Активные и пассивные устройства широкополосного согласования тракта антенн сверхвысотночастотного диапазона

Размещено на http://www.allbest.ru/

3

МИНОБРНАУКИ РФ

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение

Высшего профессионального образования

«Ижевский государственный технический университет имени М.Т.Калашникова» (ФГБОУ ВПО «ИжГТУ имени М.Т.Калашникова»)

Кафедра «Радиотехника»

ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА

К курсовой работе по дисциплине «Устройства СВЧ и антенн»

По теме: «Активные и пассивные устройства широкополосного согласования тракта антенн СВЧ диапазона»

выполнил: ст. гр. 6-76-1

Аристов И.И.

Проверил: Шишаков К.В.

Ижевск 2013



Содержание

Введение

1. Элементы тракта СВЧ:

1.1 Нагрузки СВЧ

1.2 Делители мощности СВЧ

1.3 Направленные ответвители

1.4 Мостовые устройства СВЧ

2. Управляющие устройства СВЧ

3. Способы широкополосного согласования:

3.1 Принцип частотной компенсации

3.2 Ступенчатые трансформаторы

3.3 Плавные переходы

4. Пассивные СВЧ устройства

5. Активные СВЧ устройства

6. Расчетная часть: Широкополосное согласование коаксиального тракта облучателя зеркальной антенны

7. Коммерческий аспект

8. Преимущества использования СВЧ диапазона в широкополосном согласовании активных и пассивных устройств тракта антенн по сравнению с КВ - диапазоном

9. Перспективы развития СВЧ устройств

Заключение

Список литературы



Введение

тракт сверхвысотный частота широкополосный

Современная навигация и связь, телевидение, физические исследования вещества, биологический анализ, прикладная медицина и другие области науки и техники немыслимы без аппаратуры диапазона СВЧ. В диапазоне СВЧ могут быть получены эффекты, которые в более низкочастотной области радиодиапазона принципиально невозможны или проявляются не столь ярко. Проектирование радиоэлектронной аппаратуры СВЧ диапазона имеет свою специфику, которая определяется главным образом её способностью получать высокие радиотехнические характеристики.



1. Элементы тракта СВЧ

1.1 Нагрузки СВЧ

Нагрузки СВЧ на эквивалентной схеме представляются в виде двухполюсника, который характеризуется величиной коэффициента отражения Г. Матрица рассеяния нагрузки вырождается в число s₁₁ = Г. В трактах СВЧ находят применение согласованные и реактивные нагрузки.

а) б) в)

Рис. 1.1 Поглощающие нагрузки: а - волноводная, б - коаксиальная, в - полосковая

Идеальная согласованная нагрузка имеет Г = 0. Характеристиками реальных согласованных нагрузок являются зависимость |Г| от частоты и величина допустимой поглощаемой мощности. На практике используются нагрузки с |Г| < 0,01 в полосе частот не менее 20%. Часто нагрузку характеризуют величиной k_св на входе. Требований к фазе отраженной волны не предъявляется. По величине допустимой поглощаемой мощности различают нагрузки на низкий (? 1 Вт) и высокий уровень мощности. В последнем случае нагрузка содержит радиатор, предназначенный для рассеивания тепла в свободное пространство.

На рис. 1.1 показаны согласованные нагрузки в волноводном, коаксиальном и полосковом исполнении. Они выполняются объемными из радиопоглощающего материала, например, ферроэпоксида, или имеют тонкие поглощающие пленки. Качество нагрузки существенно зависит от длины l и профиля нагрузки. Для клиновидных нагрузок l берется порядка л. В случае экспоненциального профиля длина нагрузки может быть существенно уменьшена. В дециметровом диапазоне на высокий уровень мощности используют водяные нагрузки. В этом диапазоне вода интенсивно поглощает электромагнитную энергию, преобразуя ее в тепло. Такая нагрузка представляет собой систему радиопрозрачных трубок, содержащую электромагнитное поле. По этим трубкам циркулирует вода.

Согласованные нагрузки используются в измерительной аппаратуре СВЧ-диапазона в качестве эквивалента антенны при настройке ее тракта СВЧ, в промышленных установках СВЧ-нагрева различных влагосодержащих материалов.

а) б)

Рис. 1.2 Волноводные короткозамыкающие поршни: а - контактный, б - дроссельный

Идеальная реактивная нагрузка имеет |Г| = 1 и характеризуется только фазой коэффициента отражения. Реальная реактивная нагрузка имеет |Г| близкий к единице, и характеризуется коэффициентом k_св, который может достигать значений порядка 100 и более. На практике реактивная нагрузка реализуется в виде неподвижного (запаянного) или подвижного поршня. Основное требование, предъявляемое к поршню, состоит в обеспечении хорошего электрического контакта со стенками линии передачи. На рис. 3.2 показаны волноводные короткозамыкающие поршни - контактный и дроссельный. В дроссельном поршне качество контакта обеспечивается электрическим путем. Дроссель представляет собой свернутую короткозамкнутую полуволновую линию, трансформирующую нулевое сопротивление в поперечное сечение волновода, примыкающего к поршню. механический контакт располагается на расстоянии л_в/4 от короткого замыкания (точка 1 на рис. 1.2, б). Поэтому в сечении механического контакта продольные токи отсутствуют, и качество этого контакта не влияет на качество работы поршня в целом. Аналогично выполняются поршни в коаксиальном исполнении. Они находят применение в измерительных трактах СВЧ, а также как элементы настройки согласующих устройств.

1.2 Делители мощности СВЧ

В трактах СВЧ используются делители мощности СВЧ, предназначенные для распределения в требуемом соотношении мощности источников СВЧ - колебаний на несколько каналов. Различают следующие типы делителей мощности СВЧ: тройники; направленные ответвители; мостовые устройства; многоканальные делители мощности СВЧ.

Тройники. Тройником называется сочленение трех линий передачи. Тройники на эквивалентной схеме отображаются в виде шестиполюсника. На рис. 3.3, а) и б) показаны волноводные симметричные Y-тройники в плоскостях Н и Е соответственно и их эквивалентные схемы. Определим матрицы рассеяния этих устройств.

