(Ом).

Определившись с резисторами находим ёмкость конденсатора С₅. Из формулы для данного фильтра: . Получаем искомое значение емкости, по ряду Е192 выбираем конденсатор С₅=160 нФ.

Перестройка фильтра на другие частоты среза обеспечивается включение шунтирующих конденсаторов. Схема состоит из пяти пределов измерения. На пределе измерения 1 подключается емкость С₅, на пределе измерения 2 подключается С₄, емкость которого примерно в а раз меньше С₅. Аналогично рассчитываются остальные емкости.

Частота среза данного фильтра определяется выражением f_СР=1/(2R₁₁C₅).

Расчёт производим по следующей формуле:

.

Получаем:

1) f_СР4= 200 Гц., С₄ = 800 нФ.

2) f_СР3= 300 Гц., С₃ = 533 нФ.

3) f_СР2= 400 Гц., С₂ = 400 нФ.

4) f_СР1= 550 Гц., С₁ = 290 нФ.

Для обеспечения требуемого в ТЗ выходного напряжения данного генератора необходимо поставить усилитель.

Для уменьшения нелинейных искажений сигнала и уменьшения коэффициента частотных искажений усилитель целесообразно охватить глубокой ОС. Поэтому коэффициент усиления по напряжению небольшой.

Так как ОУ обеспечивает получение требуемой амплитуды напряжения (10 В), и не позволяет получить нужное значение тока (0,01 А), то на выходе целесообразно установить усилитель мощности. Его можно выполнить на основе эмиттерных или истоковых повторителей.

мА, мА.

Для получения в нагрузке тока 10 мА коэффициент усиления по току у выходного каскада должен быть равен .

Выбор оконечных транзисторов VT2 и VT4.

Их следует выбирать так, чтобы они удовлетворяли следующим неравенствам:

, E=15 В, для плеча В;

, ток коллектора А;

, следовательно, Вт;

, следовательно, Вт;

Вт.

Рис. 14. Принципиальная схема усилителя

По полученным данным в качестве VT2 и VT4 необходимо использовать транзисторы средней мощности: VT2 - KT970A (n-p-n), VT4 - KT971A (p-n-p): h_21Э1= h_21Э2=150, r=2 Ом.

Токи транзисторов VT1 и VT3 в 20-50 раз меньше токов VT2 и VT4. Частотные искажения транзисторов VT1 и VT3 можно пренебречь ввиду их малости. Эти транзисторы обычно бывают малой мощности. VT1 -KT817A, VT3 - KT816A, h_21Э3= 3 h_21Э2=4, r=0.2 Ом.

Коэффициент усиления по напряжению возьмём - K_U=3. Отсюда , R12=0.4 кОм, тогда R₁₃ = 1.2 кОм. Найдём КОС:

.

Резистор R₁₄ защищает ОУ от короткого замыкания на выходе: R₁₄=0.78 кОм.

Резисторы R₁₉ и R₂₀ введены для защиты выходного каскада от короткого замыкания выходных зажимов. Их следует выбирать из следующих условий: при R_H=0 VT2, VT4: I_к2< I_к1max, VT1, VT3: I_к2< I_к2max, где I_к2max=2 А; I_к2max=0,8 А; U_пит=15 В.

R₁₉=7.5 Ом, R₂₀ = 18.75 Ом.

Резисторы R₁₇ и R₁₈ необходимы для того, чтобы создать путь для протекания обратных токов базы транзисторов VT2 и VT4 в тот полупериод, в который соответствующий транзистор заперт. Их выбираем из условия U_Бэпор>I_КБОmax*R; U_Бэпор - пороговое напряжение, при котором отпирается эммитерный переход транзистора. I_КБОmax - максимальный обратный ток коллекторного перехода при наибольшей температуре резистора. R= R₁₇ = R₁₈.

Характеристика КТ973А: U_Бэпор>0,6 В, I_КБОmax = 40 мА, тогда Ом. Из [E192] R₁₈=R₁₇=R=13 Ом.

