Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Лінійний тракт цифрових систем передачі (ЦСП)

1. Структура лінійного тракту

Лінійний тракт ЦСП, структурна схема якого зображена на рис. 1, аналогічний лінійному трактові АСП. До його складу входять станції кінцевих пунктів (КП) і проміжних регенераційних пунктів, що обслуговуються, (РПО), з'єднані лініями зв'язку з включеними регенераційними пунктами, що не обслуговуються, (НРП). Як лінії зв'язку використовуються різнотипні мідні і волоконно-оптичні кабелі. Крім того, до складу цифрового лінійного тракту входить апаратура дистанційного живлення, телеконтролю і телемеханіки, службового зв'язку та ін. Сукупність ділянки кабельної лінії і регенератора, підключеного до нього, є регенераційною ділянкою. Лінійний тракт, як правило, чотирипроводовий і може бути організований за однокабельною або двокабельною схемами.

Рисунок 1

Як відомо, коефіцієнт загасання ?(f) мідних кабелів зібльшується зі зростанням частоти. Цю залежність можна апроксимувати співвідношенням . Тому енергетично вигідно передавати цифрові сигнали за допомогою відеоімпульсів, частотні спектри яких зосереджені в основному в низькочастотній області, де коефіцієнт загасання порівняно невеликий. На практиці використовують прямокутні імпульси, які простіше сформувати.

2. Уніполярний двійковий код

Найпростішою формою подання елементів ІКМ-сигналу є уніполярна послідовність імпульсів двійкового коду, у якому «1» відображується імпульсом у межах тактового інтервалу, а «0» - його відсутністю (паузою). Сигнали двійкового коду використовуються в апаратурі ЦСП при різного роду перетвореннях: кодуванні, формуванні часових циклів, об'єднанні цифрових потоків і т.д. Однак для передачі сигналів по лінійному тракту двійкові уніполярні сигнали практично за рідкісним винятком не використовуються. Це обумовлено кількома причинами, однією з яких є перекручування сигналу, яким він підданий у процес обробки і передачі.

Розглянемо причини і характер перекручувань сигналу. Перекручування сигналу при передачі по лінії зв'язку обумовлені збільшенням загасання і зростанням частоти, що призводить до обмеження смуги частот цифрового сигналу зверху. Це у свою чергу призводить до міжсимвольних перекручувань (МСП) першого роду, що виявляються у вигляді накладення сусідніх імпульсів за рахунок збільшення їхньої тривалості.

На рис. 2, а і на рис. 2, б зображено частотну характеристику загасання кабельної лінії і форма імпульсу, що пройшов через кабельні лінії з різними значеннями загасання відповідно.

Рисунок 2

Як видно з рис. 2, б, імпульс після проходження кабельної лінії виявляється розтягнутим на декілька тактових інтервалів. Причому чим більше загасання, тим більшою мірою розтягуються імпульси. В результаті у кожному черговому тактовому інтервалі присутні раніше передані імпульси. Сумарна величина цих імпульсів і складає міжсимвольне перекручування в даному тактовому інтервалі. Ослаблення МСП першого роду здійснюється в регенераторі шляхом корекції форми прийнятих імпульсів.

Іншою причиною міжсимвольних перекручувань (МСП другого роду) є обмеження смуги пропущення лінійного тракту в області низьких частот. Зазначене обмеження обумовлене наявністю розділових і погоджуючих елементів у лінійному тракті (конденсаторів, трансформаторів і ін.), що не пропускають постійну складову і вносять велике загасання на низьких частотах спектра сигналу. У результаті впливу МСП амплітуда чергового імпульсу цифрового сигналу зменшується. На рис. 3, а і рис. 3, б відображені форма імпульсів на виході цих пристроїв і частотна характеристика загасання в розділових пристроях відповідно.