Матрица рассеяния шестиполюсника имеет третий порядок (по числу пар клемм многополюсника или входов устройства СВЧ). Коэффициент отражения s₁₁ определяется при подключении ко входу 1 генератора, а к остальным - согласованных нагрузок. В этом случае нагрузкой эквивалентной линии, соответствующей входу 1, является параллельное соединение двух линий с волновым сопротивлением W, эквивалентных входам 2 и 3, т.е. Z_н = W/2. s₁₁ = (Z_н - W)/(Z_н + W) = - 1/3.



а) б)

Рис. 1.3 Волноводные симметричные Y-тройники и их эквивалентные схемы: а - в плоскости Н, б - в плоскости Е

По этой же причине коэффициенты передачи из входа 1 на входы 2 и 3 равны, т.е. s₂₁ = s₃₁. Поскольку рассматривается идеальный Y-тройник без потерь, то его матрица рассеяния унитарна. Поэтому сумма квадратов модулей элементов любой строки или столбца этой матрицы равна единице, т.е. | s₁₁|² + | s₂₁|² + | s₃₁|² = 1. Учитывая сказанное, находим | s₂₁| = | s₃₁| = 2/3. Клеммные плоскости данного устройства могут быть расположены так, чтобы все элементы первого столбца матрицы рассеяния стали действительными. Учитывая, что Y-тройник является взаимным устройством и его матрица рассеяния симметрическая, получаем:

. (3.1)

Рассуждая аналогично по отношению к симметричному Y-тройнику в плоскости Е, получаем:



. (3.2)

Знак «минус» в коэффициентах передачи этой матрицы объясняется тем, что при возбуждении, например, входа 1 Y-тройника, на оставшихся входах ориентация вектора Е изменяется на противоположную (см. рис. 3.3, б). Y-тройники можно проанализировать с учетом их геометрической симметрии относительно оси и плоскости, проходящей через середину каждого из волноводов. Воспользовавшись методикой влияния геометрической симметрии устройств СВЧ на его внешние характеристики, можно получить матрицы рассеяния таких устройств, совпадающие с (3.1) и (3.2).

а) б)

Рис. 3.4 Волноводные Т-образные тройники: а - в плоскости Н, б - в плоскости Е

На рис. 3.4, а) и б) показаны волноводные Т-образные тройники в Н- и Е-плоскостях соответственно. Обычно их выполняют таким образом, чтобы они были согласованы по входам 1. Поэтому при возбуждении этих входов мощность делится поровну между плечами 2 и 3 (входы устройства СВЧ иногда называют плечами). Поэтому . В Н-тройнике при этом плечи 2 и 3 возбуждаются в фазе, а в Е-тройнике - в противофазе. Учитывая сказанное и свойство унитарности матрицы (), получаем следующие матрицы рассеяния Т-образных тройников:

(3.3)

На рис. 3.5, а) и б) представлены тройники в коаксиальном и полосковом исполнениях соответственно. Они имеют матрицы рассеяния такие же, как у волноводного Н-тройника.

а) б)

Рис. 3.5 Тройники: а - коаксиальный, б - полосковый

Рис. 3.6 Балансный полосковый делитель мощности

На практике часто встречается задача сложения мощностей двух источников в общей нагрузке. Рассмотрим возможность применения для этих целей, например, Т-образного Н-тройника. Подключим первый источник с амплитудой а₁ к плечу 2 тройника, второй источник с амплитудой а₂ к плечу 3, а согласованную нагрузку к плечу 1. Найдем амплитуды волн b_n (n = 1, 2, 3), отраженных от тройника, с помощью определителя матрицы рассеяния:



;

Отсюда следует, что мощность источников складывается в плече 1 тройника только тогда, когда а₁ = а₂. В противном случае в плечах 2 и 3 тройника появляются нежелательные отраженные волны. Для устранения этих волн при любых амплитудах источников необходимо, чтобы матрица рассеяния шестиполюсного устройства сложения мощности имела бы вид:

.

Так как эта матрица - симметрическая, то она соответствует взаимному устройству. Определим наличие тепловых потерь в данном устройстве. Для этого найдем собственные числа матрицы рассеяния как корни характеристического многочлена det(S - л_SE) = 0. Подставив сюда матрицу S, получим: , откуда л_S1 = 0, л_S2 = 1, л_S3 = -1. Таким образом, при возбуждении устройства СВЧ первым собственным вектором матрицы S он должен полностью поглощаться этим устройством, а второй и третий собственные векторы должны полностью отражаться от устройства СВЧ. Этими свойствами обладает согласованный тройник (или балансный делитель мощности), полосковый вариант которого показан на рис. 3.6. В его состав входит поглощающий элемент в виде резистора R, величина сопротивления которого, а также волновые сопротивления плеч подбираются из условия обеспечения максимальной рабочей полосы частот устройства.



1.3 Направленные ответвители

Направленные ответвители представляют собой взаимные устройства СВЧ, имеющие четыре плеча. При возбуждении одного из плеч мощность делится в требуемом отношении между какими-либо двумя плечами, а четвертое плечо остается невозбужденным. На эквивалентной схеме направленный ответвитель отображается в виде восьмиполюсника. В зависимости от расположения входов направленных ответвителей, между которыми делится мощность СВЧ, они разделяются на три типа, представленные на рис. 3.7. Первый тип (I) называется сонаправленным, второй (II) и третий (III) - противонаправленными.

I II III

Рис. 3.7 Восьмиполюсники, эквивалентные направленным ответвителям типов I, II и III

Из рис. 3.7 следует, что перенумерацией входов направленных ответвителей типов II и III они могут быть сведены к типуI. Поэтому далее будем рассматривать направленные ответвители типа I. Идеальные направленные ответвители имеют матрицу рассеяния вида:

, (3.4)



где С - коэффициент связи, определяющий долю ответвляемой мощности. Из вида матрицы S следует, что все входы направленного ответвителя согласованы (s₁₁= s₂₂ = s₃₃ = s₄₄ = 0), входы 1 и2, а также 3 и 4 взаимно развязаны, т.е. s₂₁ = s₁₂ =0 и s₄₃ = s₃₄ = 0.

