах.

Рис. 30(а). Измеренные сток-затворные характеристики n и p-канального МОП-транзисторов при комнатной температуре [1]

Сравнивая с графиками представленных на рис. 30(а) и 30(б) взятых из статьи[1], можно сделать вывод что подобранные параметры МОП транзисторов - верны, т.к. сток-затворные характеристики ведут себя значительно похожи.

Рис. 30(б). Измеренные сток-затворные характеристики n и p-канального МОП-транзисторов с учетом влияния температуры до 200оС [1]

Расчет сток-затворных характеристик под воздействием радиации

На рис. 31(а) и 31(б) представлены изменения характеристик p-канального МОП-транзистора с влиянием радиации от 400 до 1000 крад при комнатной температуре. На данных рисунках, можно обратить внимание, что радиация существенно влияет на характеристики МОП-транзистора. Расчеты VTH0 для n-канального МОП транзистора при комнатной и 100оС как ранее было сказано - не производились.

При влиянии радиации в параметрах МОП транзисторов произошли следующие изменения: при 400 крад у p-канального МОП транзистора параметр VTH0 стал равен 0.085, а U0 остался равен 0.0155; у n-канального МОП транзистора параметры остались без изменения - VTH0 = -0.2, а U0=0.0165. При 1000 крад: p-канал - VTH0 = 0.075 и U0 = 0.0155. У n-канального МОП транзистора параметры остались без изменений - VTH0 = -0.2, U0=0.0165.

Рис. 31(а). Сток-затворная характеристика p-канального МОП-транзистора с влиянием радиации до 400 крад

Рис. 31(б). Сток-затворная характеристика p-канального МОП-транзистора с влиянием радиации до 1000 крад

Расчет сток-затворных характеристик под воздействием радиации в диапазоне от 0 до 1000 крад

На рис. 32(а,б,в) и рис. 33(а,б,в) представлены изменения характеристик n и p-канального МОП-транзистора с влиянием радиации от 0 до 1000 крад. На данных рисунках, можно обратить внимание, что влияние радиации существенно влияет на характеристики МОП-транзистора.

Рис. 32(а). Смоделированные сток-затворные характеристики n-канального МОП-транзистора с учетом влияния радиации при комнатной температуры

Рис. 32(б). Смоделированные сток-затворные характеристики n-канального МОП-транзистора с учетом влияния радиации при 100оС

Рис. 32(в). Смоделированные сток-затворные характеристики n-канального МОП-транзистора с учетом влияния радиации при 200оС

На рис. 32(а) при влиянии радиации от 0 до 1000 крад, при комнатной температуре для n-канального МОП-транзистора расчет параметров не производился, т.к. влияние радиации оказывает не существенное влияние на пороговое напряжение, поэтому на рисунке изображена одна кривая. На рис. 32(б) представлены две кривые, т.к. расчет в 400 крад не производился из-за не существенного влияние на характеристики МОП-транзистора. При повышении радиации до 1000 крад, происходит деградация порогового напряжения, кривая сдвигается вправо. На рис. 32(в) представлены три кривые, т.к. при температуре 200оС происходит более сильная деградация порогового напряжения, что при повышение излучения кривые и пороги сдвигаются вправо.

Рис. 33(а). Смоделированные сток-затворные характеристики p-канального МОП-транзистора с учетом влияния радиации при комнатной температуры

Рис. 33(б). Смоделированные сток-затворные характеристики p-канального МОП-транзистора с учетом влияния радиации при 100оС

Рис. 33(в). Смоделированные сток-затворные характеристики p-канального МОП-транзистора с учетом влияния радиации при 200оС

На рис. 33(а) представлены сток-затворные характеристики p-канального МОП-транзистора при комнатной температуры и влиянию радиации до 1000 крад, что приводит к смещению кривых в правую сторону при повышении радиации. При 100оС, радиация на сток-затворные характеристики, стала влиять значительно сильнее, кривые сдвинулись значительно сильнее, а при 200оС порог сдвинулся еще правее.

Расчет сток-затворных характеристик под совместным влиянием температуры и радиации

На Рис. 34(а,б) и 35(а,б,в,г,д) представлены расчеты изменения характеристик n и p-канального МОП-транзистора с совместным влиянием температуры 100-200оС и радиации от 400 до 1000 крад.

Рис 34(а). Сток-затворная характеристика n-канального МОП-транзистора при 100оС и дозе 1000 крад

При совместной температуре в 100оС и радиации в 1000 крад, у n-канального МОП-транзистора были следующие параметры: VTH0 = -0,2, а U0 = 0.0132.

Рис. 34(б). Сток-затворная характеристика n-канального МОП-транзистора при 200оС и дозе 400 крад

Рис. 35(а). Сток-затворная характеристика n-канального МОП-транзистора при 200оС и дозе 1000 крад

При совместном влиянии температуры 200оС и радиации 400 крад, у n-канального МОП-транзистора использовались следующие параметры: VTH0= -0.14, а у U0 = 0.0165, а при 200оС и дозе 1000 крад параметры приняли следующие значения: VTH0 = -0.09, а U0 = 0.0115.