Транзисторний перетворювач із дроселем

Вступ

В даній курсовій роботі розроблений транзисторний перетворювач із дроселем у первинному ланцюзі на основі найпростішої схеми, із системою керування.

Система керування дозволяє правильно керувати роботою схеми.

Необхідність розробки даного перетворювача полягає в наступному: схема дає можливість усунути наскрізні струми й усунути можливість однобічного замагнічування силового трансформатора.

Актуальність розробленого перетворювача складається у використанні даного пристрою як більше надійного, енергоекономного приладу у відмінності від подібних (мостовий інвертор, інвертор з нульовим виводом).

Система керування перетворювача побудована на мікроконтролері, що дає можливість зменшити габарити вихідного пристрою, простоту використання й збільшити надійність приладу.

1. Теоретична частина

Дана схема вибрана згідно з завданням. Силова частина має вид зображений на рис. 1а, часові діаграми зображені на рис. 1б, в, г.

Як відомо, класичним двухтактним інверторам напруги (мостовому інвертору, півмостовому інвертору, інвертору з нульовим виводом) притаманні дві істотні вади. Це виникнення наскрізних струмів, що вимагає застосування додаткових, часто достатньо складних засобів для їх усунення, а також можливість одностороннього підмагнічування силового трансформатора. Останнє явище пояснюється несиметрією вольтсекундних площ на півперіодах змінної напруги, яка прикладається до первинної обмотки силового трансформатора. Несиметрія у тій чи інший мірі присутня завжди, що пов'язано з розбіжністю параметрів силових транзисторів інвертора по часу вмикання та вимикання, різницею в падінні напруги на транзисторах у стані насичення.

У значній мірі вільні від зазначених недоліків перетворювачі з дроселем у первинному колі. Найпростіша схема такого перетворювача представлена на рис. 1, а. Залежно від алгоритму управління силовими ключами можливі три режими роботи перетворювача. Ці режими, за характером протікання електромагнітних процесів подібні до режимів трьох основних видів широтно-імпульсних перетворювачів (ШІП з пониженою вихідною напругою, ШІП з підвищеною вихідною напругою, ШІП з напругою що регулюється вище та нижче вхідної) або відповідним однотактним перетворювачам.

Розглянемо роботу перетворювача у трьох режимах припускаючи, що ємність вихідного фільтра велика і пульсаціями напруги на ній можна знехтувати, а величина індуктивності забезпечує роботу перетворювача в режимі безперервного струму.

В першому режимі транзистори VТ2 та VT3 відкриті по черзі на протязі півперіоду, а транзистор VТ1 працює, як широтно-імпульсний модулятор на подвійній частоті і відкритий на протязі часу Т/2 у кожній половині періода (рис. 1, б). При цьому в інтервалі відкритого стану транзистора VТ1 відбувається передача енергії в навантаження та одночасно її накопичення в дроселі L. При вимиканні VТ1, за рахунок ЕРС самоіндукції, струм дроселя L замикається через зворотній діод VД1, одну з первинних півобмоток трансформатора ТV та відкритий транзистор VТ2 або VТ3. Таким чином, сумарний струм первинних, а також вторинних обмоток трансформатора (і_w2) виявляється безперервним на протязі всього періоду роботи перетворювача. (В схемі можливий, також, режим переривчатого струму дроселя L, подібний режиму ШІП з пониженою вихідною напругою, проте, зважаючи на погані енергетичні характеристики, цей режим перетворювача не розглядається). Змінна напруга вторинної обмотки u_w2 (рис. 1, б) випрямляється двохпівперіодним випрямлячем В та згладжується конденсатором вихідного фільтра С. В цілому, характер протікання електромагнітних процесів в дроселі L та конденсаторі С аналогічний процесам в ШІП з пониженою вихідною напругою.