При возбуждении плеча 1 фаза колебаний в плече 4 отстает на 90° от фазы колебаний в плече 3. Об этом говорит отрицательная мнимая единица при коэффициенте С. Реальные направленные ответвители характеризуются следующими параметрами, определяемыми в режиме возбуждения плеча 1: переходным ослаблением c₄₁ = 10 lg(P₁/P₄) = -20 lgC; направленностью c₂₄ = 10 lg(P₄/P₂); рабочим затуханием c₃₁ = 10 lg(P₁/P₃); коэффициентом стоячей волны (КСВ) на входе, равным (1 + |s11|)/(1 - |s11|). Данные параметры определяются в некоторой полосе частот направленного ответвителя, и их числовые значения лежат в пределах 0 ? c₄₁ < 60 дБ; c₂₄ > 20 дБ; c₃₁ > дБ; k_св ?1,1.

Рис. 3.8 Двухдырочный направленный ответвитель

Рис. 3.9 Направленный ответвитель на перекрещивающихся волноводах



Простейшим направленным ответвителем является волноводный двухдырочный отетвитель (рис. 3.8). Он представляет собой два прямоугольных волновода, в общей узкой стенке которых на расстоянии л_в/4 друг от друга прорезаны два отверстия связи. При возбуждении плеча 1 мощность СВЧ в основном проходит в плечо 3, и небольшая ее часть ответвляется в плечо 4. Плечо в при этом остается развязанным, так как волны, ответвившиеся через отверстия, расстояния между которыми л_в/4, оказываются в этом плече противофазными и гасят друг друга. Недостатком данного устройства является его узкополосность. Для устранения этого недостатка направленный ответвитель делают многодырочным. За счет этого удается также подобрать требуемую частотную характеристику переходного ослабления с₄₁.

В волноводных трактах СВЧ широко используется направленный ответвитель, представляющий собой два пересекающихся под прямым углом прямоугольных волновода, в общей широкой стенке которых на расстоянии а/4 от узких стенок прорезано отверстие связи какой-либо формы (рис. 3.9). Возможные формы отверстий, применяемых в таких ответвителях, показаны на рис. 3.10. Форма и размеры отверстий существенно влияют на величину переходного ослабления. В направленных ответвителях с элементами резонансного типа (щели, крестообразные отверстия) удается получить малые значения переходного ослабления. Принцип работы такого отверстия основан на том, что точка расположения отверстия является точкой круговой поляризации вектора магнитного поля волны Н₁₀. Направление вращения векора Н однозначно определяет направление распространения волны Н₁₀ в волноводе. Направленное ответвление мощности объясняется сохранением направления вращения вектора Н в верхних и нижних волноводах. Для уменьшения переходного ослабления в таких отверстиях делают два диагонально расположенных крестообразных отверстия связи.



Рис. 3.10 Формы отверстий связи, используемых в направленных ответвителях

а) б)

Рис. 3.11 Полосковые направленные ответвители: а - двухшлейфовые, б - на связанных линиях

На рис. 3.11 показаны полосковые направленные ответвители. Двухшлейфовый ответвитель (рис. 3.11, а) является аналогом двухдырочного волноводного ответвителя. Шлейфы длиной л_л/4 выполняют роль отверстий и расположены на расстоянии л_л/4 друг от друга. Требуемое переходное ослабление и согласование входов обеспечивается подбором волновых сопротивлений шлейфов и соединяющих их линии.

Принцип работы полоскового ответвителя на связанных линиях (рис. 3.11, б) состоит в том, что направленный переход из основной линии (1 - 3) во вторичную (2 - 4) осуществляется за счет расположения в поле линии (1 - 3).

Для этого расстояние d между линиями делается достаточно малым. Величина переходного затухания в таком ответвителе зависит от зазора между линиями d и от длины связанного участка l.

В таком направленном ответвителе обеспечивается распределенная по длине связь между линиями.



1.4 Мостовые устройства СВЧ

Мостами СВЧ называют направленные ответвители с переходным ослаблением 3 дБ. Таким образом, мост делит мощность поровну между плечами 3 и 4 (см. рис. 3.7).

а) б)

Рис. 3.12 Волноводно-щелевые мосты: а - в Н плоскости, б - в Е плоскости

Различают следующие мостовые устройства СВЧ: волноводно-щелевые мосты в Н- и Е-плоскостях; кольцевой мост; двойной Т-мост; свернутый двойной Т-мост. Мосты СВЧ,являясь частным случаем направленных ответвителей, на эквивалентной схеме отображаются в виде восьмиполюсника. Волноводно-щелевой мост в Н-плоскости (рис. 3.12, а) представляет собой два прямоугольных волновода, часто общей узкой стенки которых длиной l вырезается. В результате образуется широкий прямоугольный волновод с размерами поперечного сечения А Ч b. Размер А этого волновода выбирается таким образом, чтобы в нем распространяющимися были волны Н₁₀ и Н₂₀, т.е. л < A < 3л/2. При возбуждении плеча 1 волной Н₁₀ в широком волноводе возбуждаются волны Н₁₀ и Н₂₀. Эпюры поперечных составляющих электрического поля этих волн в месте возбуждения показаны на рис. 3.13. Из графиков следует, что в области входа 2 моста a ? x ? 2a волны Н₁₀ и Н₂₀ широкого волновода находятся в противофазе. Поэтому плечо 2 является развязанным. Волны Н₁₀ и Н₂₀ в широком волноводе имеют разные фазовые скорости. Поэтому в месте расположения плеча 3 и 4 они приобретают разность фаз

, где , .

Здесь ;

Рис. 3.13 Эпюры электрического поля волн Н₁₀ и Н₂₀ в плоскости входов 1 и 2 волноводно-щелевого моста - продольные постоянные распространения волн Н₁₀ и Н₂₀ в широком волноводе.

Для того, чтобы мощность поделилась поровну между плечами 3 и 4, необходимо так выбрать длину l, чтобы

Таким образом, наименьшая длина моста определяется из условия

и .

Аналогично работает волноводно-щелевой мост в Е-плоскости (рис. 3.12, б). Он представляет собой два прямоугольных волновода, в общей широкой стенке которых прорезано два, примыкающих к узким стенкам, прямоугольных отверстия. Таким образом, на участке длиной l образуется прямоугольный коаксиал. В области отверстий связи возбуждаются волны Т и Н₁₀. Длина моста l выбирается из условия обеспечения разности фаз между этими волнами р/2:

, где k = 2р/л.

Волноводно-щелевые мосты в Н- и Е-плоскостях имеют одинаковые матрицы рассеяния:

.