Рисунок 3

На рис. 3, a показано, як змінюється форма імпульсів після проходження через розділовий RC-ланцюжок: спотворюється плоска вершина кожного імпульсу, з'являється викид, полярність якого протилежна полярності імпульсу. У результаті виникає плавання нульової (базової) лінії сигналу. Чим триваліша послідовність імпульсів, тим ближче до нуля напруга на виході RC-ланцюжка і тим складніше регенерувати сигнал навіть під час впливу слабких перешкод. Таким чином, перекручування в різних пристроях обумовлені значним ослабленням у цих пристроях низькочастотних складових спектра сигналу. Оскільки спектр двійкових відеосигналів містить могутні НЧ складові, то їхнє ослаблення і призводить до істотних перекручувань форми сигналів, що виявляються у вигляді плавання базової лінії.

Здавалося б, для компенсації впливу розділових пристроїв у приймальній апаратурі достатньо використовувати коректор з коефіцієнтом передачі K_к(f), зворотним коефіцієнтові передачі лінійного тракту K_лт(f), тобто K_к(f)?K_лт(f)=const. Однак практична реалізація такого коректора неможлива. Дійсно, якщо за f0 значення ?_Р ?, для компенсації загасання необхідно забезпечити значення коефіцієнта передачі коректора K_к(f) (рис. 3, б).

Другий недолік двійкових кодів пов'язаний із труднощами виділення складової тактової частоти. Як відомо, для правильної реєстрації елементів сигналу (побітового прийому цифрового сигналу) необхідно забезпечити тактову синхронізацію. Складова тактової частоти виділяється з енергетичного спектра прийнятого сигналу. Однак не кожен цифровий сигнал містить у складі свого спектра складову тактової частоти. У процесі формування й обробки цифрового сигналу використовуються переважно два види двійкового уніполярного коду, в одному з яких тривалість імпульсів (?) дорівнює тактовому інтервалу (?=T₀, щільність ), а в іншому - половині тактового інтервалу (). Енергетичний спектр сигналу першого з кодів (NRZ - код без повернення до нуля - БПН) не містить у своєму складі складової тактової частоти, а спектр другого (RZ - код з поверненням до нуля - ПН) містить цю складову. На рис. 4 наведені цифрові сигнали обох кодів і їхні енергетичні спектри.

Рисунок 4

З аналізу зображених спектрів випливає, що енергетичний спектр коду NRZ не містить дискретних складових, а його безперервна складова сконцентрована в області низьких частот. Енергетичний спектр коду RZ містить дискретні складові й інтенсивні низькочастотні складові.

На приймальній стороні для правильного прийому імпульсів цифрового сигналу необхідно відновлювати його постійну складову, інакше виникаючі перекручення призведуть до збільшення кількості помилок. Відновлення постійної складової ускладнене тим, що середнє значення енергії уніполярної послідовності імпульсів змінюється в часі (плавання базової лінії) у залежності від зміни кількості імпульсів у послідовності цифрового сигналу, яка передається.

Оскільки крім цифрового сигналу по лінії зв'язку необхідно передавати постійний струм дистанційного живлення, то виникає проблема поділу в НРП постійного складового сигналу і струму дистанційного живлення.

Третім недоліком уніполярних двійкових (безнадмірних) кодів є неможливість виявлення помилок, що виникають у процесі передачі і регенерації сигналу. Відсутність цієї спроможності виключає можливість контролю правильності передачі сигналу в лінійному тракті без перерви зв'язку.

З вищенаведеного випливає, що уніполярні двійкові сигнали не можуть бути передані по лінії зв'язку без істотних перекручувань і помилок. Тому необхідно перетворювати ці сигнали у вид, зручний для передачі по лінії зв'язку - в лінійний сигнал (лінійний код). Таким чином, між каналоутворюючим устаткуванням ЦСП і лінією зв'язку необхідно розмістити перетворювач коду, який можна розглядати як специфічний погоджувальний пристрій, перетворюючий уніполярний код у лінійний на передачі і зворотне перетворення на прийомі. Вид перетворень визначається, виходячи з вимог, яким має відповідати лінійний код.

3. Регенерація цифрового сигналу

Процес регенерації цифрового сигналу полягає у впізнанні наявності в прийнятому потоці імпульсів і пробілів, відновленні форми, амплітуди і часового положення імпульсів і передачі регенерованого сигналу на вхід наступної регенераторної ділянки (або на вхід відповідних пристроїв приймальної апаратури кінцевого або проміжного пункту, що обслуговується).

