Расчет оконечного каскада

Размещено на http://www.allbest.ru/

Расчет оконечного каскада

Под оконечным каскадом усиления мощности понимается каскад, включенный перед нагрузкой и обеспечивающий выделение в ней заданной мощности. В большинстве схем оконечный каскад выполняется по схеме с общим коллектором (обычно в условиях ограниченного значения напряжения питания для обеспечения усиления тока), что позволяет отказаться от использования специфических устройств согласования выхода усилителя с низкоомной нагрузкой. Также, благодаря высокому входному сопротивлению каскада с общим коллектором, необходимый размах входного сигнала для оконечного каскада может быть получен с малой амплитудой тока, что увеличивает коэффициент полезного действия (КПД) усилителя. Мощность, выдаваемая оконечным каскадом и выделяющаяся на сопротивлении нагрузки, обычно лежит в пределах от 50 мВт до 100 Вт и более, поэтому при расчете усилителей нужно учитывать мощность, рассеиваемую на транзисторах. В зависимости от мощности в нагрузке и требований ТЗ по коэффициенту гармоник используются однотактные или двухтактные каскады, работающие в классе А, АВ, В (устройства, работающие в классе Д в пособии не рассматриваются). При требованиях к получению максимума выходной мощности в условиях недостатка напряжения питания без применения схем преобразования напряжения или сложения мощностей возможно применение мостовой схемы. Рассмотрим перечисленные технические решения.

Схема каскада общий коллектор в классе А (однотактный эмиттерный повторитель) приведена на рис. 1. каскад коллектор эмиттерный

Рабочая точка транзистора VT1 задается так, что при отсутствии сигнала ток через сопротивление нагрузки не протекает. Коэффициент усиления по напряжению определяется выражением:

, (1)

где S - крутизна транзистора, RЭ - эмиттерное сопротивление, rКЭ - сопротивление коллектор-эмиттерного перехода транзистора VT1.

Рис. 1. Каскад общий коллектор

Коэффициент усиления тока при условии согласования по мощности (RЭ = RН) составляет (также зависит от применяемого транзистора)

. (2)

Мощность, выделяемая на сопротивлении нагрузки:

, (3)

где RН - сопротивление нагрузки, URн - падение напряжения на сопротивлении нагрузки.

Мощность, рассеиваемая на транзисторе при синусоидальной форме усиливаемого сигнала:

, (4)

где UП - напряжение питания.

Мощность, рассеиваемая транзистором, максимальна при отсутствии входного сигнала.

Мощность, выделяемая на эмиттерном сопротивлении:

. (5)

Суммарная мощность, потребляемая каскадом от источника питания:

. (6)

Если схема не перегружена, то потребление мощности постоянно, независимо от сопротивления нагрузки и входного сигнала. КПД данной схемы определяется как отношение мощности, выделяемой на сопротивлении нагрузки к потребляемой от источника питания мощности, максимальный КПД достигается при согласовании каскада с сопротивлением нагрузки по мощности и для данной схемы составляет всего 6,25 %.

К достоинствам каскада в классе А следует отнести малые искажения (в том числе отсутствие переходных искажений типа «ступенька»). Недостатком является низкий КПД. Для увеличения КПД часто усилительные элементы используют с режимом работы В или АВ, однако в УНЧ смена класса работы усилительных приборов сопровождается переходом от однотактных к двухтактным каскадам. Это связано с тем, что ввиду широкополосности усиливаемых сигналов невозможно подавить гармоники, возникающие при работе однотактных схем в классах АВ и В с отсечкой, в то время как при работе двухтактных каскадов форма сигнала даже в классах АВ и В остается без изменений, поскольку часть периода сигнал усиливается одним плечом схемы, другая часть периода - другим плечом. Двухтактный выходной каскад представлен на рис. 4.2, он получается при замене RЭ в схеме на рис. 4.1 транзистором другого типа проводимости. В этом каскаде мощность, выделяемая на сопротивлении нагрузки уже не ограничена конечным значением тока, протекающего через RЭ:

. (7)

Рис. 2. Двухтактный каскад ОК

Максимальная мощность, рассеиваемая на одном транзисторе:

. (8)

Коэффициент усиления напряжения, как и в однотактном каскаде, близок к единице. Коэффициент усиления тока:

, (9)

что в два раза больше, чем в однотактном каскаде.