В другому режимі роботи перетворювача транзистор VТ1 постійно відкритий, діод VД1 постійно знаходиться в закритому стані і тому вони можуть бути виключені з схеми. При цьому транзистори VТ2 та VТ3 відкриті більше ніж півперіоду, тобто працюють з взаємним перекриттям (рис. 1, в). На інтервалі Т/2, коли відкриті обидва транзистори, відбувається накопичування енергії в дроселі до якого, через закорочення обмоток силового трансформатора, прикладається повна напруга живлення перетворювача. Передача енергії від джерела живлення в навантаження не відбувається і струм вторинної обмотки трансформатора дорівнює нулю. Діоди випрямляча В виявляються закритими. При вимиканні одного з транзисторів енергія, накопичена в індуктивності, через трансформатор передається в навантаження. Електромагнітні процеси в даному режимі схожі з процесами у ШІП з підвищеною вихідною напругою.

В третьому режимі на інтервалі часу Т/2 відкриті всі транзистори, а на інтервалі часу (1-) T/2 транзистор VТ1 закритий, а VТ2 або VТ3 відкриті відповідно з півперіодом їх роботи (рис. 1, г). На інтервалі Т/2 накопичується енергія в дроселі L, який підключений до джерела живлення перетворювача, а на інтервалі (1-) T/2 здійснюється передача накопиченої енергії в навантаження. Робота перетворювача в даному режимі подібна роботі ШІП з вихідною напругою, що регулюється вище та нижче вхідної.

Як витікає з розгляду роботи перетворювача, наявність навіть примусового перекриття в роботі транзисторів VТ2 та VТ3 в другому та третьому режимах не призводить до появи аварійних режимів його роботи, тобто і в першому режимі відсутні проблеми захисту транзисторів від наскрізних струмів. Крім цього, можливе однобічне підмагнічування осєрдя силового трансформатора позначиться практично тільки на викривленні форми напруги на обмотках силового трансформатора. Неабиякою перевагою перетворювача є те, що дросель у вхідному ланцюзі виконує функції аналогічні функціям дроселя фільтра після випрямляча у вторинній обмотці трансформатора. Це дозволяє істотно спростити конструкцію дроселя при побудові перетворювача з високовольтним виходом.

Із розгляду основних типів ШІМ, а також відповідних їм однотактних перетворювачів, очевидно, що і для перетворювачів з дроселем у первинному ланцюзі найкращий коефіцієнт використання силових елементів досягається при роботі перетворювача в першому режимі. Тому, цей режим є основним і практично завжди використовується у перетворювачах з дроселем в первинному колі.

Вважаючи, що дросель L виконує тіж самі функції, що і дросель в ШІП понижуючого типу, напруга на навантаженні в першому режимі може бути визначена з виразу:

(1)

де .

Оскільки, струм у вторинній обмотці силового трансформатора неперервний і якась пара діодів випрямляючого моста (рис. 1, а) завжди буде у провідному стані, то напруги u_W2, u_W1 на вторинній і первинній обмотці трансформатора визначаються напругою навантаження

U_W2 = U_н, (2)

. (3)

Максимальна напруга U_{ке max} на вимкненому транзисторі VТ2 або VТ3 дорівнює сумі напруг та на первинних півобмотках трансформатора

(4)

і залежить від тривалості інтервалу провідного стану гТ транзистора VТ1.

Максимальне значення напруги на діоді VD1 і транзисторі VТ1 дорівнює напрузі джерела живлення U_d.

До вад перетворювачів з дроселем в первинному колі треба віднести підвищену напругу на напівпровідникових елементах схеми, збільшення кількості елементів.

2. Розробка структурної схеми

При підключенні мережі включається система керування зібрана на мікроконтролері, яка живиться від блоку живлення, що виробляє напругу 5 В, силова частина при цьому відключена. В момент проходження напруги мережі через нульову відмітку спрацьовує ключ.

Напруга отримана на виході першого випрямляча згладжується фільтром 1 для одержання постійної напруги на вході інвертора. На виході інвертора після високочастотного трансформатора одержуємо змінну напругу прямокутної форми зі шпаруватістю обумовленою системою керування СУ. Пройшовши вихідні випрямляч В2 і фільтр Ф2 ця напруга перетвориться в постійну і повністю передається на навантаження.

