Расчёт преобразователя и схемы управления двигателем постоянного тока

Размещено на http://www.allbest.ru/

Министерство образования и науки Российской Федерации

Государственное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

«Владимирский государственный университет имени

Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых»

Кафедра АТП

Курсовая работа

по дисциплине: «Электроника и полупроводниковые устройства систем управления»

на тему: «Расчёт преобразователя и схемы управления двигателем постоянного тока»

Выполнила:

Студентка группы Аи-308

Угрюмова Е.В.

Проверил:

Рассказчиков Н.Г.

Владимир 2011



Содержание

Введение

1. Задание

2. Анализ схемной реализации устройства

3. Статический расчет транзисторного ключа

4. Динамический расчет транзисторного ключа

5. Расчет элементов формирующих линию переключения транзисторов

6. Расчет мощности резисторов

Список используемой литературы

Приложение

транзисторный мощность управление



Введение

Для современного этапа научно-технического прогресса свойственно непрерывное совершенствование элементной базы электроники в устройствах измерения, обработки информации и управления. Широкое применение микросхемотехники привело к развитию нового этапа комплексной автоматизации - гибким автоматизированным производствам, управление которыми основано на широком применении микропроцессоров и микроЭВМ. Электроника и микросхемотехника обеспечивают автоматизированное управление технологическими процессами, научными исследованиями, отдельными объектами.

Двигатели серии ДК1 предназначены для эксплуатации в следяще-регулируемых электроприводах механизмов подач металлообрабатывающих станков и в манипуляторах с программным управлением, а также в станках для сверления печатных плат и термохимической обработки металлов.



1. Задание

Разработать транзисторный преобразователь и схему управления двигателя постоянного тока серии ДК1 со следующими характеристиками:

ДК-1,7

М = 11,9 Н•м

U = 36 В

I = 8 А

n = 1000 об/мин

P = 0,18 кВт

КПД = 65,5%

Сопротивление обмотки якоря при 20°С = 0,75 Ом

2. Анализ схемной реализации устройства

Транзисторные преобразователи для управления двигателями постоянного тока

Принципы построения и управления

Упрощённая принципиальная схема ШИП представлена на рис, 3.28. Она содержит четыре транзисторных ключа ТК1-ТК4. В диагональ моста, образованного транзисторными ключами, включена нагрузка. Нагрузкой привода постоянного тока является двигатель постоянного тока. В электроприводах двигатель постоянного тока управляется, как правило, по цепи якоря, поскольку только при таком управлении могут быть получены требуемые качественные показатели привода. Питание ШИП осуществляется от источника постоянного тока, шунтированного конденсатором.

Наиболее простой способ управления ШИП по цепи якоря симметричный. При симметричном способе управления в состоянии переключения находятся все четыре транзисторных ключа моста, а напряжение на выходе ШИП представляет собой знакопеременные импульсы, длительность которых регулируется входным сигналом. В ШИП с симметричным управлением среднее напряжение Uя на выходе ШИП равно нулю, когда относительная продолжительность включения г0 = 0,5. Временные диаграммы ШИП при симметричном способе управления приведены на р», 3.28. Симметричный способ управления обычно используется в маломощных приводах постоянного тока.

Рис. 3 28 Транзисторный ШИП

Его преимуществом является простота реализации и отсутствие зоны нечувствительности в регулировочной характеристике.

Недостатком ШИП с симметричным управлением является двухполярное напряжение на нагрузке и, в связи с этим, повышенные пульсации тока в якоре исполнительного двигателя.

Стремление исключить этот недостаток привел к разработке способов, обеспечивающих однополярное напряжение на выходе ШИП. Простейшим из них является несимметричный.

Несимметричное управление представлено на рис. 3.29 а. В этом случае переключаются транзисторные ключи фазной группы ТК3 и ТК4 (ключи ТК1 и ТК2 при противоположной полярности входного сигнала), транзисторный ключ ТК1 постоянно открыт и насыщен, а ключ ТК2 постоянно закрыт. Транзисторные ключи ТКЗ и ТК4 переключаются в противофазе, обеспечивая протекание тока якоря от противоэдс двигателя. При этом на выходе ШИП формируются однополярные импульсы и среднее напряжение на выходе равно нулю, когда относительная продолжительность вклю- чения одного из нижних по схеме рис. 3.28 транзисторов г0 = О,

Недостатком рассмотренного способа управления является то, что верхние по схеме транзисторные ключи (ТК1, ТКЗ) по току загружены больше, чем нижние. Этот недостаток устранён при поочерёдном управлении, временные диаграммы которого изображены на рис. 3.29 б

Здесь при любом знаке входного сигнала в состоянии переключения находятся все четыре транзисторных ключа моста, при этом частота переключения каждого из них в два раза меньше частоты напряжения на выходе. Управляющие напряжения транзисторных ключей одной фазы моста TKI, TK2 и TKЗ,ТК4 постоянно находят- ся в противофазе; при этом ключи переключаются через период выходного напряжения Т. Этим достигаются одинаковые условия работы полупроводниковых приборов в мостовой схеме.