Двухтактным каскадом в классе В (угол отсечки равен 90 градусов) называется такой режим работы, когда при положительных значениях входного сигнала транзистор VT1 работает как эмиттерный повторитель, VT2 заперт, а при отрицательных значениях входного сигнала наоборот. При нулевом значении входного сигнала заперты оба транзистора, схема имеет нулевой ток покоя.

Ток, потребляемый от источников питания, равен току в нагрузке, поэтому схема обладает существенно большим КПД по сравнению с однотактным эмиттерным повторителем. Также различием является то, что выходное напряжение при любой нагрузке может достигать значений ± UП за вычетом напряжения насыщения коллектор-эмиттер UНАС транзисторов (у мощных биполярных транзисторов (БТ) для значительного тока коллектора UНАС может достигать величины порядка (1,5…3) В), причем эффект ограничения тока у насыщенного (БТ) отсутствует. Разность между входным и выходным напряжениями составляет UБЭ открытого транзистора, которое при изменении нагрузки практически не меняется. Таким образом, особенно при значительных амплитудах, можно считать независимо от нагрузки. В свою очередь, мощность, выделяемая на нагрузке, обратно пропорциональна величине RН.

Поэтому схема двухтактного общего коллектора, вследствие малого выходного сопротивления (десятые или сотые доли Ома), в режиме согласования по напряжению легко обеспечивает максимальную мощность в нагрузке, которая ограничивается только предельным током коллектора и предельно допустимой мощностью рассеяния используемых БТ. Мощность, рассеиваемая на транзисторах двухтактного каскада в режиме В при синусоидальном входном воздействии, равна:

. (10)

При нулевом падении напряжения на нагрузке мощность на транзисторах не выделяется. Максимальная мощность рассеивается на транзисторах при напряжении на нагрузке

:

. (11)

Как уже оговаривалось, в каждый момент времени открыт только один из транзисторов, однако это справедливо только для области рабочих частот, не превышающих частоту пропускания транзисторов. Поскольку из открытого состояния в закрытое транзистор переходит за определенный промежуток времени, если период колебаний меньше данного промежутка, то оба транзистора могут оказаться открытыми одновременно. Это приведет к протеканию от +UП к -UП сквозного тока, который может мгновенно разрушить кристаллы. Колебания такой частоты могут также возникнуть в усилительных каскадах, охваченных обратной связью, и при работе на реактивную нагрузку. Для защиты транзисторов следует предусматривать ограничение тока.

На рис. 4.3 показана зависимость напряжения на нагрузке от напряжения на входе каскада. Вблизи нуля ток в открытом транзисторе очень мал, а выходное сопротивление транзисторов большое, в результате чего прирост напряжения на нагрузке оказывается меньше, чем изменение входного управляющего напряжения. Описанное свойство является причиной образования специфичных для двухтактного каскада искажений типа «ступенька» в районе нуля выходного напряжения.

Рис. 3. Зависимость напряжения на нагрузке от входного напряжения каскада

Эти искажения называют переходными. При задании небольшого тока покоя транзисторы приоткрываются, внутреннее сопротивление уменьшается и переходная характеристика линеаризуется (рис. 4). При увеличении тока покоя до величины максимального тока в нагрузке схема переходит в двухтактный режим А (угол отсечки равен 180 градусов), при котором оба транзистора работают как при отрицательных, так и при положительных значениях входного сигнала.

Однако переходные искажения ощутимо уменьшаются, даже если ток покоя составляет незначительную часть максимального тока в нагрузке, такой режим называется двухтактным классом АВ (угол отсечки больше 90 градусов, но меньше 180 градусов, та же схема на рис. 2). Отметим, что в таких схемах могут возникнуть искажения формы сигнала, связанные с различием в коэффициентах усиления тока у транзисторов комплементарной пары.