На систему керування знімається сигнал напруги на навантаженні. Залежно від співвідношення виміряної й необхідної напруг система керування змінює шпаруватість імпульсів керування інвертором для досягнення рівності цих напруг.

3. Розробка принципової схеми

Разработка силовой части

Схема електрична принципова силової частини приведена на рис. 2.

Рис. 2 Схема електрична принципова силової частини.

Вхідна синусоїдальна напруга через мостовий випрямляч зібраний на діодах VD1_VD4 перетворюється у двохпівперіодну напругу й згладжується за рахунок LC_фільтра зібраного на дроселі L1 і конденсаторі С1.

Постійна напруги надходить на вхід інвертора із середньою точкою зібраного на транзисторах VT2, VT3 і трансформаторі Т1з обмотками W1 й W2.

Транзистори VТ2 та VТ3 відкриті більше ніж півперіоду, тобто працюють з взаємним перекриттям. На інтервалі Т/2, коли відкриті обидва транзистори, відбувається накопичування енергії в дроселі до якого, через закорочення обмоток силового трансформатора, прикладається повна напруга живлення перетворювача. Передача енергії від джерела живлення в навантаження не відбувається і струм вторинної обмотки трансформатора дорівнює нулю. Діоди випрямляча виявляються закритими. При вимиканні одного з транзисторів енергія, накопичена в індуктивності, через трансформатор передається в навантаження. Електромагнітні процеси в даному режимі схожі з процесами у ШІП з підвищеною вихідною напругою.

Індуковане у вторинній обмотці W2 напруга, випрямляється мостовим випрямлячем на діодах VD6_VD9. На виході випрямляча одержуємо прямокутні імпульси. Згладжена вихідним фільтром на основі дроселя L2 і конденсатори С2 напруга надходить на активне навантаження, через яке протікає струм пропорційний прикладеній напрузі.

Діаграми роботи силової частини представлені на рис. 3.

Рис. 3 Діаграми роботи силової частини: вхідного випрямляча а), інвертора б) і вихідного випрямляча в).

Розробка системи керування

Мікропроцесорна система керування зібрана на мікроконтролері (МК) ATmega16, схема підключення якого взята зі специфікації.

Робота системи керування

Система керування живиться від напруги 5В яка подається із блоку живлення А1.

При включенні стабілізатора мікроконтролер DD1, знімаючи напруги з резистора R2 дільника напруги, підключає силову частину, замикаючи транзистор VT1 тільки при проходженні напруги мережі через нуль.

Знімаючи напругу з дільника, включеного паралельно навантаженню мікроконтролер одержує інформацію про струм, що протікає в навантаженні. Залежно від співвідношення вихідного струму й необхідного струму мікроконтролер змінює коефіцієнт заповнення імпульсів керування транзисторами інвертора VT2, VT3. У підсумку одержуємо керуючі напруги як на мал. 3б.

Установка вихідної напруги в межах 600-1000В здійснюється за допомогою змінного резистора R2 і відображається на чотирьох 7_сегментних індикаторах.

4. Розрахунок силової частини і вузлів системи керування

Розрахунок силової частини

1) Проведемо прикидочний розрахунок мінімальної напруги на вході інвертора, прийнявши спадання напруги на фільтрі 5%:

2) Проведемо прикидочний розрахунок мінімальної вихідної напруги, необхідного для підтримки максимального навантаження (струм 10А при навантаженні 5Ом):

приймемо як 5% від , тоді:

3) Розрахуємо прикидочний коефіцієнт трансформації з урахуванням максимального коефіцієнта заповнення імпульсів:

4) Розрахуємо вхідний струм інвертора при максимальному вихідному струмі:

5) Розрахунок діодів вхідного випрямляча:

Виходячи з отриманих значень, розрахуємо діоди вхідного випрямляча за максимальним значенням прямого струму й зворотньої напруги:

- Амплітуда 1й гармоніки споживаного від мережі струму:

- Максимальний прямий струм:

- Максимальна зворотна напруга:

Вибираємо діоди VD1_VD4 у вигляді діодного моста фірми Mitsubishi B4S із прямим струмом 1А припустимою й зворотною напругою 400В.

