Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

• 2. Расчёт элементов ШП
• 2.1 Моделирование электрических процессов в ШП
• Проектирование электронной аппаратуры представляет собой итерационный процесс, состоящий из этапов функционального проектирования, разработки принципиальной электрической схемы, разработки системы управления, её изготовления, проведения испытаний, доработки по их результатам принципиальной электрической или функциональной схемы, внесения изменений в систему управления и т.д. и осуществляемый до тех пор, пока не будут удовлетворены все требования технического задания. С повышением сложности аппаратуры, переходом к более высоким диапазонам частот, применением смешанных аналого-цифровых устройств число итерации увеличивается. Связано это с тем, что аналитически трудно учесть паразитные эффекты присущие, как электронным компонентам, там и проводникам печатных плат, и их взаимное влияние. Единственный выход из положения заключается в организации сквозного цикла автоматизированного проектирования аппаратуры, включающего в себя как моделирование идеальной схемы, так и реальной конструкции и её испытании при действии различных дестабилизирующих факторов.
• 2.2 Выбор пакета программ для моделирования ШП
• В настоящее время для моделирования и анализа преобразовательных устройств используют такие пакеты прикладных программ как Delphi, Matchad, OrCAD, и другие прикладные программы.
• Высокие удобства при отладке показывает Simulink, благодаря наличию широкой библиотечной базы элементов электромеханики и электроники, включаю стандартные устройства.
• Некоторые модели для достоверности и очевидности приведены в среде Delphi, путем дифференцирования систем линейных алгебраических уравнений (СЛАУ).
• Simulink позволяет выполнять уточнённый анализ процессов работы схемы. При этом Simulink не позволяет создать самозапускающийся файл, пригодный в работе с диалоговым меню ввода-вывода данных.
• Тем не менее программа Simulink пакета прикладных программ Matchlab имеет дополнительные возможности:
• - удобные средства ведения проектов;
• - отображение непосредственно на схеме результатов расчета;
• - автоматическое создание графики символов компонентов при создании их математических моделей;
• - средства поиска, быстрого просмотра и мастера создания графики символов компонентов;
• - возможность вывода графиков не только результирующей функции, но и вклада каждого компонента (особенно полезно при проектировании высокочастотных схем);
• - возможность создания новых моделей компонентов;
• - повышенная надёжность алгоритмов расчёта переходных процессов.
• Все эти возможности реализует моделирование процессов в ШП с применением программы Simulink пакета прикладных программ Match lab.
• 2.3 Анализ результатов моделирования ШП
• электровоз транзистор состав экономический
• Схема математической модели преобразователя приведена на рисунке 2.1.3.1. В схеме проведено имитационное моделирование части ШП, которая включает в себя следующие элементы

• Рисунок 2.1.3.1- Схема модели ШП
• 1-генератор пилообразных импульсов, имитирующий пилообразное напряжение величиной 600 В;
• 2-Модуль разделения сигналов, позволяющий подавать пилообразное напряжение величиной 600 В на вход импульсного трансформатора 3;
• 3-Импульсный разделительный трансформатор, имеющий первичную и две вторичные обмотки;
• 4, 5- выпрямитель, выпрямляющий пилообразное импульсное напряжение величиной 300 В со вторичной обмотки трансформатора 3;
• 6, 7- фильтр, фильтрующий напряжение с выхода выпрямителя;
• 8- датчик тока снимающий показания тока с аккумуляторной батареи;
• 9- аккумуляторная батарея, напряжение на которой формируется на уровне 110 В постоянного пульсирующего тока;
• 10- регулятор стабилизирующий напряжение на выходе на уровне 110 В постоянного тока;
• 13- датчик тока, снимающий показания на выходе регулятора преобразователя;
• 14- формирователь графиков (все результаты моделирования заносятся в этот блок и формируются в виде графиков внутри блока);
• 15 - счетчик процесса, считывающий текущее время завершения;
• 16- формирователь графиков;
• 17- датчик напряжения , снимающий показания с первичной обмотки трансформатора 3;
• 18,19- - датчик напряжения , снимающий показания со вторичной обмотки трансформатора 3.
• Рассмотрим более подробно процессы происходящие в регуляторе напряжения.
• На рисунке 2.1.1.2 приведена упрощённая схема регулятора напряжения, который по заданному алгоритму работы обеспечивает напряжение на выходе величиной 110 В
• Рисунок 2.1.1.2 -Схема модели регулятора ШП
• Схема включает в себя следующие элементы:
• 1,2,3,4- IGBT-модули, позволяющие осуществлять процессы коммутации;
• 5- формирователь графиков (все результаты моделирования заносятся в этот блок и формируются в виде графиков внутри блока);
• 6- блок распределения импульсов, управляющий;
• 7- П-регулятор формирующий заданные токи, поступающие на вход блока распределения импульсов - IGBT-модулями.
• П-регулятор содержит в себе блок позволяющий задать 3 коэффициента? Необходимые для формирования ШИМ-модуляции: 2 пропорциональных и один интегральный.
• Пропорциональные и интегральные коэффициенты формируются в соответствии с рисунком 2.1.1.3