При некотором знаке входного сигнала управляющие импульсы u 1, u4 длительностью t = (1+г)Т подаются на диагонально располо- женные транзисторные ключи (рис. 3.29) со сдвигом на полпериода, а управляющие импульсы u2, u3 длительностью t = (1 -- г)Т, также со сдвигом на полпериода, подаются на транзисторы противоположной диагонали (ТК2, ТКЗ). В этом случае на интервале нагрузка подключена к источнику питания с помощью диагонально расположенных ключей, а на интервале (1 -- г)Т нагрузка закорочена с помощью вер- хних или нижних транзисторных ключей. При изменении знака входного сигнала порядок управления диагональными ключами из- меняется на противоположный. При поочерёдном управлении на нагрузке формируются однополярные импульсы длительностью Т, пропорциональной сигналу на входе.

Рис. 3.29 Способы управления СТК ШИП

Обобщенная функциональная схема управления транзисторным ШИП изображена на рис. 3.30. Она содержит генератор (Г), генератор пилообразного напряжения (ГПН), схему сравнения (СС), распределитель импульсов (РИ) и усилители (У). Как правило, между усилителями сигнала управления и распределителем включены элементы гальванической развязки (оптотранзисторы). Диаграммы на рис. 3.30 поясняют принцип работы схемы управления ШИП.



Рис. 3.30 Функциональная схема управления ШИП

Вывод: для управления двигателем малой мощности целесообразно использовать симметричный способ и схему управления.

3. Статический расчет транзисторного ключа

Максимальный ток коллектора выходного транзистора VT1 определяется максимальным током фазы шагового двигателя

Ik1max=Iфmax=8A.

Максимальное напряжение на запертом транзисторе для инвертора мостового типа равно напряжению питания инвертора



Uэк1max=Un=36В

Выберем транзистор типа КТ819В (n-p-n), имеющий статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером h21эmax=15 и следующие предельно допустимые параметры: Ikmax=10A, Uэкmax=60 В.

С целью повышения надежности ключа и обеспечения пассивного запирания выходного транзистора даже при исчезновении напряжения питания запирающего источника включают параллельно переходу база-эмиттер резистор R1=10 Ом.

При больших коэффициентах форсировки скважность отпирающих импульсов, поступающих на ключ, мала, и максимальное значение среднего тока, протекающего через обратный диод VD1, равно току фазы

Iсрmax=Iфmax=8A. Максимальное обратное напряжение диода равно напряжению питания инвертора Uобрmax=Un=36 В.

В качестве обратного диода выбираем высокочастотный диод типа 2Д213А со следующими предельно допустимыми параметрами Uобрmax=36В, Iсрmax=8А.

С учетом максимального напряжения насыщения база-эмиттер транзистора VT1 UБЭНАС=2В определим максимальный ток коллектора транзистора VT2 в режиме насыщения

IK2MAX= IБ1+ IR1= A

Выбираем транзистор КТ819В.

Максимальное напряжение на запертом транзисторе VT2 равно напряжению питания инвертора UКЭ2MAX=36 В. В целях унификации типов силовых транзисторов в качестве VT2 выбираем транзистор КТ812А.

Сопротивление резистора R2 примем равным 10 Ом.

Определим ток, протекающий в резисторе R3, необходимый для отпирания составного транзистора:

IR3 ОТП=IБ2 + IR2= =КНАС

А,

где КНАС=1,5.

Напряжение отпирающего источника Uп1 определим следующим образом. При включении оптрона транзисторы VT6 и VT5 из состояния отсечки переходят в активный режим работы, а напряжение UЭК5 составляет несколько вольт (насыщение VT6 и VT5 недопустимо по условиям получения максимального быстродействия фотоусилителя).

При этом напряжение на выходе эмиттерного повторителя на транзисторах VT3 и VT4: UЭП=Uп1-UЭК5-UБЭ3 должно превышать UБЭ1НАС+UБЭ2НАС на величину, достаточную для создания в сопротивлении R3 требуемого тока. Таким образом, Uп1 должно быть больше UБЭ1НАС+UБЭ2НАС+UЭК5+UБЭ3=2+2+3+1=8 В.

Примем для унификации источников питания Uп1=12В, Uп2= -12В - напряжение питающего источника. Транзистор VT3 выбираем по максимальному току коллектора IK3MAX=IR3отп=0,273 А и максимальному обратному напряжению UК3MAX=2Uп1=24В.

Транзистор КТ216А имеет следующие предельные параметры:

IK3MAX=10А, UKЭMAX=30В, h21Э=40.