Кольцевой мост представляет собой свернутую в кольцо линию передачи длиной 3л_л/2, в которую с интервалом л_л/4 включены четыре входные линии передачи. В качестве линии передачи могут быть использованы прямоугольный волновод в Е- и Н-плоскостях, коаксиал, полосковая линия и т.п. Для примера на рис. 3.14 приведен кольцевой мост в полосковом исполнении.

Рис. 3.14 Полосковый кольцевой мост



При возбуждении плеча 1 в обе стороны по кольцу распространяются волны, которые в области плеч 2 и 4 оказываются синфазными, а в области плеча 3 - противофазными. Поэтому мощность делится поровну между плечами 2 и 4, а плечо 3 - развязано. При этом плечи 2 и 4 возбуждаются в противофазе, т.к. расстояние между ними равно л_л/2. Согласование входов моста обеспечивается подбором волновых сопротивлений линии и линии кольца. Возбуждая последовательно все плечи кольцевого моста, можно составить матрицу рассеяния:

.

Двойной Т-мост является еще одним представителем волноводных мостовых устройств (рис. 3.15). Он представляет собой гибрид волноводных Е- и Н-тройников. (см. рис. 3.4). При возбуждении плеча 1 мощность делится поровну между плечами 3 и 4, возбуждая их синфазно. Плечо 2 оказывается развязанным, так как вектор электрического поля волны Н₁₀ плеча 1 оказывается ориентированным вдоль волновода плеча 2 и в нем возбуждаются волны типа Е, которые находятся в закритическом режиме. При возбуждении плеча 2 мощность также делится поровну между плечами 3 и 4, возбуждая их, однако, в противофазе. Плечо 1 оказывается развязанным, т.к. вектор электрического поля волны Н₁₀ плеча 2 ориентирован параллельно широким стенкам волновода плеча 1 и в нем возбуждаются волны типа H_0n (n = 1, 2, …), которые находятся в закритическом режиме. Учитывая взаимность данного устройства можно составить матрицу рассеяния:



.

Рис. 3.15 Двойной Т-мост

Рис. 3.16 Свернутый двойной Т-мост

Отличительной особенностью двойного Т-моста является то, что он складывает мощности синфазных равноамплитудных источников, подключенных к плечам 3 и 4, в плече 1, а противофазных - в плече 2. Поэтому такие устройства находят применение в антеннах моноимпульсных радиолокационных станций для формирования суммарно-разностных направлений. Свернутый двойной Т-мост (рис. 3.16) является разновидностью двойного Т-моста и имеет такую же матрицу рассеняния.

Многоканальные делители мощности СВЧ. Такие делители мощности находят применение в трактах многоэлементных антенных решеток (АР). Предназначены для деления мощности источника в требуемом соотношении между большим числом выходных каналов, возбуждающих излучающие элементы АР. Эквивалентный многополюсник такого делителя показан на рис. 3.17.



Рис. 3.17 Многоканальный делитель мощности СВЧ

Мощность источника, подключаемого к первой паре клемм (входу), должна быть распределена между N выходными парами клемм. Элементами для построения таких делителей могут служить тройники, балансные делители мощности, мостовые устройства и их комбинации. Наиболее распространенными являются параллельная (рис. 3.18, а), последовательная (рис. 3.18, б) и параллельно-последовательная (рис. 3.18, в) схемы построения многоканальных делителей. Каждый квадратик на этих схемах обозначает элементарный делитель мощности.

Рис. 3.18 Схема многоканальных делителей мощности: а - параллельная, б - последовательная, в - параллельно-последовательная

Характеристики многоканальных делителей могут быть найдены по известным характеристикам элементарных делителей путем объединения их в общую схему по методике, изложенной в п.2.1. Вопросы расчета и проектирования таких делителей мощности рассмотрены в монографии Н.Т. Бова Микроэлектронные устройства СВЧ (К.: Техника, 1984).



2. Управляющие устройства СВЧ

Управляющие устройства СВЧ предназначены для изменения амплитуды, фазы или поляризации в тракте СВЧ. Параметры колебаний в тракте могут изменяться за счет механического перемещения его элементов. Такие управляющие устройства называются механическими. Параметры колебаний могут изменяться также при изменении среды, заполняющей элементы тракта, под действием электрических сигналов. Такие управляющие устройства называются электрическими. Среда с электрически управляемыми параметрами может быть выполнена в виде полупроводниковых диодов СВЧ, подмагниченных ферритов и ионизированной плазмы, сегнетоэлектриков. Существуют также электромеханические управляющие устройства, в которых под действием электрических сигналов происходят механические перемещения в элементах тракта, изменяющие параметры колебаний СВЧ. Такие устройства выполняются, например, на основе пьезоэлектрических элементов.

К управляющим устройствам, изменяющим амплитуду СВЧ колебаний, относятся выключатели, коммутаторы, аттенюаторы и ограничители мощности. К управляющим устойствам, изменяющим фазу СВЧ-колебаний, относятся фазовращатели. Устройства, изменяющий плоскость поляризации проходящей волны, называются поляризаторами.

Устройства управления амплитудой СВЧ-колебаний. Простейшим устройстом управления амплитудой СВЧ-колебаний является выключатель СВЧ, который на эквивалентной схеме отображается в виде четырехполюсника. Он имеет два режима работы: режим пропускания, в котором мощность СВЧ беспрепятственно проходит от входа к выходу, и режим запирания, в котором мощность СВЧ не проходит на выход из-за поглощения в выключателе или отражения от него. Механическая реализация такого устройства сводится к простому перекрыванию поперечного сечения линии передачи СВЧ, отражающей заслонкой или поглощающей нагрузкой. Такие волноводные выключатели типа заслонки находят применение в радиолокационных станциях для защиты входных цепей приемника от помех, создаваемых соседними близко расположенными станциями. Они имеют скорость переключения 10^-5 с. В настоящее время наиболее часто применяются в диапазоне СВЧ полупроводниковые выключатели. Их основу составляет полупроводниковый СВЧ-диод, который может иметь структуру типа p-n, p-i-n или n-i-p-i-n.