• Рисунок 2.1.3. 3 Определение коэффициентов для ШИМ-модуляции входного напряжения
• Пропорциональный коэффициент формируется, когда сигнал Uс проходит, через сумматор 1 и блок 2.
• Интегральный коэффициент формируется, когда сигнал управления проходит через сумматор 1 и блок 4. С помощью сумматора 3 и формирователя сигналов 5 формируется заданное значении тока, необходимого для начала ШИМ.
• Дале рассмотрим процесс формирования ШИМ- импульсов для управления ШПИ-модулями.
• На рисунке 2.1.3.4 приведена математическая модель системы управления регулятором, которая осуществляет непосредственное формирование и подачу ШИМ-импульсов на полупроводниковые ключи
• Рисунок 2.1.3.4- Определение коэффициентов для ШИМ-модуляции
• Схема включает в себя следующие элементы:
• 1-генератор задающих импульсов;
• 2-блок формирования синусоидальной функции;
• 3- блок формирования пилообразной функции.
• Реализация модуляции заключается в том, что при сложении двух вышеописанных функций происходит формирование импульсов.
• 4-блок осуществляющий формирование моделируемой функции;
• 5-формирователь графиков;
• 6 блок сравнивающий тактирующую функцию с модулирующей;
• 7 блок сложения результата сравнения с формированием генератором импульсов 1;
• 8- блок, осуществляющий управления полупроводниковыми приборами;
• Определение количества полупроводниковых приборов ШП
• Количество полупроводниковых элементов определяется по формуле
• ,
• где n- количество последовательно включённых элементов
• m - количество параллельно включённых элементов.
• q- количество плеч преобразователя.
• , где
• - (классификационное) повторяющееся напряжение одного вентиля
• В,
• - среднее значение входного напряжения преобразователя;
• - коэффициент повышенного напряжения в режиме резонанса принимаем равным 1,2;
• - коэффициент, учитывающий пульсации напряжения на фильтровом конденсаторе принимаем равным 1,3;
• - коэффициент загрузки транзисторов по напряжению принимаем
  равным 0,8;
• - коэффициент интенсивности отказов принимаем равным 0,67;
• - коэффициент, учитывающий величину коммутационных перенапряжений принимаем равным 1;
• - коэффициент преобразования входного постоянного напряжения в трехфазное (1.282);
• ,
• - средний ток протекающий через плечо;
• - средний прямой ток;
• - коэффициент загрузки транзисторов по току;
• - коэффициент, учитывающий неравномерность распределения токов по параллельно соединённым ветвям принимаем равным 1,05;
• - коэффициент, учитывающий влияние конструктивных факторов принимаем равным 1,05;
• - коэффициент, учитывающий режим короткого замыкания принимаем равным 1,2;
• По полученным параметрам выбираем силовые полупроводниковые ключи, приведенные в таблице 2.1.
• Таблица 2.1. Основные параметры IGBT-модулей.

Ic	Vce
	одинарный	двойной
	1,700 В	1,200 В	1,200 В	600 В
100 А			MBM100GR12
150 А			MBM150GR12	MBM1500GR12
200 А			MBM200GR12	MBM200GR6
300 А			MBM200GR12	MBM300GR6
400 А		MBN400GR12		MBM400GR6
600 А		MBN600GR12
800 А		MBN800GR12
1200 А		MBN1200GR12

• Расчет разделительного трансформатора шкафа питания
• Исходные данные:
• Номинальное входное напряжение ,В
• Максимальное входное напряжение, В
• Число вторичных обмоток
• Напряжение холостого хода вторичных обмоток, В
• Допустимое отклонение , В
• Номинальный ток вторичных обмоток, А
• Частота питающей сети, Гц
• 1. Коэффициент трансформации:
• 2. Мощность трансформатора:
• 3. Номинальный ток первичной обмотки, А

• где- мощность трансформатора,
• - входное напряжение трансформатора.
• 4. Примем конструкцию - двухстержневую. На каждом стержне разместим сетевые полуобмотки параллельного включения и по одной вторичной обмотке. Между ними заложим экранирующую обмотку.
• Основные параметры магнитопровода:
• активное сечение по стали магнитопровода, м²
• Диаметр оснастки для намотки катушек, м:
• Высота катушки, м
• Примем длину намотки с учетом необходимости устройства торцевой изоляции и перекрытия обмоток экранирующей обмоткой, м
• 5. Зададимся плотностью тока в обмотках А/мм²
• 6. Максимальное значение индукции в магнитопроводе ст.3413, выберем равной при U2max=600 В, Тл
• 7. Число витков первичной обмотки
• где - частота питающей сети,
• - магнитная индукция
• - активное сечение магнитопровода
• Принимаем витка
• 8. Число витков вторичной обмотки

• 9. Число витков на слой для обмоток
• 9.1 Выбираем марку провода из сортамента применяемых на предприятии проводов:
• мм²,
• где- номинальный ток первичной обмотки - плотностью тока в обмотках. Для первичной обмотки выберем провод ПЭТ 200-1 1,5 (S1=1.767 мм²). мм²
• Диаметр провода с учетом изоляции м
• Для вторичной обмотки выбираем провод прямоугольного сечения ПСДТ 3.55х5.0 ( мм²).
• Размеры провода с учетом изоляции
• 9.2 Число витков на слой намотки первичной обмотки (коэффициент заполненения примем 1.1)
• ,
• где - длинна намотки - диаметр провода с учетом изоляции
• Принимаем 104 витка на слой.
• Число слоев первичной обмотки
• Принимаем .
• Число витков на слой намотки вторичной обмотки
• ,
• где - толщина провода с учётом изоляции.
• Число слоев вторичной обмотки
• ,
• Принимаем, .
• Расчет толщины изоляции катушки

Наименование	Толщина, мм	Толщина слоёв,мм	Общая толщина,мм
электрокартон ЭВ-0.5	0,5	2	1
1-й слой W1	1,581	1	1,581
Слой ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	2	0,2
2-й слой W1	1,581	1	1,581
Слой ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	2	0,2
3-й слой W1	1,581	1	1,581
Слой ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	2	0,2
4-й слой W1	1,581	1	1,581
3 слоя ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	6	0,6
Слой провода экрана	1,581	1	1,581
3 слоя ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	6	0,6
1-й слой W2	3,96	1	3,96
Слой ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	2	0,2
2-й слой W2	3,96	1	3,96
3 слоя ленты ЛСЭК-0.1 с перекрытием 1\2	0,1	6	0,6
1 слой ленты ЛЭС-0,1 с перекрытием 1\2	0,1	2	0,2
ЛЭС-0,1 по наружной поверхности	0,1	2	0,2
Итого			19,825