Зная ток эмиттера VT3 при отпирании составного транзистора, определим ток базы



IБЭ3=mA

Задавая UЭК3=3В, определим сопротивление резистора R3, необходимое для отпирания составного транзистора

R3=Ом

Принимаем R3 = 15 Ом

Определим ток базы транзистора VT1, необходимый для его запирания, задавая коэффициент запирания равным 1:

IБ3=КЗАПА.

Этот ток складывается из тока активного и пассивного запирания:

IБ1ЗАП=IБ1ПАС+IБ1АКТ=

Выбирая в качестве диода VД2 высокочастотный диод 2Д708А, имеющий следующие предельно допустимые параметры: IПР.MAX =10А, IИМП.MAX =200А, UОБР. MAX=200В и прямое падение напряжение UД2, не превышающее 1 В, найдем:



UЭПЗАП=

-5,5 В

Транзистор VT4 выбираем по максимальному току коллектора и максимальному обратному напряжению

Iк4max=IБ1акт=0,43А, UЭК4MAX=24В.

Транзистор КТ907Б имеет следующие предельные параметры: IКMAX=1А, UЭКMAX=40 В, h21ЭMIN=10. При запирании ключа VT4 переходит в активный режим и его ток базы равен:

IБ4= mA.

При этом UЭБ4 = 1 В, а падение напряжения на сопротивлении R4 равно

UR4=UЭПЗАП - UЭБ4 -Uп2 = -5,5 - 1 +12 = 5,5 В

Считая VT1, VT2 и VT3 запертыми и пренебрегая обратными токами коллекторов этих транзисторов, определим

R4=Ом.

Примем R4=150 Oм

Сопротивление R7 рассчитывается из условия получения заданного прямого тока светодиода Iпр.СД = 20mA=0,02 А

R7= Ом,

где Uпр.СД - прямое падение напряжения на светодиоде, Uo - напряжение логического нуля микросхемы, управляющей ключом; Примем R7=180 Ом. С учетом коэффициента передачи тока для оптрона АОД101А, равного КI = 1%, получим ток фотодиода

mA.

В качестве транзисторов VT5 и VT6 фотоусилителя выберем высокочастотные транзисторы типа КТ216А со следующими параметрами:

Iкmax= 10 mА, Uэкmax= 60 В, h21э6min= 35.

Определим токи коллектора и эмиттера VT6 при включении ключа

mA

mA

Ток базы транзистора VT3

IБ3=mA

Ток, протекающий через сопротивление R4:

mA

Ток коллектора транзистора VT5

mA

Ток базы транзистора VT5 и соответствующее ему падение напряжения на переходе база - эмиттер

mA; В;

Ом

Принимаем R6 = 260 Ом

Напряжение, приложенное к переход у эмиттер - коллектор VT6 и резистору R5:

В

Для нормальной работы VT6 в режиме усиления должно быть не меньше 1,5В, следовательно, В. Зная ток , определяем сопротивление резистора Ом. Примем R5 =100Ом.



4. Динамический расчет транзисторного ключа

Определим по каталогу граничные частоты коэффициентов передачи в схеме с общим эмиттером для транзисторов, входящих в состав ключа:

МГц; МГц.

Собственные постоянные времени транзисторов при работе в активной зоне

;

мкс. мкс

Так для силовых транзисторов VT1 и VT2 в справочной литературе не указаны динамические параметры, примем их постоянные времени наибольшими из возможных для класса диффузионных транзисторов (0,01ч0,3 мкс): мкс;

Время включения и выключения оптрона соизмеримо с постоянными времени транзисторов и также должно учитываться: мкс.

Расчет времени включения ключа будем проводить, приняв следующие допущения: ток базы VT6 меняется по линейному закону за время , ток базы каждого из последующих транзисторов нарастает также линейно за время, равное времени выключения предыдущего транзистора. Так как относительная крутизна фронта базового тока, ч=tв(i+1)/i где i- номер транзистора в ключе, для всех транзисторов принимаются такие значения, что >1, то время включения можно найти из трансцендентного уравнения

Результаты расчетов сведены в таблицу.

Параметр	Транзистор
	VT6	VT5	VT3	VT2	VT1
kнас	1	1	1	1,5	1
i, мкс	0,016	0,016	0,05	0,3	0,3
tв	0,116	0,132	0,182	0,318	0,574

Таким образом, включение ключа происходит за время, не превышающее мкс. При определении времени отключения учтем, что оно складывается из времени включения транзистора VT4, которое можно считать равным времени равным времени включения транзистора VT3 ( мкс), времени запирания VT2 (tз2), времени рассасывания избыточного заряда VT1 (tр1), времени рассасывания VT2 (tр2).