Диоды типа p-n имеют время переключения порядка 10^-7…10^-8 с. Варакторные диоды с p-n -переходом, выполняемые из монокристаллов кремния, германия или арсенида галлия, имеют самое высокое быстродействие (10^-10 с), однако могут управлять мощностью СВЧ в сотые доли ватта.

Диоды типа p-i-n имеют быстродействие 10^-7…10^-6 с при импульсной мощности сотни киловатт.

Диоды типа n-i-p-i-n представляют собой сдвоенный p-i-n-диод. Конструктивно диоды СВЧ выполняются бескорпусными, имеющими максимальный размер - 1 мм, бескорпусными с металлическим радиатором, в металлическом корпусе, а также в сочетании с резонансной волноводной диафрагмой. В волноводах обычно используется параллельное включение диодов (рис. 3.19, а, б, где C_б, L_б - элементы высокочастотной блокировки цепи питания диода; U_упр - управляющее напряжение на диоде; L - индуктивность ввода диода; R_i - сопротивление базы диода; C_i - емкость базы диода).



а) б) в) г)

Рис. 3.19 Включение p-i-n -диода в волновод и его эквивалентные схемы

Базой диода называют высокоомную область i с электропроводностью собственного типа. При нулевом или отрицательном напряжении U_упр диод обладает большим сопротивлением (десятки килоом). Его эквивалентная схема показана на рис. 3.19, в). При этом емкость C_i составляет 0,3…1 пФ. При U_упр > 0 (~ 1…2 В) база диода насыщается электронами и дырками, ее сопротивление резко уменьшается, величина (рис. 3.19, г) составляет единицы Ом. При этом ток, потребляемый диодом, составляет 100 мА. В этом режиме диод способен пропускать токи СВЧ до 100 А.

На рис. 3.20 представлена конструкция простейшего волноводного выключателя в виде резонансной диафрагмы с n-i-p-i-n-диодом.

Рис. 3.20 Резонансная диафрагма с n-i-p-i-n-диодом

Подведение в диоду напряжения U_упр > 0 соответствует режиму запирания выключателя, так как малое сопротивление диода шунтирует параллельный колебательный контур резонансной диафрагмы. При непосредственном включении диода в диафрагму ее резонансная частота изменяется из-за емкости диода C_i, которая компенсируется укорочением щели диафрагмы.

Основной характеристикой полупроводникового выключателя СВЧ является его качество К, определяемое как отношение активных сопротивлений диода в закрытом и открытом состояниях и равное 10³ ч 10⁴. Качество определяет ослабление мощности СВЧ в выключателе в режимах запирания и пропускания. Можно сказать, что оптимальный по критерию максимума управляемой мощности выключатель вносит ослабление в режиме запирания и в режиме пропускания , что соответствует L_з = 30,3 дБ при К = 10³ и L_п = 0,27 дБ.

Коммутаторы СВЧ представляют собой устройства, предназначенные для передачи мощности СВЧ с одного или нескольких входов на один или несколько изменяемых выходов; на эквивалентной схеме отображаются в виде многополюсника. При передаче мощности СВЧ с входа на выход коммутатора потери должны быть минимальными. На рис. 3.21 показан механический поворотный коммутатор.

Рис. 3.21 Механический волноводный коммутатор



Коммутация входов в нем достигается простым поворотом ротора на угол, кратный р/2. Электрически управляемые многоканальные коммутаторы могут быть построены на основе полупроводниковых выключателей СВЧ и делителей мощности, например мостов.

Аттенюаторы СВЧ предназначены для плавного или дискретного уменьшения амплитуды колебаний СВЧ. На эквивалентной схеме они отображаются в виде четырехполюсника. Уменьшение амплитуды на аттенюаторе может быть обусловлено тепловыми потерями или отражениями от него.

Простейший механический плавный аттенюатор представляет собой отрезок прямоугольного волновода, вдоль оси которого на широкой стенке прорезана щель, через нее внутрь волновода погружается пластина, покрытая радиопоглощающим материалом. Пластинка имеет выпуклый профиль, и чем глубже она погружается в волновод, тем больше вносимое ею затухание. Величину затухания L определяют как отношение мощности Р_вх на входе аттенюатора к мощности на выходе Р_вых и измеряют в децибелах: . Роль аттенюатора с фиксированным затуханием может выполнять отрезок запредельного волновода, амплитуда колебаний в котором экспоненциально убывает.

Дискретные аттенюаторы могут быть построены в виде каскадно соединенных секций, каждая из которых состоит из Т-образного тройника, диодного выключателя и согласованной нагрузки. Каждая секция вносит фиксированное затухание. От секции к секции величина вносимого затухания изменяется по бинарному закону. Например, аттенюатор, состоящий из каскадно включенных секций, имеющий затухание 1, 2, 4, 8 и 32 дБ, может вносить затухание до 63 дБ с дискретом в 1 дБ.

Ограничители мощности СВЧ предназначены для передачи со входа на выход колебаний СВЧ малой амплитуды без затуханий и ограничений амплитуды колебаний, которая превышает заданное пороговое значение. На эквивалентной схеме они всегда изображаются в виде нелинейного четырехполюсника, характеристики которого зависят от величины подводимой мощности. Типичными представителями рассматриваемых устройств являются антенные переключатели СВЧ. Они дают возможность использовать одну и ту же радиолокационную антенну для передачи мощных импульсов и для приема слабых отраженных от целей сигналов. Во время излучения мощных импульсов необходимо отключить приемник от тракта, а в промежутках между импульсами от антенны отключается передатчик и подключается приемник.