• С учетом коэффициента запаса суммарная толщина
• мм
• Диаметр катушки:
• мм
• Согласно чертежу на сердечник, расстояние между осями стержней равно 146 мм, то есть, между проектируемыми катушками будет зазор равный
• м
• Ширина стали магнитопровода м
• 11. Поверхность охлаждения катушки (не учитывается площадь под магнитопроводом)
• мм²
• 12. Расчет длин проводов обмоток
• 12.1 Первичная обмотка
• 1-й слой: Диаметр средней линии
•  м
• Длина по средней линии витка м
• Длина провода м
• 2-й слой:
• м
• м
• м
• 3-й слой:
• м
• м
• м
• 4-й слой:
• м
• м
• м
• Суммарная длина провода, м:
• где - длина провода от клемм.
• Вторичная обмотка
• Диаметр средней линии, м:
• Длина по средней линии витка м
• Длина провода м
• м
• м
• м
• Суммарная длина провода
• м
• 13 Активные сопротивления обмоток
• Температурный коэффициент
• Разность температур
• При 20 градусах Цельсия:
• При 115 градусах Цельсия:
• 14 Активные потери в обмотках
• Вт
• Вт
• Суммарная мощность
• Вт
• 15 Средний перегрев в обмотках
• °
• 16 Активное напряжение короткого замыкания одной катушки
• В
• 17 Падение напряжения в обмотках при номинальной активной нагрузке
• В
• 18 Определение реактивного напряжения короткого замыкания
• Коэффициент Роговского
• Длина канала рассеяния - длина канала экранирующей обмотки, м
• Ширина канала рассеяния
• Ширина активной части первичной обмотки
• м
• Ширина активной части вторичной обмотки
• Коэффициент Роговского
• 19. Реактивное сопротивление
• Гн/м
• 20. Реактивное напряжение короткого замыкания, В

• 21. Полное напряжение КЗ, В
• 22. Максимальное падение напряжения на вторичной обмотке при номинальной нагрузке, В
• 23. Определение длины изоляционной ленты
• Первичная обмотка
• Ширина ленты м
• толщина ленты м
• Число витков изоляции по высоте катушки с учетом перекрытия 1\2 по ширине ленты:
• Принимаем витков
• Диаметр витка и длина изоляционной ленты по слоям:
• Суммарная длина ленты на первичную обмотку, м:
• Междуобмоточные слои
• м
• Вторичная обмотка
• Корпусная изоляция
• Лента ЛЭС-0,1 Ширина ленты м
• Число витков изоляции по высоте катушки с учетом перекрытия 1\2 по ширине ленты:
• Принимаем витков
• Диаметр витка и длина изоляционной ленты по слоям
• По наружной поверхности:
• Диаметр наружной поверхности(без наружнего слоя изоляции)
• Число витков изоляции по наружной поверхности
• Длина ленты по наружной поверхности, м:
• Суммарная длина ленты ЛСЭК-0.2, м:
• С учётом коэффициента запаса
• Суммарная длина ленты ЛЭС-0.2
• С учётом коэффициента запаса
• Линейная плотность ленты ЛСЕК-5-СПл 20х0.1:
• кг/м²
• Масса ленты кг
• Удельная плотность ленты ЛЭС
• кг/м²
• Масса ленты ЛЭС кг
• 25. Масса меди в обмотках
• Плотность меди кг/м²
• - первичной
• - экрана
• - вторичной

• Рисунок 2.2.2 - Трансформатор для ШП
• 3. Разработка системы управления ШП

3.1 Концепция выбора элементной базы для управления

В качестве основных силовых полупроводниковых приборов, используется IGBT-транзисторы. IGBT-транзисторы характеризуются высокой скоростью переключения, возможностью управления напряжением, подобно полевым транзисторам и в тоже время низким уровнем напряжения насыщения и способностью управлять большой мощностью, характерной для биполярных транзисторов. Современные IGBT-модули обладают улучшенными характеристиками, которые включают:

- более малые прямые потери;

- улучшенные шумовые характеристики пониженный уровень шумов коммутации и повышенная скорость переключения.

- низкое тепловое сопротивление, обеспечивающее более эффективный теплоотвод;

- повышенная долговечность изделия и термическая прочность.

Выбор силовых полупроводниковых приборов, работающих в устройствах с большими кратностями перегрузок по току, в частности в высокодинамичных электроприводах переменного тока с векторным управлением, определяется, как правило, не номинальными значениями нагрузок, а необходимой перегрузочной характеристикой. Эта характеристика определяет зависимость величины тока перегрузки от времени ее действия при заданном температурном режиме работы преобразователя частоты. Важнейшим условием, определяющим надежность преобразователя, является наличие защиты его силовых ключей от теплового разрушения при токовых перегрузках. Наиболее эффективная защитаключей реализуется на основе контроля температуры их кристаллов. Так как непосредственное измерение температуры кристалла произвести весьма проблематично, то защита преобразователя обычно создается на основе контроля температуры в другихточках: на охладителе в непосредственной близости от силового модуля, либо с помощью встроенного в модуль датчика, измеряющего температуру корпуса (керамической подложки).

Очевидно, что вследствие инерционности датчиков температуры и наличия переходных тепловых сопротивлений «охладитель-корпус» и «корпус-кристалл», контроль температуры в указанных точках может эффективно защищать модуль только при относительно длительных перегрузках с небольшими перегрузкам по току.