Упізнання наявності імпульсів у прийнятому потоці здійснюється методом стробування (методом однократного відліку, методом укороченого контакту). Сутність методу полягає в порівнянні рівня регенерованого сигналу з граничним рівнем у момент упізнання, що вибирається в середині імпульсу. Якщо абсолютне значення рівня сигналу () перевищує граничне значення (), то приймається рішення про те, що прийнято імпульс («1»), якщо не перевищує - прийнятий пробіл («0»). На рис. 5, а наведено спрощену структурну схему регенератора, а на рис. 5, б - часова діаграма напруг у різних точках цієї схеми.

Рисунок 5

Після посилення скоректований сигнал надходить на один із входів порогового пристрою, на другий вхід якого надходять строби . На виході порогового пристрою з'являється імпульс , якщо в моменти порівняння значення сигналу перевищує величину порога . Моменти порівняння (моменти впізнання імпульсів) визначаються положеннями тактових імпульсів (стробів), що розташовуються в середній частині регенерувальних імпульсів (у центрі тактового інтервалу). Короткі імпульси з виходу порогового пристрою надходять на формувач імпульсів, який формує регенерований лінійний сигнал необхідної форми, тривалості й амплітуди.

У регенераторі має забезпечуватися постійне співвідношення між амплітудою сигналу і величиною порога . Вибір величини порога впливає на захищеність сигналу від флюктуаційних перешкод. Якщо значення порога велике, то підвищується імовірність помилкового прийому «0» (передана «1», а реєструється «0»), а при малій величині порога підвищується імовірність помилкового прийому «1» (переданий «0», а реєструється «1»). Інакше кажучи, у першому випадку зростає імовірність пропуску, а в другому - збільшується імовірність помилкової тривоги. На рис. 6 наведена залежність величини порога () від захищеності сигналу () від флюктуаційних перешкод.

Рисунок 6

Оптимальним значенням порога за дБ (що звичайно забезпечується) є величина . Сталість співвідношення між можливими змінами рівня сигналу і величиною порога () можна забезпечити або автоматичним регулюванням порога, або автоматичним регулюванням рівня (АРР) сигналу (). Використовується, як правило, другий спосіб - АРР. В АСП система АРР використовує для підстроювання сигнал контрольної частоти, а в ЦСП - прийнятий сигнал.

Типова структурна схема регенератора лінійного трійкового сигналу наведена на рис. 7, а часові діаграми, що пояснюють його роботу, на рис. 1

Рисунок 7

Вхідний сигнал з лінії зв'язку через лінійний трансформатор ТР1 надходить на вхід коригувального підсилювача (рис. 8, а). Після коректування в підсилювачі сигнал надходить на першу обмотку трансформатора Тр2. За допомогою цього трансформатора формується два протифазних сигнали, що надходять на входи двох однакових граничних пристроїв ПП-1 і ПП-2. Роботою порогових пристроїв керує послідовність коротких імпульсів. У результаті на виході ПП-1 і ПП-2 формуються дві послідовності, одна з яких відповідає позитивним, а інша - інвертованим (негативним) імпульсам вхідного лінійного квазітрійкового сигналу. Формування імпульсів необхідної форми і тривалості здійснюється формувачами Ф1 і Ф2, (рис. 8, з, і). Чергування полярності імпульсів на виході регенератора (рис. 8, к) забезпечується за рахунок зустрічних струмів навантаження в первинній обмотці вихідного трансформатора ТР3.

Формування строб-імпульсів здійснюється зі складової тактової частоти, виділеної з прийнятого сигналу. Структурна схема формувача стробів наведена на рис. 9.

Рисунок 8

Рисунок 9

Оскiльки спектр трирівневого сигналу не містить складової тактової частоти, то його перетворюють в уніполярний код RZ, спектр якого містить цю складову. Інакше кажучи, формувач стробів є виділювачем тактової частоти (ВТЧ).

Часові діаграми, що пояснюють роботу формувача стробів, наведені на рис. 10.