Рис. 3.22 Разрядник защиты приемника

Наиболее часто на практике в качестве антенного переключателя используется газовый разрядник, являющийся волноводным электровакуумным прибором (рис. 3.22). Он представляет собой отрезок прямоугольного волновода длиной 3л_л/4, входы которого закрыты резонансными диафрагмами, герметизированными высококачественным диэлектриком. Между резонансными диафрагмами на расстоянии л_л/4 друг от друга на оси волновода расположены две пары конусных электродов, которые в отсутствии разряда эквивалентны емкости. Для согласования этих емкостей здесь же включены индуктивные диафрагмы, образующие вместе с ними резонансные контуры. Таким образом, при отсутствии разряда устройство представляет собой полосно-пропускной фильтр, состоящий из четырех связанных резонансных контуров с полосой пропускания 5ч10%. Возникновение разряда между электродами происходит автоматически во время прохождения мощного импульса. Порог срабатывания разрядника устанавливается поджигающим электродом, который подключен к источнику постоянного тока, поддерживающего в этом электроде тлеющий разряд. Поддержание тлеющего разряда происходит за счет частичной ионизации газа, заполняющего разрядник. При прохождении со стороны входа мощного импульса СВЧ, возникает разряд в поджигающем электроде. После этого пробивается вторая пара электродов, которая находится в максимуме электрического поля. Затем наступает пробой входной резонансной диафрагмы, отключающей приемник от антенны. Основными характеристиками таких разрядников являются потери в дуге, время срабатывания и восстановления. Правильно выполненные разрядник должен вносить малые потери как при приеме, так и при передаче сигналов. Время срабатывания разрядника составляет 10^-8 с, а время восстановления - 10^-6 с. Подобные устройства устанавливаются непосредственно на входе приемника и называются разрядниками защиты приемника. Они имеют низкий порог срабатывания за счет использования поджигающего электрода. В трактах локационных станций используются также разрядники блокировки передатчика, порог срабатывания которых значительно выше, чем у разрядников защиты приемника из-за отсутствия поджигающего электрода. На рис. 3.23 показана балансная схема такого антенного переключателя.

Рис. 3.23 Схема балансного антенного переключателя



При работе передатчика мощность СВЧ с помощью моста делится поровну между разрядниками и поджигает их. Отразившись от разрядников, мощность СВЧ проходит через этот же мост в антенну. Незначительная часть мощности, прошедшая через разрядники, проходит через второй мост в согласованную нагрузку. В период между импульсами колебания СВЧ, принятые антенной, пройдя первый мост, незажженные разрядники и второй мост, проходят на вход приемника. Для повышения качества работы такого переключателя необходима идентичность характеристик входящих в него разрядников.

Фазовращатели СВЧ. Фазовращатели СВЧ предназначены для изменения фазы отраженной или проходящей волны на требуемую величину. Различные конструкции таких устройств широко используются в трактах СВЧ, особенно в трактах фазированных АР. Различают отражательные и проходящие фазовращатели СВЧ. Отражательные фазовращатели отображаются на эквивалентной схеме как двухполюсники, а проходные - как четырехполюсники. Существуют фазовращатели механические, электрические и электромеханические. Различают также фазовращатели с плавным и дискретным изменениями фазы.

Простейший отражательный механический фазовращатель представляет собой отрезок линии передачи с короткозамыкающим поршнем. Такое устройство характеризуется матрицей рассеяния, вырождающейся в одно число - коэффициент отражения от входа фазовращателя. При изменении положения поршня в линии изменяется и фаза коэффициента отражения.

Дискретный отражательный фазовращатель строится на основе полупроводниковых выключателей. Волноводный вариант такого фазовращателя показан на рис. 3.24, где 1 - прямоугольный волновод; 2 - диафрагма; 3 - n-i-p-i-n-диод.



Рис. 3.24 Отражательный фазовращатель

Расстояние l между диафрагмами выбирается в зависимости от требуемого дискрета изменения фазы Дц:

Дц = - 2k_zl,

где k_z - продольная постоянная распространения волны в волноводе. Наличие двойки обусловлено двойным прохождением волной расстояния l. Например, l = л_в/8 при Дц = - р/2.

Простейший фазовращатель проходного типа представляет собой отрезок линии передачи длиной l, который имеет матрицу рассеяния вида:

.

Входы фазовращателя согласованы, т.е. диагональные элементы его матрицы рассеяния равны нулю. Потери, вносимые такими фазовращателями, минимальны, т.е. модуль коэффициентов передачи матрицы рассеяния равен единице. Величина фазового сдвига, вносимого простейшим фазовращателем, опредеделяется соотношением:



ц = - k_zl.

Отсюда следует, что ц зависит от длины линии l и постоянной распространения k_z. Изменяя одну из этих величин, можно изменять фазу ц. Общее выражение для k_z имеет вид:

.

Видно, что величина k_z может изменяться за счет изменения параметров среды е или м, заполняющей линию передачи, или за счет изменения размеров поперечного сечения линии, при котором изменяется л_кр.

Простейшим механическим проходным фазовращателем с изменяющееся длиной является тромбонный фазовращатель, показанный на рис. 3.25.

Рис. 3.25 Волноводный тромбонный фазовращатель

На этом принципе строят волноводные коаксиальные фазовращатели. Максимальная величина вносимого фазового сдвига определяется величиной 2Дl - удвоенным ходом подвижной части фазовращателя.

На рис. 3.26 показан механический проходной волноводный фазовращатель, фаза в котором изменяется за счет поперечного перемещения в волноводе диэлектрической пластины. Если пластина прижата к узкой стенке волновода, где напряженность поперечных составляющих поля мала, то фазовая скорость волны в волноводе изменяется незначительно по сравнению с пустым волноводом. При перемещении пластины к середине волновода напряженность поперечных составляющих поля растет, уменьшается фазовая скорость волны в волноводе, и поэтому растет величина вносимого диэлектрической пластиной фазового сдвига.

На рис. 3.27 показан механический проходной волноводный фазовращатель сжимного типа. Он состоит из прямоугольного волновода с волной Н₁₀, по оси широких стенок которого прорезаны длинные излучающие щели. При сжатии такого волновода со стороны узких стенок уменьшается его размер а, поэтому изменяется л_кр = 2а, и, следовательно, фазовая скорость волны в волноводе

.

Рис. 3.26 Механический фазовращатель

Рис. 3.27 Механический сжимной фазовращатель с подвижной диэлектрической пластинкой

Это приводит к изменению величины фазового сдвига, вносимого таким фазовращателем.

Механические фазовращатели находят применение в лабораторных и измерительных установках. Они имеют низкое быстродействие, т.е. малую скорость изменения фазы.

На рис. 3.28 представлен проходной волноводный ферритовый фазовращатель. Он состоит из отрезка прямоугольного волновода, внутри которого помещен продольно подмагниченный ферритовый стержень.

Рис. 3.28 Взаимный ферритовый фазовращатель

Продольное магнитное поле в стержне создает соленоид, намотанный непосредственно на волновод. Величина фазового сдвига такого фазовращателя зависит от величины подмагничивающего поля, которое определяется величиной тока, протекающего через соленоид. При изменении тока в соленоиде изменяется и подмагничивающее поле, которое приводит к изменению магнитной проницаемости стержня и, следовательно, фазовой скорости проходящей волны.