Реализация время-токовой защиты по широко известному критерию I2dt в случае с кратковременными перегрузками IGBT также не способна защитить кристалл от теплового разрушения. В результате приходится ограничивать допустимую величинуперегрузки по току на заведомо заниженном уровне, чтобы кратковременные пики тока, не отслеживаемые датчиком температуры, не приводили к тепловому разрушению кристалла, либо выбирать модули с неоправданно большим запасом. Существенно расширить диапазон допустимых токовых перегрузок (в некоторых режимах работы электропривода более чем на 50%) позволяет построение температурной защиты преобразователя частоты на основе динамической модели тепловых процессо IGBT-модуля. Методология и алгоритмы расчета потерь в элементах модуля и температуры кристаллов достаточно хорошо изложены в публикациях ведущих производителей IGBT, таких как EUPEC, Semikron, Mitsubishi, и в других работах. В настоящее время ведущие фирмы распространяют на своих сайтах программы для автоматического теплового расчета и выбора IGBT-модулей -- IPOSIM, SEMISEL, MelcoSim. Эти программы и положенные в их основу алгоритмы расчетов специально разрабатывались для автоматизации анализа теплового состояния силовых ключей и процесса выбора модуля на этапе проектирования изделия по наиболее напряженному квазиустановившемуся тепловому режиму. Программы оснащены хорошими средствами визуализации входных данных и результатов расчета. Результаты тепловых расчетов представляются в виде набора функциональных зависимостей потерь, температур, предельных выходных токов IGBT модуля от режима его работы. В качестве исходных данных задаются тип модуля и его корпуса, а также интегральные характеристики выбранного установившегося режима работы: действующее значение выходного тока; диапазон частот основной гармоники выходного напряжения; частота ШИМ; входное напряжение инвертора; коэффициент модуляции; cos(ш) нагрузки; температура корпуса. Если в тепловой расчет входит выбор системы охлаждения, как у фирмы Semikron, то дополнительно задаются необходимые для этого параметры, а именно: температура окружающей среды; количество ключей и параллельно соединенных модулей на одном радиаторе; способ охлаждения; скорость воздуха или жидкости в системе принудительного охлаждения; тепловое сопротивление «теплосток -- окружающая среда». Однако принятый в этих моделях алгоритм вычислений, основанный на задании интегральных параметров установившегося режима работы, и, тем более, форма представления результатов, получаемых в процессе расчетов, не удобны для построения температурной защиты IGBT-модуля по следующим причинам:

1) Эффективная тепловая защита должна в реальном масштабе времени учитывать изменения всех основных параметров, влияющих на мгновенное значение температуры кристалла, во всех возможных режимах работы привода -- как в статических, так и в динамических.

2)В реальном частотно-регулируемом электроприводе частота основной гармоники, выходной ток, коэффициент модуляции, cos(ш) являются переменными величинами, изменяющимися в широких пределах.

3) Частота модуляции в современных приводах также является переменной. В системах с жестким законом формирования ШИМ она доступна для изменения пользователю в широких пределах (от единиц до десятков килогерц). В системах с релейным способом формирования ШИМ, в частности, в системах прямого управления моментом и в системах с релейным контуром тока , понятие фиксированной частоты модуляции вообще отсутствует.

4)Тепловая защита должна учитывать особенности конкретного алгоритма формирования ШИМ и ограничения, связанные с «неидеальностями» динамических свойств силовых ключей и системы управления.

Тепловая модель IGBT-модуля Базовые принципы и допущения, принятые при построении тепловой модели:

1)Тепловой расчет выполняется на основе информации о мгновенных значениях переменных: токов, протекающих через элементы модуля (транзисторы и обратные диоды); входного напряжения инвертора; мгновенного состояния всех элементов модуля. Такой подход обеспечивает инвариантность алгоритма теплового расчета к интегральным, усредненным на периоде основной гармоники, значениям переменных, а также к способу формирования и виду ШИМ. Усреднение переменных допускается только на малых интервалах, значения которых меньше самой малой тепловой постоянной времени кристаллов. Анализ параметров тепловых моделей модулей серий FP, FS с IGBT 3-го поколения фирмы EUPEC показал, что тепловые постоянные времени кристаллов в основном лежат в интервале 0,002-0,1 °C. Среднеквадратичная оценка постоянной времени кристаллов при аппроксимации тепловой модели одним экспоненциальным участком составляет величину, близкую к 0,03 °C для всех типоразмеров модулей. С учетом этого интервал усреднения потерь может выбираться из условия: Thc ? 2 мс. Полагаем, что на интервалах времени, меньших Thc , надежную защиту модуля обеспечивает двухуровневая максимально-токовая защита: первый уровень -- программный (на основе измерения мгновенных значений выходных токов фаз), второй -- аппаратный, реализованный на основе контроля насыщения IGBT.

2)Наиболее эффективная защита от теплового разрушения кристаллов во всех возможных режимах работы инвертора, в том числе и при несимметричной загрузке силовых ключей, реализуется на основе поэлементного расчета температуры всех транзисторов и обратных диодов IGBT-модуля.

Уменьшить количество участвующих в тепловом расчете элементов модуля можно, вводя дополнительные ограничения на допустимые режимы работы преобразователя, например:

- ограничение величины тока в генераторных режимах работы нагрузки преобразователя (cos(ш) < 0) на определенном расчетном уровне позволяет контролировать температуру только транзисторов модуля, так как температура обратных диодов оказывается заведомо ниже предельно допустимых значений;

- допущение о симметрии выходных токов

преобразователя позволяет строить его тепловую защиту на основе контроля температур элементов одного плеча трехфазного моста.

3)Временные изменения температуры, вызванные взаимосвязью отдельных элементов модуля, пренебрежимо малы по сравнению с эффектами самонагрева кристаллов. Увеличение температуры из-за тепловой связи элементов друг с другом может считаться относительно медленно изменяющейся величиной, измеряемой встроенным датчиком температуры корпуса IGBT-модуля.

4) Потери включения диода пренебрежимо малы по сравнению с потерями выключения.

Основные этапы расчета тепловых процессов IGBT-модуля, выполняемые на каждом интервале усреднения потерь:

1) расчет времени проводящего состояния элементов модуля: Tcondi , где I = 1, 2…p, p --число элементов модуля, участвующих в его тепловом расчете;

2) расчет числа включений (Non) и выключений (Noff) элементов модуля;

3) расчет тока через элемент (I );

4) расчет мощности потерь в элементах инвертора;

5) расчет температуры кристаллов.

Рассмотрим этапы расчета тепловых процессов модуля более подробно.

Расчет времени проводящего состояния и числа переключений выполняется на основе определения состояния элемента (проводит или не проводит ток) в каждый текущий момент времени. Текущее состояние каждого элемента модуля однозначно характеризуется мгновенными значениями выходных напряжений и направлениями выходных токов ПЧ. Однако измерять все эти шесть переменных нецелесообразно. В типовой набор переменных, измеряемых в электроприводе с преобразователем частоты, входит два выходных фазных тока Ia , Ib , входное напряжение инвертора Ud и температура корпуса модуля Иcase В качестве информации о выходном напряжении удобно использовать логические сигналы управления фазами инвертора, образующие вектор управляющих воздействий Uy (Sua , Sub , Suc ), учитывая при этом измеряемое значение Ud .