Определим вначале запирающий базовый ток VT2

Коэффициент запирания транзистора VT2

Постоянная времени транзистора в режиме насыщения на порядок превосходит постоянную времени в активной зоне. Примем . Если предположить, что VT2 запирается идеальным импульсом базового тока, то

С учетом времени нарастания тока, равного , получим

За время рассасывания VT2, базовый ток успевает достичь максимального значения, переходный процесс запиранияVT2 соответствует реакции на идеальный импульс тока базы

Примем и, предполагая, что после запирания VT2 базовый ток имеет форму близкую к идеальному импульсу, получим

Время запирания выходного транзистора ключа

Полное время отклонения ключа

Оценим динамические потери в выходном транзисторе ключа, считая предварительно, что частота ШИМ не превышает 20 кГц.

Потери на этих перезарядах коллекторной емкости и дополнительно потери в течение времени рассасывания блокирующего диода учтем коэффициентом запаса, равным

Падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер открытого ключа

UКЭ1=UБЭНАС1 + UБЭНАС2=2+2=4В

Потери в открытом транзисторе без учета пульсаций тока:

Суммарные потери мощности в выходном транзисторе в самом неблагоприятном режиме работы инвертора

не превышает допустимых Ркдоп=50 Вт, что свидетельствует о работоспособности спроектированного ключа.

Формирование линии переключения следует применять лишь с целью повышения надежности инвертора.

5. Расчет элементов, формирующих линию переключения транзисторов

При включении ключа с элементами, формирующими траектории переключения транзистора, время переключения определяется скоростью нарастания коллекторного тока, протекающего через дроссель L, обратный диод VD1 и транзистор VT1 в режиме насыщения

,

где Iдоп - допустимое значение броска коллекторного тока.

Iдоп =1,2•Iфmax =9,6А

Считая, это время таким же, как в ключе без формирующих элементов, найдем требуемую индуктивность дросселя, приняв

L=tв

Емкость C2 определили из условия, чтобы время отключения ключа не превышало времени отключения без цепей формирования траектории переключения

C2=



Примем C2=0,001 мкФ, сопротивление разрядного резистора

R8=

Р8 =I2 R8 =1,62•22=56,3Вт. Выбираем R8 =22Ом ПЭВ-75. (75Вт).

В качестве разрядного диода VD3 выбираем высокочастотный диод 2Д212А. Оценим времена разряда дросселя и емкости C2 после включения или отключения ключа. При выполнении условий, справедливых в нашем случае, эти времена можно определить так:

t

t

Как видно, отвод энергии, накопленной в реактивных элементах ключа, требует достаточно большого времени. Если к очередному переключению эта энергия не израсходуется полностью, то цель введения формирующих элементов не будет достигнута. Поэтому полное время включения и отключения ключа следует считать равным

6. Расчет мощности резисторов

PR1=U2БЭ1max/R1=4/10=0,4 Вт

PR2=U2БЭ2max/R2=4/10=0,4 Вт

PR3=I2R3отп*R3=(0,273)2*15=1,12 Вт

PR4=U2R4/R4=(5,5)2/150=0,202 Вт

PR5= U2R5/R5=(0,7)2/100=49 Вт

PR6=U2БЭ5max/R6=(0,8)2/260=0,0025 Вт

PR7=I2пр.сд*R7=(0,02)2*180=0,072 Вт

PR8=U2п/R8=(36)2/22=58,9 Вт

МЛТ - 0,125 - 10 Ом5 - А ГОСТ 2825-67

МЛТ - 0,125 - 10 Ом5 - А ГОСТ 2825-67

МЛТ - 0,125 - 15 Ом5 - А ГОСТ 2825-67

МЛТ - 0,125 - 150 Ом5 - А ГОСТ 2825-67

МЛТ - 0,125 - 100 Ом5 - А ГОСТ 2825-67

МЛТ - 0,125 - 260 Ом5 - А ГОСТ 2825-67

МЛТ - 0,125 - 180 Ом5 - А ГОСТ 2825-60

ПЭВ - 75 - 22 Ом5 - А ГОСТ 6513-66.



Список используемой литературы

1. Справочник по электрическим конденсаторам под редакцией

2. Карабанова В. И., Преснякова В. И.

3. Справочник по электрическим машинам Копылова Т. Г.

4. Рассказчиков Н. Г. «Электроника и полупроводниковые устройства системного управления». Методические указания к курсовому проектированию.

5. Разработка и оформление конструкторской документации РЭА: Справочник / Э. Г. Романычева и др. М.: Радио и связь, 1989. 448 с.



Приложение 1

VT1, VT2

КТ819В

VT3

КТ216А



VD2

2Д708А



VD1

2Д213А



VT4

КТ907Б



VT5 и VT6

КТ216А



Оптопары диодные

АОД101А



VD3

2Д212А



Размещено на Allbest.ru