Данные искажения и остаточные переходные искажения могут быть минимизированы введением отрицательной обратной связи, в противном случае необходимо подбирать транзисторы с близкими значениями коэффициентов усиления тока. Задавая ток покоя, можно найти оптимальное сочетание переходных искажений и КПД, который может достигать (70…80) %.

Рис. 4.4. Переходная характеристика при ненулевом токе покоя

Для обеспечения малого тока покоя следует приложить напряжение смещения порядка 1,4 В между базовыми выводами транзисторов VT1 и VT2 (рис. 5). Если напряжения источников U1 и U2 равны, выходной потенциал покоя равен входному потенциалу покоя. Схему можно модернизировать и задавать смещение при помощи только одного источника напряжения U между базами VT1 и VT2 (рис. 4.5): U = U1 + U2. В данном случае выходной и входной потенциалы покоя каскада будут отличаться приблизительно на U.

Рис. 4.5. Установка режима АВ при помощи двух источников смещения

Основная проблема режима АВ заключается в необходимости поддерживать ток покоя неизменным в широком интервале рабочих температур. Поскольку при повышении температуры ток покоя увеличивается, что в свою очередь приводит к дальнейшему увеличению температуры кристалла и в результате к его тепловому разрушению. Данный эффект является термической положительной обратной связью. Для компенсации такой обратной связи необходимо уменьшать напряжения источников U1 и U2 на (1…2) мВ при увеличении температуры транзисторов на каждый градус Цельсия.

Для этого в качестве источников напряжения можно использовать диоды или термосопротивления, конструктивно установленные на корпусах мощных транзисторов. Такая компенсация может оказаться неполной, поскольку температура корпуса транзистора существенно отличается от температуры кристалла внутри корпуса, поэтому применяются дополнительные меры по стабилизации тока покоя. Для чего в схему (рис. 5) и введены эмиттерные резисторы R1 и R2, на которых реализуется обратная связь по току. Хотя эффективность обратной связи и возрастает с увеличением сопротивлений, их величина не должна быть большой, поскольку они включены последовательно с сопротивлением нагрузки и на них будет выделяться мощность усиливаемого сигнала. Исходя из этого R1 и R2 выбираются малой величины по сравнению с RН.

Рассмотрим схемные решения для стабилизации тока покоя. На рис. 6 представлена схема стабилизации тока покоя, где в качестве источников напряжения смещения использованы диоды VD1 и VD2, на каждом из которых прямое падение напряжения составляет порядка 0,7 В, что обеспечивает протекание через транзисторы VT1,VT2 небольшого тока покоя.

Рис. 6. Задание начального смещения с помощью диодов

Для более точной температурной компенсации тока покоя, а также повышения входного сопротивления каскада диоды заменяют эмиттерными повторителями, крутизна изменения прямого падения напряжения (2,1 мВ/0С) на переходах база-эмиттер VT1, VT2 в схеме на рис. 7 больше, чем крутизна изменения прямого падения напряжения (1 мВ/0С) на диодах VD1, VD2 в схеме на рис. 6.

Транзистор VT1 играет роль общего для транзисторов VT2, VT3 источника смещения, напряжение VT1 задается с помощью сопротивлений R1, R2. Так как VT1 охвачен отрицательной обратной связью на цепочке R1, R2, то напряжение UКЭ VT1 устанавливается равным:

. (12)

Рис. 7. Задание начального смещения с помощью транзисторов

На рис. 8. приведена схема, её часто называют схемой регулируемого стабилитрона, при помощи которой можно в широких пределах изменять напряжение смещения и его температурный коэффициент.

В качестве R2 может применяться терморезистор с отрицательным температурным коэффициентом, его помещают на радиатор транзисторов VT2, VT3. Таким методом можно добиться высокой стабильности тока покоя в широком интервале температур, несмотря на разницу температур корпуса транзистора и самого кристалла.

Для расчета номиналов сопротивлений R1, R2 необходимо определиться с типом транзистора VT1 (по предельно допустимым свойствам и току коллектора, который должен быть равен току источников тока I1, I2). Затем, определив по справочнику коэффициент усиления по току транзистора VT1, найти ток базы транзистора VT1 и, выбрав ток делителя (через R1, R2) равным не менее десяти токов базы VT1, вычислить значения R1, R2.