Резисторы R₁₅ и R₁₆ и количество диодов VD в каждом плече выбирается по следующему принципу. На базы транзисторов VT1 и VT3 подаём небольшое постоянное U_СМ (должно открывать транзисторы VT1 и VT3 и устранять нелинейные искажения. Они исчезают при 15-20 мА). Следует I_покоя транзисторов VT1 и VT3 зададим 0,2-1 мА. Пусть I_Ко=0,3 мА. мА. По выходной характеристике транзисторов КТ819А находим, что при I_БО=0,1 мА U_БЭ=2,68 В.

Ток транзистора VT1 создает на сопротивлении в эмиттерной цепи падение напряжения UI_Ко•R₆=0.3•13=3.9 В. Напряжение смещения на транзисторах

Ток транзистора VT1 создает на сопротивлении в эмиттерной цепи падение напряжения UI_КоR₆=0.3•13=3,9 В. Напряжение смещения на транзисторах VT1 и VT3 U_см=U_БЭ+U=6,58 В.

В качестве диодов VD1 и VD2 используются маломощные диоды КД209А. Ток цепи, обеспечивающий напряжение смещения, обычно выбирается в 5-10 раз больше тока базы I_БО. Эти цифры определяют приближенное значение тока через резисторы R₁₅ и R₁₆ (10 мА). Ориентируясь на это значение тока, выбираем данный тип диода по справочнику. U_СМ=nU_d, где n - количество последовательно включенных диодов, U_d - падение напряжения на диоде. При этом следует использовать диоды из того же материала, из которого выполнены транзисторы, ток чтобы p-n переходы транзисторы были по возможности идентичными. I_Д=10 мкА, падение напряжения равно 4 В. Отсюда следует, что в каждое плечо вводим по 2 диода.

Значения резисторов R15 и R16 находятся из следующего уравнения:

кОм.

Оценим погрешность при включении R_Нmin.

Для этого представим генератор в виде:

;U=I•R_ВЫХ; Ом.

%.

Значение погрешности равно 0,00024%, что меньше заданного в ТЗ 2%.

5. Разработка стенда для контроля изменения частоты кварцевого резонатора

Структурная схема наблюдателя состояния приведена на рис. 6.1. Все вычисленные переменные (оценки) помечены верхним символом . Для вычисления необходимых переменных вводится ортогональная система координат (x, y), вращающаяся синхронно с частотой поля. Ее угловое положение не фиксируется относительно какой-либо переменной или оси электродвигателя и может быть произвольным, то есть «плавающим». Принципиальными факторами являются не угловое положение, а синхронность системы (x, y), которая обеспечивает в установившихся режимах работы пъезодвигателя постоянные значения вычисляемых переменных, а также ее относительно высокая инерционность (скорость изменения углового положения должна быть ограничена), что обеспечивает желаемую степень устойчивости цифровых вычислительных алгоритмов. В качестве частоты вращения системы координат (x, y) могут приниматься переменные, величина которых в установившихся режимах работы равна частоте вращения поля. Это могут быть частоты вращения векторов потоко-сцеплений, отфильтрованные значения частот вращения векторов напряжения или тока статора. В рассматриваемом случае частота вращения системы (x, y) принята равной оценке частоты вращения вектора потокосцепления ротора Угловое положение и частота системы координат на k-интервале расчета переменных наблюдателя вычисляются по выражениям:

(1)

где Т₀ -- интервал расчета переменных наблюдателя.

Рисунок 14. Структурная схема наблюдателя состояния

Преобразование 1 токов и преобразование 2 напряжений из системы координат (a, b, c) в систему координат (x, y) осуществляются по выражениям:

где I_a, I_b, U_az, U_bz -- токи и заданные напряжения статора фаз a и b.

Использование для преобразования напряжений углового положения системы координат на предыдущем интервале расчета (ц_{x, k} -₁) связано с наличием запаздывания в измерении тока по отношению к формированию напряжения. Переход в полярную систему координат, неподвижную относительно статора, дает угловые положения векторов заданного напряжения и тока статора (ц_uz, ц_i).