Фазовращатели с плавным изменением фазы называются аналоговыми. Недостатком ферритового аналогового фазовращателя является низкая точность установки фазы и необходимость постоянного протекания управляющего тока через соленоид для поддержания требуемого фазового сдвига.

Наибольшее распространение на практике получили дискретные фазовращатели, которые по сравнению с плавными фазовращателями имеют высокое быстродействие, большую точность установки фазы и большую повторяемость характеристик при серийном производстве. Волноводный вариант дискретного полупроводникового фазовращателя с дискретом фазы Дц = - р/2 показан на рис. 3.29. Он состоит из Н-плоскостного волноводно-щелевого моста, в два соседних плеча которого включены отражательные фазовращатели (см. рис. 3.24), имеющие по три полупроводниковых выключателя каждый.

Рис. 3.29 Проходной волноводный фазовращатель

Колебания СВЧ, подведенные к одному из входов такого фазовращателя, пройдя через мост и отразившись от полупроводниковых выключателей, находящихся в режиме запирания, вторично пройдя мост, проходят на выход фазовращателя. Величина вносимого фазового сдвига зависит от номера замкнутого выключателя верхнего и нижнего отражательных фазовращателей, работающих синхронно, и от расстояния l между выключателями. Аналогично может быть выполнен полосковый проходной коммутационный фазовращатель на основе квадратного моста.

На рис. 3.30, а) показан дискретный ферритовый фазовращатель с Дц = - р/4. Он состоит из прямоугольного волновода, внутри которого размещены три тороидальных ферритовых элемента, имеющих «прямоугольную» петлю гистерезиса (ППГ), показанную на рис. 3.30, б). Подмагничивание феррита создается импульсами тока, протекающего по проводам, проходящим через тороиды. Амплитуда импульсов I_упр выбирается такой, чтобы феррит достиг состояния насыщения по величине магнитной индукции В. Значение фазового сдвига, вносимого одним ферритовым тороидом, определяется величиной магнитной индукции ±B_r.

а) б)

Рис. 3.30 Невзаимный проходной фазовращатель на феррите с ППГ: а - конструкция фазовращателя; б - петля гистерезиса и управляющие импульсы тока

Основным преимуществом таких фазовращателей является наличие внутренней магнитной памяти. Она проявляется в том, что ферриты с ППГ сохраняют состояние намагниченности неограниченно долго, а управляющий ток протекает лишь при перемагничивании феррита. Причем импульсы тока имеют длительность порядка 10^-6 с и амплитуду 20…30 А. Такие фазовращатели имеют широкое практическое применение и работают в полосе частот 5…10% от средней частоты, внося дополнительные тепловые потери примерно 1 дБ при k_св на входе порядка 1,2. Уровень средней мощности СВЧ-колебаний, подводимых к входу фазовращателя, может достигать 0,5 кВт. Следует отметить, что рассмотренный ферритовый фазовращатель является невзаимным устройством, т.е. величина вносимого фазового сдвига изменяется при изменении направления распространения волны в волноводе. Сохранение фазового сдвига для волны с противоположным направлением распространения достигается изменением направления управляющего тока в проводах. Невзаимность фазовращателя объясняется тем, что феррит, подмагниченный поперечно относительно распространения волны СВЧ, имеет разные значения магнитной проницаемости для волн с противоположным направлением вращения вектора магнитного поля. Участки ферритовых тороидов, параллельные узким стенкам волновода, расположены в областях, в которых вектор магнитного поля волны Н₁₀ в каждой фиксированной точке вращается параллельно широкой стенке волновода. Направление вращения задается направлением распространения волны. При изменении направления распространения волны в волноводе меняется направление вращения вектора Н этой волны относительно направления подмагничивающего поля Н₀ (рис. 3.31). Поэтому изменяется магнитная проницаемость феррита и величина вносимого фазового сдвига.

Рис. 3.31 Поперечные сечения фазовращателя на верите с ППГ

Рис. 3.32 Электромеханический стрикционный фазовращатель: а - конструкция фазовращателя; б - сечение биморфной пластины



Пример электромеханического фазовращателя показан на рис. 3.32, а). Принцип его работы основан на использовании электрострикционного эффекта, который состоит в деформации некоторых диэлектрических материалов, называемых пьезоэлектриками, под действием приложенного к ним электрического напряжения. Наиболее сильно этот эффект выражен у диэлектрических образцов, выполненных из керамики на основе цирконат-титанат свинца. Из этой керамики делают тонкие пластинки и склеивают их однополярными сторонами (рис. 3.32, б). Такие двухслойные пластинки называются биморфными. Под действием электрического напряжения, приложенного к металлизированным сторонам биморфной пластинки, оно выгибается в направлении, определяемом полярностью приложенного напряжения. Величина прогиба зависит от величины приложенного напряжения. В электромеханическом фазовращателе, показанном на рис. 3.32, а), прогиб биморфной пластины приводит к уменьшению размера широкой стенки прямоугольного волновода. Из-за изменения скорости волны на участке расположения биморфной пластины изменяется фаза прохождения волны. Такие и аналогичные фазовращатели находят применение в миллиметровом диапазоне волн. Величина приложенного напряжения к биморфной пластине составляет приблизительно сотни вольт.

Поляризаторы СВЧ. Поляризаторы СВЧ предназначены для изменения поляризации проходящей волны в тракте. На эквивалентной схеме они отображаются в виде восьмиполюсника, имеющего по две пары входных и выходных клемм. Каждая пара клемм на входе или выходе такого востимполюсника соответствует волнам в волноводе с ортогональными поляризациями. Такие устройства выполняют обычно на круглом волноводе или на волноводе квадратного поперечного сечения с волнами Н₁₀ и Н₀₁. Простейший поляризатор на круглом волноводе показан на рис. 3.33, а).