Логической единице соответствует подключение фазы нагрузки к положительному, а логическому нулю -- к отрицательному полюсу источника питания инвертора. Направления выходных токов инвертора определим трехкомпонентным вектором логических сигналов SI (SIa , Sib , Sic).

Логической единице соответствует направление тока от инвертора к нагрузке, логическому нулю -- от нагрузки к инвертору. Чтобы указанный набор измеряемых и формируемых в процессе управления переменных был достаточным для оценки мгновенного состояния элементов инвертора, необходимо принять следующие допущения: в выходных токах отсутствует нулевая последовательность фаз, то есть выполняется условие Ic = -(Ia+Ib);* транзисторы, относящиеся к одной фазе моста, коммутируются в противофазе, то есть состояние шести транзисторов инвертора однозначно характеризуется тремя логическими сигналами состояния фаз(Sua , Sub , Suc).

Введем понятие вектора проводящих элементов Cnd (Cnda , Cndb , Cndc ), составленного из порядковых номеров элементов инвертора, проводящих выходные фазные токи,при заданном состоянии управляющих воздействий и выходных токов.

Время проводящего состояния каждого элемента Tcondi на интервале усреднения потерь Thc рассчитывается как сумма всех времен проводящих состояний элемента на данном интервале. Анализ нового состояния элементов выполняется при каждом изменении вектора управляющих воздействий Uy и вектора на правления выходных токов SI . В системах с жестким законом формирования ШИМ по «треугольному» алгоритму [5] оценку вектора направления токов допускается выполнять один раз за период модуляции посереди не интервала включения нулевого вектора. Расчет числа включений и выключений элементов модуля выполняется на основе анализа изменений в каждом новом векторе проводящих элементов относительно его предыдущего состояния и поэлементного суммирования всех включений и выключений на интервале усреднения потерь. В системах с жестким законом формирования ШИМ учет новых переключений допускается выполнять один раз на периоде модуляции. В системах с релейным способом формирования ШИМ учет новых переключений выполняется при каждом изменении вектора управляющих воздействий.

Расчет токов, протекающих через элементы инвертора на интервале усреднения потерь, выполняется на основе информации о мгновенных значениях выходных токов по следующему алгоритму:

- вычисляется мгновенное значение тока элемента. Соответствие между мгновенными токами, протекающими через проводящий элемент, и выходными токами инвертора устанавливается по таблице 2.

- ток элемента на интервале усреднения потерь вычисляется по формуле:



где Ii -- ток элемента на i-м участке проводимости; фi -- продолжительность участка проводимости; k -- общее число участков проводимости элемента на интервале усреднения потерь. В системах с жестким законом формирования ШИМ по «треугольному» алгоритму допускается применение упрощенного способарасчета среднего тока элемента по формуле:

где Ii -- эквивалентный (усредненный на периоде модуляции) ток элемента, вычисленный по замеру мгновенного выходного тока инвертора в середине интервала включения нулевого вектора напряжения; n -- число периодов модуляции на интервале усреднения потерь.

Расчет мощности потерьв элементах инвертора

Потери проводимости (статические потери):

где -- зависимость падения напряжения на элементе от его тока. Для IGBT -- это зависимость напряжения «коллектор-эмиттер» от тока коллектора при нормированных значениях напряжения «затвор-эмиттер» и температуры кристалла. Для обратного диода -- это зависимость его прямого напряжения от тока при нормированном значении температуры кристалла. Зависимости Uн(Iн) предоставляются фирмой-производителем модулей и с достаточной степенью точности описываются с помощью линейной аппроксимации:

где -- параметры линейной аппроксимации. Потери переключения (динамические потери) элемента вычисляются по формуле:

где , -- число включений и отключений элемента на интервале усреднения потерь; , --зависимости энергий включения и выключения элемента от его тока. Зависимости предоставляются фирмой-производителем при нормированных значениях входного напряжения инвертора, температуры кристалла, напряжения «затвор-эмиттер» и сопротивлений, входящих в цепь затвора при включении и отключении транзистора. Для обратного диода энергия перехода в открытое состояние пренебрежимо мала в сравнении с энергией обратного восстановления и в расчетах не учитывается. В пределах ограниченной области изменения фактического значения входного напряжения Ud относительно его нормированного значения Ud_nom (приблизительно ±20%) допускается линейная аппроксимация зависимости потерь переключения от входного напряжения инвертора.

Аналитическое задание функциональных зависимостей энергий включения и выключения с необходимой степенью точности осуществляется с помощью кусочно-линейной аппроксимации. Как правило, достаточно двух линейных участков. В последнее время при уточненных расчетах тепловых режимов IGBT-модулей стали учитывать потери на активном сопротивлении выводов. Это связано с тем, что зависимости Uн(Iн) элементов модуля обычно определяются относительно его выходных выводов, и часть потерь проводимости, происходящих непосредственно на выводах модуля, нужно рассматривать как внешние, не участвующие в нагреве кристалла. Расчет потерь на выводах модуля выполняется по формуле:

где Rt--активное сопротивление выводов модуля, рассчитанное для рабочего значения их температуры. Рабочая температура выводов принимается равной температуре корпуса. В справочных данных приводится сопротивление выводов модуля при нормированном значении температуры. Полные потери элемента IGBT-модуля, идущие на нагрев кристалла, определяются на интервале усреднения потерь как сумма потерь проводимости и потерь переключения за вычетом потерь на выводах

Расчет температуры кристаллов Тепловая структура стандартного IGBT-модуля является восьмислойной, состоящей из следующих слоев [1]: 1 -- вывод кристалла (Al), 2 -- кристалл (Si), 3 -- припой, 4 -- металлизация (Cu), 5 -- керамическая подложка (Al2O3), 6-- металлизация (Cu), 7--припой, 8-- основание модуля (Cu). Каждый слой обладает своей геометрией, теплоемкостью и теплопроводностью, которые сильно варьируются от одного слоя к другому. Процесс нагрева однородного слоя описывается экспоненциальной зависимостью температуры перегрева от мощности потерь. В связи с этим, переходное тепловое сопротивление многослойной структуры IGBT-модуля принято описывать в виде суммы экспоненциальных зависимостей ее отдельных участков:



где I = 1, 2…n, n -- количество участков разбиения рассматриваемой области IGBT-модуля; Rн,i, фн,i -- тепловое сопротивление и эквивалентная постоянная времени нагрева i-го участка. В общем случае все эти участки являются воображаемыми, их количество и параметры не соответствуют числу и параметрам реальных слоев в структуре модуля. Выбор количества участков определяется желаемой точностью воспроизведения переходного теплового сопротивления IGBT. Встроенный датчик температуры IGBT-модулей 3-го поколения фирмы EUPEC устанавливается на керамической подложке, являющейся корпусом для транзисторов и диодов модуля. Считаем, что датчик, установленный, как правило, в центре основания модуля, измеряет среднюю температуру корпуса. Постоянная времени датчика составляет величину порядка 2 с. Она много больше тепловой постоянной времени кристалла и много меньше эквивалентной постоянной времени всей системы охлаждения, включающей, помимо модуля, радиатор и отвод тепла от радиатора в окружающую среду. Таким образом, датчик способен адекватно отслеживать тепловое состояние модуля только при относительно длительных токовых перегрузках. Данные его измерений могут быть использованы в качестве точки отсчета при расчете температуры кристалла на основе информации о переходном тепловом сопротивлении области «корпус-кристалл» IGBT-модуля.

Построение защиты преобразователя на основе динамической тепловой модели IGBT-модуля позволяет значительно повысить порог ограничения выходного тока. Он может быть установлен на уровне повторяющегося пикового тока с длительностью импульса tимп ? Thc .Если принять интервал усреднения тепловых потерь (период расчета тепловых процессов) Thc = 1 мс, то для модуля FP50R12KE3 получим Imax = 100 A при Tcase = 80 °C, то есть в 4,3 раза выше, чем ограничение тока при традиционном способе построения тепловой защиты. Допустимая продолжительность работы преобразователя с заданным уровнем тока автоматически определяется в динамической тепловой модели в зависимости от текущих мгновенных значений параметров режима работы. Таким образом, прямым следствием введения тепловой защиты по динамической тепловой модели IGBT-модуля является значительное повышение перегрузочной способности преобразователя в режимах кратковременных перегрузок (от 0,001 до 10 с).

При использовании транзисторов IGBT в преобразователях, работающих на индуктивную нагрузку (асинхронный двигатель) требуются дополнительные схемные решения. Это вызвано физическими особенностями процессов коммутации в системе «преобразователь - нагрузка». Основная проблема, которая возникает в подобных случаях, - невозможность изменить направление тока в обмотке двигателя за время выключения транзистора.

Так, после выключения транзистора VT1 коллекторной группы (рисунок 3.2) направление тока в фазе двигателя сохранится. На время его спада откроется диод VD2, принадлежащий той же фазе, но противоположной (эмиттерной) группе. Он защитит транзистор VT2 от приложенного к нему обратного напряжения, величина которого на несколько порядков больше максимально допустимого.

Рисунок 3.1 - Схема одной фазы преобразователя.

Процессы включения транзистора и выключения диода неразрывно связаны (рисунок 3.2). Последний сопровождается выбросом обратного тока, зависящим от свойств и характеристик диода: заряда обратного восстановления , времени обратного восстановления , скорости спада обратного тока . Быстровосстанавливающиеся приборы позволяют ограничить выброс обратного тока.

Рисунок 3.2 - Схема ключа и процесс восстановления диода.

В настоящее время выпускаются диоды, специально разработанные для совместного использования с транзисторами IGBT. Такие приборы встраивают в корпус транзистора (при модульном исполнении) или выпускают отдельно (при таблеточном исполнении).

Для управления IGBT-модулем, его контроля и формирования необходимых характеристик включения/выключения применяются микропроцессорные блоки управления - драйвера.

3.2 характеристика задач системы управления ШП

Систему управления шкафа питания должна обеспечивать:

- бесперебойную коммутацию полупроводниковых приборов, двух преобразователей (инвертора напряжения работающего в режиме мягкой коммутации, питающего аккумуляторную батарею в буферном режиме);

- вывод информации на цифровые приборы;

- постоянный контроль температуры на аккумуляторной батарее;

- постоянный контроль напряжения и тока заряда на аккумуляторной
батарее;

- постоянный контроль напряжения на входе ШП;

- постоянный контроль напряжения на выходе ШП;

- синхронизация данных между блоком управления инвертором и регулятором напряжения;

- надежность работы силовых полупроводниковых элементов;

3.3 Контролируемые параметры

К контролируемым параметрам следует отнести допустимые значения тока и напряжения на входе и выходе ШП. Применение датчиков тока осуществляет надёжный контроль за оборудованием ШП. Постоянный контроль температуры на аккумуляторной батарее осуществляется за счёт применения датчиков температуры. Информация от всех датчик поступает в систему управления ШП, которая обрабатывает и анализирует все сигналы

3.4 Оценка качества регулирования

Как видно из графиков пульсации выходного напряжения составляют 5 %, что свидетельствует о выполненном качестве питания.

3.5 Выбор драйвера для IGBT транзистора

3.5.1 Блок управления IGBT-модулем

Для включения и выключения транзистора IGBT необходимо приложить к затвору следующее напряжение:

>0 для включения;

<0 для выключения.

Формирование сигналов управления обеспечивает блок управления - драйвер.

Его основные функции:

- создание сигналов управления;

- гальваническая развязка силовой цепи и цепи управления;

- формирование ответных сигналов о состоянии транзистора.

Функциональная схема драйвера приведена на рисунке 3.4.

Рисунок 3.4 - Функциональная схема драйвера.

Драйвер содержит:

- внутренний источник питания с выходным стабилизированным напряжением +18, +5 и -12 В;

- узел формирования сигналов управления транзисторов;

- усилитель мощности на транзисторах VT1 и VT2;

- узел контроля состояния транзистора (детектор состояния);

- узел сопряжения с системой управления (преобразователь оптосигнала в электрический и обратного электрического в оптосигнал).