Рис. 8. Задание начального смещения с регулируемым температурным коэффициентом

Во всех схемах на рис. 6-8 следует обратить внимание на источники тока. Цель введения в схемы источников тока: во-первых, обеспечить дополнительную стабильность напряжений источников смещения, а во-вторых, гарантировать достаточную величину базового тока выходных транзисторов в пике амплитуды входного напряжения, когда переходу база-коллектор выходного транзистора остается минимум от напряжения питания. Величина постоянного тока источников тока должна быть выбрана больше максимального значения пикового базового тока выходных транзисторов, для чего по справочнику необходимо определить снижение коэффициента усиления по току выходных транзисторов при токе коллектора, равном амплитудному току в нагрузке, и найти требуемый пиковый ток базы. Не следует заменять источники тока резисторами, поскольку ток через резистор в данном случае будет убывать при возрастании входного сигнала. Предпочтительней использовать схемные решения, при которых с возрастанием входного напряжения увеличивается базовый ток выходных транзисторов. Пример такой схемы приведен на рис. 9.

Рис. 9. Задание начального смещения с помощью полевых транзисторов

Полевые транзисторы VT1, VT2 на рис. 9 для входного напряжения включены по схеме истоковых повторителей, выполняя при этом роль источников тока для диодов VD1, VD2. Разность напряжений между истоками транзисторов для схемы на рис. 9 составляет порядка 1,4 В.

Из-за малого выходного сопротивления выходные каскады усилителей мощности легко перегружаются и разрушаются, поэтому целесообразно использовать схемные решения, ограничивающие максимальную величину тока выходных транзисторов ниже их предельно допустимых. На рис. 10 представлена схема с ограничением максимального выходного тока.

Ограничение имеет место тогда, когда любой из светодиодов HL1 или HL2 открыт (светится), что возможно в случае превышения падения напряжения на сопротивлении (R1 или R2) порога, равного прямому падению напряжения на светодиоде HL1 или на светодиоде HL2 за минусом прямого падения напряжения на переходе база-эмиттер транзистора VT1 или транзистора VT2. В этом случае падение напряжения на резисторе R1 или R2 не будет возрастать, следовательно, произойдет ограничение выходного тока. Максимальный ток определяется выражением:

. (13)

Рис. 4.10. Ограничение тока с помощью диодов

Прямое напряжение диодов HL1, HL2 должно быть больше значения = 0,7В. Для выполнения данного требования можно кроме светодиодов использовать последовательное включение нескольких кремниевых диодов.

Другой способ ограничения выходного тока реализован в схеме, приведенной на рис. 11. Транзистор VT1 или VT2 откроется, когда падение напряжения на резисторе R5 или R6 превысит 0,6 В, при этом дальнейшее возрастание базового тока транзисторов VT3 или VT4 будет предотвращено. Резисторы R3, R4 служат для защиты транзисторов ограничителя VT1, VT2 от пиковых значений базового тока. С помощью R5, R6 можно регулировать максимальное значение выходного тока транзисторов VT3, VT4, это позволяет уменьшить рассеиваемую транзисторами мощность при коротком замыкании нагрузки.

Рис. 11. Ограничение тока с помощью транзисторов

При необходимости получения больших выходных токов следует применять транзисторы с более высокими допустимыми токами, однако коэффициент усиления тока мощных транзисторов невелик и находится в обратно пропорциональной зависимости по отношению к квадрату тока коллектора. Если предоконечный каскад не выдает требуемый ток, то одним из решений будет применение в выходном каскаде транзисторов, соединённых по обычной или комплементарной схеме Дарлингтона. Схемы показаны на рис. 12 а, б (комплементарную схему Дарлингтона часто называют схемой Шиклаи).

В схеме Шиклаи (рис. 12, а) соединяются два транзистора разных типов проводимости. Свойства схемы определяются транзистором , транзистор используется для усиления тока. Вся схема по своим свойствам напоминает БТ p-n-p типа с эквивалентными параметрами: - коэффициент усиления по току, - входное сопротивление, - крутизна, - выходное сопротивление.