Преобразование E_rx, E в полярную систему координат, неподвижную относительно статора, дает оценки модуля и углового положения вектора ЭДС ротора ().

Дополнительная коррекция оценки углового положения вектора выполняется с целью минимизации влияния на точность вычисления переменных ошибок, вызываемых следующими факторами:

1. Малыми динамическими отклонениями разности угловых положений векторов ЭДС и потокосцепления от величины ±р/2

2. Динамическими ошибками вычисления вектора ЭДС.

3. Наличием скачков в оценке положения вектора потокосцепления, вызванных изменением структуры наблюдателя состояния в области малых частот при переходе с ориентации по вектору ЭДС к ориентации по вектору тока.

Коррекция выполняется на основе П-регулятора положения. Параметры регулятора выбираются исходя из желаемого характера движения ошибки между нескорректированным и скорректированным значениями углового положения вектора потокосцепления ротора. Коррекция угла выполняется с использованием алгоритма безинерционного устранения ошибок, превышающих определенное пороговое значение. Это делается для устранения возможности накопления больших погрешностей в вычислении угла потокосцепления при переходных процессах «в большом» (когда регулятор скорости переходит из линейной области в ограничение, в частности, при пусках, торможениях и реверсе с номинальной частоты вращения).

Исследования проводились на лабораторном стенде, включающем преобразователь частоты ЭПВ-ТТПТ-16-380-4АО, пъезодвигатель, нагрузочный агрегат, компьютерный осциллограф PCS500А, персональный компьютер. На рис. 6.2 представлены динамические процессы, полученные в режимах пуска без нагрузки при следующих параметрах системы управления: постоянные времени контуров тока -- 2 мс; постоянные времени контуров скорости и ЭДС -- 4 мс; предельное значение электромагнитного момента: а) 2,9 M_nom, б) 2 M_nom. Настройка параметров системы управления на параметры торцевого асинхронного электродвигателя произведена в автоматическом режиме.

Рис. 15 Динамические процессы в режиме реверса и пуска двигателя

На рис 6.2представлены временные диаграммы скорости, в режиме ступенчатого наброса нагрузки с холостого хода (M = M_xx ) до номинального момента (M=M_nom). В скорости отчетливо видны 6-пульсные искажения, связанные с неполной компенсацией. С ростом нагрузки величина этих искажений снижается, так как с увеличением амплитуды заданного напряжения статора повышается точность его отработки.

Рис. 16. Процессы в режиме ступенчатого наброса номинального момента нагрузки на скорости щr = 0,05щnom

В процессе испытаний были получены следующие характеристики: предельное значение полосы пропускания, на которую может быть настроен контур скорости, -- не менее 30 Гц; диапазон регулирования скорости -- не менее 50 вниз от номинальной и не менее 2 вверх от номинальной; коэффициент неравномерности на минимальной скорости -- не более 0,25; статическая погрешность на минимальной скорости при изменении нагрузки в пределах (0,2-0,6) М_пот и (0,6-1) М_пот -- не более ±20%. Электропривод может работать как с замкнутым, так и с разомкнутым контуром скорости, то есть осуществлять регулирование момента.

Выводы и предложения

В данном дипломном проекте разработан перестраиваемый кварцевый генератор с перестройкой частоты с помощью пакетного пьезоэлектрического двигателя.

Был построен опытный образец, на базе которого проведены экспериментальные исследования, подтверждающие теорию о том, что с помощью давления на кварцевый резонатор возможно изменить его частоту.

Из полученных экспериментальных данных видно, что пределы изменения частоты сильно зависят от выбора оси давления на кварцевый элемент, что подтверждает теоретические аргументации. Также, изменение частоты кварцевого резонатора зависит от предварительного поджима регулировочным винтом кварцевого элемента.