Драйвер работает следующим образом. Он получает питание через разделительный трансформатор от источника переменного напряжения прямоугольной формы с амплитудой (30 ± 3) В частотой 80 кГц. Оно преобразуется в выпрямленные стабилизированные напряжения +(18 ± 0,9) В; +(5 ± 0,25) В; -(12 ± 0,6) В, которые используются для внутреннего питания блока управления транзистором.

При подаче через оптокабель сигнала на включение транзистора оптический сигнал преобразуется преобразователем сигналов в электрический и поступает на узел формирования сигналов управления.

Усилитель мощности (через транзистор VT1) подключает «плюс» источника питания (+18 В) к затвору транзистора IGBT, после чего начинается заряд входной ёмкости «затвор-эмиттер».

Напряжение на затворе (рисунок 3.5) определяется выражением:

где - постоянная времени цепи заряда входной ёмкости транзистора IGBT.

После того как напряжение на затворе достигнет примерно 10 В, транзистор начнет включаться. Напряжение снижается, а ток коллектора увеличивается.

Время с момента подачи импульса на включение транзистора до момента, когда станет равным , называется временем задержки на включение - и составляет (2 ± 1) мкс.

Одновременно напряжение поступает на вход детектора состояния 2 транзистора, который при положительном напряжении (10 ± 2) В формирует сигнал низкого уровня (L) «транзистор включен». Этот сигнал узлом сопряжения преобразуется в оптический и по оптокабелю подается в систему управления преобразователем. Время задержки передачи обратного сигнала составляет (3,5 ± 2) мкс.

Выключение транзистора начинается с момента поступления через оптокабель сигнала «Выкл.» низкого уровня (L). Он преобразуется в электрический и поступает на узел формирования. Усилитель мощности (через транзистор VT2) подключает «минус» источника питания (-12 В) к затвору транзистора IGBT. Начинается разряд входной емкости «затвор-эмиттер».

Рисунок 3.5 - Диаграммы сигналов драйвера управления транзистором.

Напряжение «затвор-эмиттер» изменяется по следующей зависимости:

где постоянная времени цепи разряда входной ёмкости.

При достижении напряжения - 5 В ток коллектора транзистора спадает до 10 % от своего начального значения. Время является временем выключения и составляет 2 ± 1) мкс.

Изменение напряжения на затворе вызывает срабатывание детектора состояния транзистора, который с задержкой (3,5 ± 2) мкс формирует сигнал высокого уровня (Н), чтобы транзистор закрылся.

Приведенные выражения для изменения напряжения «затвор-эмиттер» носят приближенный характер. Реально на изменение напряжения влияют ёмкость перехода «затвор-коллектор» , а также выходная ёмкость.

Выбранное сочетание сигналов управления и выходного сигнала обеспечивает не только надежное управление транзистором, но и его защиту от подачи ложных сигналов на включение.

Так как включенному состоянию транзистора соответствует низкий уровень ответного сигнала, всякие нарушения (пропадание напряжения питания, обрыв кабеля управления и др.) будут восприниматься системой управления как включение транзистора и повлекут за собой отключение всего преобразователя.

3.5.2 Классификация драйверов IGBT - модулей

В зависимости от диапазона рабочего напряжения, уровня зашиты, конфигурации силовой схемы драйверы классифицированы (рисунок 3.6) по ряду признаков (основные - выходная мощность и уровень "интеллекта"):

Рисунок 3.6 - Классификация драйверов.

по исполнению, каналу связи с контроллером, типу и топологии силовой схемы, способу питания верхнего ключа. Наличие защит обязательно для преобразователей большой мощности, где требуется тщательная проработка силовой схемы по траекториям переключения как в нормальных режимах работы, так и в аварийных [18].

В настоящее время выпускаются ИМС, имеющие в своем составе только быстродействующий выходной каскад для управления IGВТ модулем (ИМС HV400 "Harris", "Intersil” [19]). Устройства работают в паре с каскадами согласования и обеспечивают только быструю коммутацию напряжения на затворе.

На основании проведенного анализа сформулированы следующие требования к драйверам:

- работа на емкостную нагрузку 10 - 100 нФ и перезаряд емкости затвора за короткое время (за 50 - 200 нс);

- подавление импульса напряжения в затворной цепи (за счет эффекта Миллера);

- гальваническая развязка силовой и сигнальной схем и двусторонний обмен данными с минимальной задержкой прохождения сигнала в прямом направлении;

- обеспечение амплитуды выходного напряжения драйвера на включение 12 - 18 (реже 20) В, на выключение - 5..0 В;

- управление как верхним, так и нижним ключом;

- отключение при выходе ключа в активный режим (при пониженном напряжении на затворе - "недостаточное отпирание");

- отключение при превышении напряжения питания выходного каскада драйвера максимального напряжения на затворе;

- "мягкое", безопасное выключение силового ключа при коротких замыканиях и токовых перегрузках;

- наличие встроенного гальванически изолированного источника питания для высоковольтной ступени;

- обеспечение электрической прочности узлов драйвера.

3.5.3"Интеллектуальная" система управления затвором

Тенденции наращивания единичной мощности IGBT-модулей ужесточают требования к драйверам по электрической прочности, двустороннему обмену данными, системе защиты и диагностики модуля: драйвер превращается в функционально законченный процессор, сочетающий в себе перечисленные функции. На рисунке 3.7 приведена структурная схема "контроллера динамического управлении затвором" (Dynamic Gate Controller или DG-контроллер) [20].

Концепция DG-контроллера предполагает:

- совершенную защиту IGBT-ключей с очень малыми интервалами времени на задержку и переключение;

- высокие несущие частоты широтно-модулированных сигналов управления при малых динамических потерях в ключе;

- совершенную схему управления затворной цепью и схемы защиты для высоковольтного (более 1600 В) IGBT-ключа;

- низкое электромагнитное (радиочастотное) излучение при высокой скорости" переключения (большие значения и ).