, (14)

. (15)

а б

Рис. 12. Схемы Шиклаи (а) и Дарлингтона (б)

. (16)

. (17)

При этом, чтобы через схему протекал коллекторный ток, нужно приложить входное напряжение, чтобы потенциал базы транзистора был меньше потенциала эмиттера на 0,65 В.

В схеме Дарлингтона (рис. 12, б) соединяются два транзистора одинакового типа проводимости. Вся схема определена параметрами, аналогичными для схемы Шиклаи:

, (18)

, (19)

, (20)

. (21)

Сопротивление на рис. 12 часто подключается параллельно базо-эмиттерному переходу второго транзистора, чтобы уменьшить время закрывания транзистора и устранить влияние обратного тока коллектора транзисторов на термостабильность схемы.

На рис. 13 показана схема оконечного каскада, в которой используется включение транзисторов по принципу Дарлингтона. Схема Дарлингтона используется в обоих плечах двухтактного каскада, каждое плечо состоит из двух пар транзисторов VT1 ,VT3 и VT2, VT4, образующих составные транзисторы.

Рис. 13. Выходной каскад с включением транзисторов по схеме Дарлингтона

На рис. 14 приводится схема оконечного каскада, в плечах которого используются составные транзисторы по схеме Шиклаи (комплементарной схеме Дарлингтона) и схеме Дарлингтона. Использование такого включения позволяет применять транзисторы и одинаковой проводимости, через которые протекает основной выходной ток.

Рис. 14. Оконечный каскад на составных транзисторах

При работе каскада на составных транзисторах в классе АВ установка тока покоя связана с определенными неудобствами, вызванными необходимостью компенсации четырех напряжений база-эмиттер, зависящих от температуры. Этого можно избежать, если задавать ток покоя только для входных транзисторов VT1 и VT2 (рис. 13), при этом мощные выходные транзисторы VT3 и VT4 будут открываться только в моменты появления больших выходных токов. Для этого величину напряжения смещения Uсм выбирают такой, чтобы падение напряжения на резисторах R1, R2 составляло порядка 0,4 В, таким образом В. В этом случае выходные транзисторы VT3 и VT4 даже при высокой температуре перехода оказываются запертыми.

При увеличении выходного тока напряжение выходных транзисторов VT3 и VT4 возрастает приблизительно до 0,8 В. Как следствие, падение напряжения на резисторах R1, R2 ограничивается на уровне двойного смещения (как при отсутствии входного сигнала). По этой причине большая часть эмиттерного тока предоконечных транзисторов является базовым током выходных транзисторов. Резисторы R1, R2 одновременно служат в качестве сопротивлений утечки базового заряда выходных транзисторов. Чем меньше величина данных сопротивлений, тем быстрее будут запираться транзисторы VT3 и VT4, что имеет огромное значение, когда при изменении знака входного воздействия один из транзисторов ещё не закрыт, а другой уже открывается. Недостатком при выборе слишком малых значений сопротивлений R1, R2 может являться протекание шунтирующего через резисторы R1, R2 тока, который будет искажать выходной сигнал. Также рассмотренный эффект при больших сигналах приводит к ограничению полосы пропускания каскада сверху.

В некоторых случаях, например при большой мощности в нагрузке или с целью снижения пикового мгновенного значения тока коллектора в выходных транзисторах для уменьшения так называемых тепловых искажений, целесообразно применять параллельное включение выходных транзисторов (рис. 15), что позволяет снизить тепловую мощность, рассеиваемую на каждом отдельном кристалле, так как мгновенный ток в нагрузке есть сумма всех коллекторных токов.

Рис. 4.15. Параллельное включение транзисторов оконечного каскада

Положительным эффектом является уменьшение специфических тепловых искажений, возникающих из-за повышения мгновенной температуры кристаллов транзисторов. Также облегчается выбор выходных транзисторов по такому параметру, как коэффициент усиления по току, который в случае больших выходных токов при использовании одного транзистора вместо параллельного включения нескольких транзисторов часто становится критическим параметром вследствие необходимости использовать более сильноточные цепи источников смещения в предоконечном каскаде.

Размещено на Allbest.ru