Біполярний вхідний сигнал після двонапівперіодного випрямлення (рис. 10, а) надходить на вхід вузькосмугового фільтра (або резонансного контуру), резонансна частота якого дорівнює тактовiй. Виділений сигнал тактової частоти (рис. 10, б) після посилення й обмеження (рис. 10, в) диференціюється (рис. 10, г) і після однонапівперіодного випрямлення (рис. 10, д), надходить на вхід підсилювача - формувача коротких строб-імпульсів. Моменти появи стробів (рис. 10, е) мають відповідати максимальному значенню сигналу на входах ПП-1 і ПП-2. Як правило, цьому відповідає середина регенерувальних імпульсів. Зазначене часове розташування стробів забезпечується за допомогою лінії затримки (ЛЗ).

Рисунок 10

Слід нагадати, що при впливі на коливальний контур (вузькосмуговий фільтр) одиночного імпульсу в контурі виникають власні коливання тактової частоти. Для стійкої підтримки цих коливань імпульси на вхід контуру мають надходити досить часто, інакше через збільшення кількості пробілів амплітуда цих коливань може зменшитися настільки, що формування тактових імпульсів стане неможливим. Зазначене розміщення стробів на середині регенерувальних імпульсів має бути стабільним. Нестабільність їхнього розміщення призводить до відхилення фронтів регенерованих імпульсів від номінального положення, у результаті чого з'являються фазові тремтіння (джитер) регенерованого сигналу. Фазові тремтіння призводять до порушення регулярності появи АІМ сигналу (дискрет) після декодування і появи з цієї причини додаткових перешкод. Однією з причин джитера є розлагодження контуру, у результаті чого його власна частота відрізняється від тактової. Внаслідок цього моменти переходу коливання на виході контуру зміщуються і, отже, зміщуються формовані строби. Джитер збільшується під час збільшення кількості пробілів у регенеруємої послідовності лінійного сигналу. Крім того, фазові тремтіння виникають через погрішності роботи підсилювача-формувача імпульсів (ПС ФІ), а також через вплив перешкод і міжсимвольних перекручувань (МСП), що спотворюють форму імпульсів, що надходять на коливальний контур (вузькосмуговий фільтр - ВФ).

4. Перешкоди в цифровому лінійному тракті. Око-діаграма

лінійний уніполярний цифровий сигнал

До основних видів перешкод відносяться:

- для коаксіальних ланцюгів переважними є власні перешкоди (теплові шуми ліній зв'язку і підсилювальних пристроїв регенераторів);

- для симетричних ланцюгів крім власних перешкод впливають перехідні перешкоди між парами того самого кабелю;

- перешкоди, викликані непогодженістю вхідних і вихідних опорів на регенераційній ділянці;

- мiжсимвольні перешкоди (МСП першого і другого роду), що виникають, як було показано раніше, за рахунок обмежень смуги частот як зверху (МСП-1), так і знизу (МСП-2);

- імпульсні перешкоди від комутаційного устаткування АТС і промислових установок.

Вплив перешкод призводить до неправильної реєстрації символів лінійного коду, у результаті чого «одиниці» реєструються як «нулі» і навпаки. Найбільш небезпечні помилки в прийманнi символів знакового і старшого розрядів кодової комбінації, що з'являються після декодування під час передачі телефонних сигналів не у вигляді шуму, а у вигляді клацань. Відповідно до абонентської оцінки якості зв'язку припустимим є одне клацання за хвилину, що відповідає припустимій імовірності помилки .

Для оцінки впливу міжсимвольних перешкод зручно використовувати око-діаграму. Вона є результатом накладення всіх можливих кодових послідовностей з урахуванням міжсимвольних перекручувань на часовому відрізку в два або більше тактових інтервали (). На рис. 11 наведено варіант око-діаграми для трирівневого лінійного коду (ЧПІ, МЧПІ) на інтервалі . Міжсимвольні перешкоди, що діють на вході граничного (вирішального) пристрою, призводять до скорочення області сигналу як за амплітудою, так і за тривалістю, у межах якої можливе правильне впізнання переданого сигналу («0» або «1»).