- Входы управления представляют собой стандартный волоконно-оптический интерфейс. При нормальной работе происходит отпирание IGBT при появлении светового потока. Выходной каскад схемы управления затвором обеспечивает пиковый ток ±15 А при напряжении на затворе ±15 В.



Рисунок 3.7 - Структурная схема контроллера динамического управления затвором.

Модульная конструкция позволяет адаптировать контроллер под требования существующих и перспективных модулей. Характеристики переключения IGBT определяются не резисторами в цепи выходного каскада (пушпул). Для работы IGBT в безопасной области требуемый ток затвора определяется сигналами динамического переключения, вырабатываемыми контроллером.

Динамическими параметрами при использовании DG-контроллера являются:

- максимальный ток затвора;

- скорость спада напряжения при выключении IGBT;

- скорость изменения тока демпферного диода;

- максимальное коллекторное напряжение IGВТ-транзистора.

Эти параметры подстраиваются независимо друг от друга и управляются способом, не зависящим от тока нагрузки: IGBT работает при всех состояниях нагрузки от холостого хода до перегрузки по току или короткому замыканию с теми же самыми значениями и , которые определяются параметрами силовой схемы.

На процесс включения IGBT влияет характеристика обратного восстановления демпферного диода, что ограничивает скорость включения вентиля. При этом DG-контроллер обеспечивает управление и ограничение:

- скорости изменения тока демпферного диода;

- скорости спада напряжения при включении IGBT.

Можно отметить, что динамическое переключение с помощью DG-контроллера заметно уменьшает электромагнитное и радиочастотное излучение мощного силового ключа, что позволяет сократить затраты на режекторную фильтрацию радиопомех.

В случае возникновения короткого замыкания DG-контроллер осуществляет выключение IGBT за несколько микросекунд:

- детектирование короткого замыкания происходит независимо от текущего контроля перегрузки по току;

- уменьшаются тепловые напряжения в месте соединения кремния и контактного проводника;

- DG-контроллер уменьшает выброс напряжения во время процесса выключения тока короткого замыкания.

Защита от перегрузки основана на текущем контроле напряжения коллектор-эмиттер. Уровень отклонения напряжения может подстраиваться так, чтобы обеспечивалось выключение при двух-трехкратном превышении тока.

Для защиты силового ключа от недопустимых значений несущей частоты модуляции происходит отключение при ее повышении.

Контроль текущей частоты выполняется встроенной системой диагностики, обеспечивающей выдачу сигнала обратной связи в управляющую систему.

В расширенном режиме DG-контроллер передает сигнал останова, который соответствует следующим ситуациям:

- отсутствие питания DG-контроллера (аварийное выключение системы);

- IGBT закрыт (данные в реальном времени);

- IGBT открыт (данные в реальном времени);

- IGBT выключен при перегрузке по току;

- IGBT выключен из-за короткого замыкания;

- IGBT выключен ввиду высокой частоты модуляции.

Встроенная система диагностики совершенствует возможности системы управления. Текущий контроль состояния ключей позволяет полнее использовать модуляцию в электроприводе и инверторных преобразователях.

3.5.4 Выбор драйвера силовых полупроводниковых приборов

Рядом фирм выпускаются драйверы, сочетающие в себе каскады согласования оптоприёмника и затворной цепи, а также двунаправленный интерфейс обмена для сигнала управлении и защиты. Фирма "Mitsubishi" [21] выпускает ряд гибридных драйверов M57957L, M57958L, M57959L и M57962L, обеспечивающих двуполярное питание затвора IGBT-модулей с предельным рабочим напряжением до 1200 В. Применение отрицательного запирающего напряжения исключает "звон" в цепях силового модуля при выключении.

Структура драйвера проста: входной каскад выполнен на базе фототранзисторного оптрона, нагруженного на промежуточной каскад по схеме с общим стоком, откуда сигнал поступает на вход оконечного комплементарного эмиттерного повторителя (M57957L и M57958L). К навесным элементам относятся источники питания, резисторы в цепях затворов и двуханодный стабилитрон, включаемый параллельно переходу затвор-эмиттер (стабилитрон должен быть быстродействующим). Эти приборы требуют постановки дополнительных устройств защиты и управления с разделением сигнальных и силовых цепей.

Указанного недостатка лишены устройства M57959L и M57962L, имеющие защиту от недонасыщения силового ключа (используется также как датчик короткого замыкания) и вывод для выставления флага останова длительностью примерно 1 мс (с дополнительной оптопарой). На рисунке 3.8 приведена структурная схема драйверов. Отметим, что внешний контроллер должен иметь триггер перегрузки и выключения, так как низкий управляющий уровень приводит триггер останова в нулевое состояние и драйвер готов к отпиранию силового ключа. В драйверах предусмотрена установка изменяемой задержки выключения выбором навесного конденсатора; время задержки 2 - 5 мкс для M57959L и 2,5 - 6,5 мкс для M57962L.

Рисунок 3.8 - Структура драйверов M57959L и M57962L (Mitsubishi).

Более совершенными устройствами являются проблемно-ориентированные интегральные оптронные узлы фирмы "Hewlett Packard" [22]. Оптроны и драйверы HP являются наиболее быстродействующими по сравнению с аналогичными устройствами известных фирм-производителей.

Для ИМС, применяемых для гальванической развязки сигнальных и информационных цепей задержка находится в диапазоне 60 - 1000 нс при ограниченной электрической прочности (2500 В в течение 1 мин). Драйверы HCPL-310*. НС**-3120 и HCPL-3150 являются однонаправленными устройствами и со стороны фотоприемника состоят из формирователя импульса и выходного двухтактного каскада. Задержка прохождения сигнала не превышает 500 нс при минимальной длительности импульса 300 нс. Драйверы различаются по выходному току: от 0,1 до 2 А втекающего/вытекающего тока и максимальной амплитуде выходного напряжения - не более 30 В. Двунаправленные драйверы HCPL-314J и HCPL-315J имеют возможность передачи сигнала неисправности в обратном направлении при тех же временных параметрах и импульсном выходном токе 0,2 и 0,5 А соответственно.