Спроектированный кварцевый генератор удовлетворяет требованиям технического задания.

Список использованной литературы:

1. Дворников А.А., Огурцов В.И., Уткин Г.М. Стабильные генераторы с фильтрами на поверхностных акустических волнах. - М.: Радио и связь.-1983. - 136 с

2. Мартынов В.Л., Райков П.И. Кварцевые резонаторы. - М.: Советское радио, 1976. - 64с.

3. Глюкман Л.И. -- Пьезоэлектрические кварцевые резонаторы/ 3-е изд., перраб. и доп.. - М.: Радио и связь, 1981. - 232 с.

4. Плонский А. Ф., Медведев В. А., Якубец-Якубчик Л. Л. Транзисторные автогенераторы метровых воли, стабилизированные иа механических гармониках кварца. - М.: Связь, 1969. - 208 с.

5. Шитиков Г.Т. Стабильные автогенераторы метровых и дециметровых воли. - М.: Радио и связь, 1983, - 256 с.

6. Малов В.В. Пьезорезонансные датчики. - М.: Энергия, 1978. - 248 с.

7. Семиглазов А.М. Кварцевые Генераторы. - М.:Радио н свЯзЬ, 1982. - 88 с

8. Шитиков Г.Т., Цыганков П.Я., Орлов О.М. Высокостабильные кварцевые автогенераторы. - М.: Сов. радно. 1974. - 396 с

9. Альтшуллер Г.Б. Управление частотой кварцевых генераторов - М.: Связь. 1975. - 304 с

10. Альтшуллер Г.Б., Елфимов Н.Н., Шакулин В.Г. Кварцевые генераторы: Справ. пособие. - М.: Радио и связь, 1984. - 232 с., ил.

11. Пьезотехника и акустоэлектроника.: Межвузовский сборник научных трудов / под.ред. А.Ф. Плонского. - Омск: ОмПИ, 1983. - 160 с.

12. Курсовое и дипломное проектирование. Методические указания для студентов специальностей 190200 и 200700 / сост. Архипов В.А., Вешкурцев Ю.М., Никонов И.В. и др. - Омск: ОмПИ, 1997. - 44 с.

13. Кекало И.Б., Самарин Б.А. Физическое металловедение прецизионных сплавов. Сплавы с особыми магнитными свойствами. - М.: Металлургия, 1986. - 496 с.

14. Грошковский Я. Генерирование высокочастотных колебаний и стабильность частоты. - М.: изд-во иностр. литературы, 1953. - 364 с

15. Альтшуллер Г.В., Елфимов Н.Н. Особенности проектирования экономических термокомпенсированных кварцевых генераторов. - Техника средств связи. Сер. ТРС, 1976, вып. 7, с. 144

16. Альтшуллер Г.Б., Елфимов Н.Н., Шакулин В.Г. Экономичные миниатюрные кварцевые генераторы. - М.: Связь, 1979. - 160 с.

17. А.с. 1073881 СССР. Термокомпенсированныйпьезоэлектрический резонатор / А.В. Косых, А.Ф. Плонский, Ю.Г. Долгачев (СССР) № 3368327/18-23; Заявлено 16.12.81. Опубликовано 15.02.84. Бюл. № 6 2 с.

18. Производственное освещение. Методические указания к лабораторным работам. - Омск: ОмПИ, 1994. - 28 с.

19. Транзисторы дли аппаратуры широкого применения: Справочник/Под ред. Б.Л. Перельмаиа. - М.: Радно и связь, 1981. - 656 с.

20. Шевохина Л.А. Технико-экономическое обоснование при разработке радиоэлектронной аппаратуры: Учебное пособие. - Омск: изд. ОмПИ, 1993. - 96 с.

21. Радиотехнические пьезоэлектронные устройства. Межвузовский тематический сборник научных трудов / под.ред. А.В. Косых., В.А. Аржинова, В.И. Бигасин и др. - Омск: ОмПИ, 1990. - 120 с.

Размещено на Allbest.ru