Рисунок 11

Розкриття око-діаграми (заштриховане на рис. 11) визначає область, всередину якої не може потрапити жоден з імпульсів будь-якої кодової послідовності. Величина розкриву по вертикалі визначає мінімальну різницю між сусідніми рівнями лінійного сигналу на виході граничного (вирішального) пристрою регенератора, а по горизонталі - інтервал часу, протягом якого з імовірністю, рівної 1, приймається правильне рішення про значення переданого символу («1» або «0»).

Око-діаграму можна спостерігати на екрані осцилографа. Для цього використовується схема, наведена на рис. 12.

Рисунок 12

У її склад входять генератор ПВП, штучна лінія, коректуючий підсилювач, виділювач тактової частоти й осцилограф. Тривалість розгорнення, що очікує, вибирається такою, що дорiвнює приблизно двом тактовим інтервалам. Псевдовипадкова послідовність імпульсів, формована генератором ПВП, пройшовши штучну лінію і коректуючий підсилювач, надходить на вхід осцилографа, а на синхронізуючий вхід надходять імпульси з ВТЧ.

5. Імовірність помилки під час регенерації трирівневого лінійного сигналу

Під час розрахунку імовірності помилки () враховують ту обставину, що всі джерела перешкод незалежні, тому потужність сумарної перешкоди дорівнює сумі потужностей від окремих джерел. Цю сумарну перешкоду можна розглядати як флюктуаційну, миттєві значення () якої розподілені за нормальним законом:

,

де ? дисперсія (діюча напруга перешкоди ). Потужність флюктуаційної перешкоди пропорційна .

Під час розрахунку вважаємо, що регенератор трирівневого коду (ЧПІ, МЧПІ) містить два граничних пристрої з порогом в одному і порогом - в іншому, причому (рис. 13).

Рисунок 13

Слід враховувати, що імовірності передачі символів «1» і «0» рівні між собою, тобто Р(1)=Р(0)=0,5, а оскільки символ «1» може приймати значення +1 або -1, то імовірності передачі +1 і -1 також рівні між собою: Р(+1)=Р(-1)=0,25. Таким чином, імовірності передачі 0, +1, -1 дорівнюють відповідно Р(0)=0,5 і Р(+1)=Р(-1)=0,25.

З рис. 13 видно, що якщо рівень перешкоди перевищує поріг , то на виході граничного (вирішального) пристрою при передачі +1 або -1 реєструється 0, а при передачі 0 у залежності від полярності перешкоди реєструється +1 або -1, тобто виникає помилка.

Інакше кажучи, помилки виникають, якщо при передачі позитивного імпульсу (+1) з імовірністю передачі Р(+1) рівень перешкоди з імовірністю , або якщо при передачі негативного імпульсу (-1) з імовірністю передачі Р(-1) рівень перешкоди з імовірністю , або якщо при передачі «нуля» (паузи) з імовірністю передачі Р(0) рівень перешкоди , або з ймовірностями і відповідно. З огляду на вищевикладене, можна записати співвідношення, що визначає імовірність помилки:

.

Імовірності й однакові. Тому можна позначити . З урахуванням рівностей і співвідношення для імовірності помилки перетвориться до вигляду:

.

Значення ймовірностей і чисельно дорівнюють площам заштрихованих ділянок графіка щільності імовірності , що у свою чергу визначаються співвідношенням

.

Виконавши перетворення

співвідношення для можна записати у вигляді

,

де .

У табл. 1 для трійкового коду надані значення імовірності помилки та відповідні значення захищеності сигналу від перешкод .

Таблиця 1

З табл. 4 видно, що зміні на порядок імовірності помилки відповідає зміна захищеності приблизно на 0,4…0,7 дБ.

Для чисельних розрахунків зручно використовувати наближені співвідношення:

при передачі лінійного сигналу в коді ЧПІ

;

- при передачі дворівневим симетричним кодом

;

- при передачі двійковим уніполярним кодом

;

- при передачі багаторівневим кодом:

,

де і М - кількість рівнів коду.

З останнього співвідношення видно, що збільшення кількості рівнів лінійного коду вимагає підвищення захищеності для збереження незмінної імовірності помилки.

Размещено на Allbest.ru