а) б)

Рис. 3.33 Поляризатор на круглом волноводе и его эквивалентная схема

Он представляет собой отрезок круглого волновода длиной l с единственной распространяющейся волной Н₁₁, внутри которого под углом Ш к вертикальной оси расположена диэлектрическая пластина. На рис. 3.33, б) представлен эквивалентный восьмиполюсник. Клеммы 1 и 3 этого многополюсника соответствуют волне Н₁₁ круглого волновода, вектор Е которой, проходящий через центр окружности поперечного сечения, перпендикулярен пластине. Назовем эту волну волной перпендикулярной поляризации. Клеммы 2 и 4 соответствуют волне Н₁₁, вектор Е которой параллелен пластине. Такую волну назовем волной параллельной поляризации. Наличие диэлектрической пластины в волноводе обуславливает различные фазовые скорости волн параллельной и перпендикулярной поляризации . Поэтому величина фазовых сдвигов, вносимых этой пластиной для волн параллельной и перпендикулярной поляризаций, оказываются различными. При этом разности фаз определяются длиной пластины и размерами ее поперечного сечения. Положив для простоты , запишем матрицу рассеяния поляризатора относительно волн параллельной и перпендикулярной поляризаций:



.

Отсюда следует, что входные и выходные пары клемм восьмиполюсника согласованы и развязаны. Кроме того, s₄₁ = s₃₂ = s₂₃ = s₁₄ = 0, так как волны ортогональной поляризации распространяются по волноводу независимо друг от друга, т.е. в процессе распространения этих волн не происходит обмена энергиями между ними.

Рассмотрим прохождение через такой поляризатор волны Н₁₁, вектор Е которой направлен по оси у. Эту волну можно представить в виде линейной комбинации волн перпендикулярной и параллельной поляризации с амплитудами а_? и а_|| соответственно. Положив амплитуду волны Н₁₁ единичной, используя рис. 3.33, а), получим а_? = cosШ; a_|| = sinШ. Тогда столбец падающих волн а можно записать в виде . Используя соотношение b = Sa, получаем для столбца отраженных волн . Отсюда следует, что на выходе поляризатора изменилась фаза волны параллельной поляризации. Подобрав размеры пластины так, чтобы ц = 90°, и расположив ее под углом Ш = 45°, получим на выходе такого поляризатора волну с круговой поляризацией. Действительно, на выходе поляризатора , , т.е. волна имеет ортогональные равные по амплитуде составляющие, сдвинутые по фазе друг относительно друга на - 90°. Вектор Е такой волны вращается против часовой стрелки, если смотреть в направлении распространения волны. Рассуждая аналогично, можно показать, что при возбуждении поляризатора волной Н₁₁, вектор Е которой параллелен оси х, на выходе получим волну Н₁₁ с круговой поляризацией противоположного вращения. Следует отметить, что вместо диэлектрической пластины на стенках круглого волновода могут быть выполнены два металлических ребра, располагаемых в той же плоскости, что и пластина. Действие этих ребер эквивалентно действию пластины.

Поляризаторы СВЧ могут быть выполнены также на основе использования эффекта Фарадея в продольно подмагниченном феррите (рис. 3.34). Он состоит из круглого волновода с волной Н₁₁, на оси которого расположен ферритовый стержень. Постоянное подмагничивающее поле создается соленоидом, намотанным непосредственно на волновод. Величина этого поля выбирается такой, чтобы магнитные проницаемости феррита для волн круговой поляризации правого и левого вращений были бы различными. Известно, что линейно поляризованная волна может быть представлена в виде суммы волн круговой поляризации противоположного вращения. Тогда, возбуждая вход рассматриваемого поляризатора волной Н₁₁, вектор Е которой параллелен оси у (рис. 3.35) раскладываем ее на две волны правого и левого вращений.

Рис. 3.34 Ферритовый поляризатор на эффекте Фарадея

Рис. 3.35 Поворот плоскости поляризации волны Н₁₁ в круглом волноводе с продольно подмагниченным ферритом



Из-за различия магнитных проницаемостей феррита для этих волн они имеют разные фазовые скорости в волноводе с ферритом. Поэтому при распространении волн вдоль волновода между ними образуется сдвиг по фазе, величина которого определяется длиной стержня. Этот фазовый сдвиг определяет поворот на угол Ш плоскости поляризации волны Н₁₁, образованной сложением этих двух волн круговой поляризации на выходе поляризатора. Рассмотренные поляризаторы СВЧ используются как самостоятельно для изменения поляризации проходящей волны, так и в качестве элемента сложных устройств СВЧ.



3. Способы широкополосного согласования

Рис. 2.9 Согласование в полосе частот с помощью одного шлейфа: а - схема согласующего устройства; б - графики проводимости нагрузки и шлейфа

На практике применяются сочленения и элементы тракта, предназначенные для работы в полосе частот 10% и более. Такую полосу частот принято называть широкой, а устройства, работающие в такой полосе, - широкополосными. В технических требованиях к этим устройствам указывается полоса частот (см. рис. 2.1) и допустимое рассогласование, K_св < K_св.доп этой полосе. Задача широкополосного согласования возникает, например, при необходимости стыковки линий передачи с различными размерами или формами поперечных сечений, а также при работе тракта с широкополосными сигналами, например, линейно-частотномодулированными или шумоподобными.

Основными широкополосными согласующими устройствами являются:

широкополосные частотные компенсаторы;

ступенчатые трансформаторы;

плавные переходы или неоднородные линии.

Рассмотрим принцип работы каждого из этих устройств.



3.1 Принцип частотной компенсации

Принцип частотной компенсации состоит во взаимной компенсации частотных изменений сопротивления нагрузки и согласующих элементов. Его можно осуществить за счет подбора необходимого закона частотного изменения сопротивления согласующих элементов. Рассмотрим широкополосное согласование комплексных сопротивлений с помощью одного шлейфа (рис. 2.9, а). Предположим, что график проводимости согласуемой нагрузки Y_н = 1/Z_н = G_н + jВ_н имеет вид, изображенный на рис. 2.9, б. На этом же рисунке представлен график входной реактивной проводимости согласующего шлейфа В_ш, (рис. 2.9, в), включенного по схеме рис. 2.9, а. Наклон кривой В_ш подобран примерно равным наклону кривой В_н с обратным знаком. Поэтому суммарная реактивная проводимость В_н + В_ш уменьшается и меньше изменяется с частотой, чем реактивная проводимость нагрузки. В соответствии с (1.23) входное сопротивление короткозамкнутого шлейфа определяется соотношением