6) Розраховуємо транзистор VT1 по прямому струмі й прикладеному в закритому стані напрузі:

Максимальний робочий струм VT1:

- Прикладена в закритому стані напруга:

Обрано транзистор VT1 фірми DC Components DBT12 з допустимим напруженням 400В і максимальним струмом 1 А. Припустима розсіювати потужність 37 Вт, опір у відкритому стані R = 1 Ом, гранична напруга .

- Максимальна розсіювана потужність на VT1 під час роботи стабілізатора струму:

7) Розраховуємо вхідний фільтр:

- Вхідний струм інвертора при мінімальному вихідному струмі:

- Мінімальний вхідний опір інвертора:

- Мінімальна ємність конденсатора для забезпечення згладжування:

Знаходимо коефіцієнт згладжування (для двохпівперіодної напруги коефіцієнт пульсацій на вході дорівнює 0,67, на виході приймемо коефіцієнт пульсацій рівним 0,02):

Знаходимо добуток L₁C₁:

(*)

Знаходимо критичне значення індуктивності для забезпечення режиму безперервного струму:

Візьмемо дросель із коефіцієнтом запасу 2, тоді:

З виразу (*) одержимо:

З огляду на максимальну напругу на фільтрі, вибираємо наступні елементи:

Дросель конструктивно виконуємо із двох паралельно з'єднаних низькочастотних дроселів Epcos (сердечник типорозміру 20х20) з індуктивністю 0,4 Гн, припустимим струмом 1,2 А и опором 7,35 Ом.

Сумарна індуктивність =0,2 Гн

Припустимий струм = 2,4 А

Еквівалентний опір = 7,35/2 = 3,7 Ом

Електролітичний конденсатор ємністю 50 мкф і допустимою напругою 500В 199D фірми Vishay Siliconics.

8). Розраховуємо транзистори VT2 й VT3 по максимальній напрузі стік-джерело й максимальний струм стоку.

Максимальний струм стоку:

З огляду на що до транзисторів на певних тимчасових інтервалах прикладається подвоєна випрямлена напруга:

Вибираємо транзистори VT2, VT3 FGTR56 фірми DC Components із припустимою робочою напругою 450В і струмом до 4А. Максимальна потужність 32 Вт, опір у відкритому стані 1 Ом.

Максимальна розсіювана потужність:

Середня розсіювана потужність:

8) Розрахунок діодів вихідного випрямляча:

Максимальний вихідний струм діодів:



Максимальна зворотна напруга:

Вибираємо VD6_VD9 у вигляді діодного мосту МО2/10 з параметрами: допустима напруга 1500 В, номінальний струм до 1 А.

9) Знаходимо значення індуктивності і ємності вихідного LC_фільтра за аналогією із вхідним фільтром:

Вихідний струм інвертора при мінімальному вихідному струмі:

Мінімальний опір навантаження:

Мінімальна ємність конденсатора для забезпечення згладжування:

Знаходимо коефіцієнт згладжування (коефіцієнт пульсацій на вході дорівнює при = 0,373, на виході відповідно до технічного завдання коефіцієнт пульсацій рівним 0,01):

Знаходимо добуток L₁C₁:

 (*)

Знаходимо критичне значення індуктивності для забезпечення режиму безперервного струму:

Візьмемо дросель із коефіцієнтом запасу 2, тоді:

З вираження (*) одержимо:

Вибираємо наступні елементи:

Дросель Vossloh-Schwabe BLV з індуктивністю 2,37мкГн, припустимим струмом 1 А и опором 1 Ом.

Електролітичний конденсатор ємністю 150 мкф і допустимою напругою 1500 У PC1500V фірми NessCap.

10) Знаходимо дійсний коефіцієнт трансформації з обліком розрахованих вище елементів:

11) Розраховуємо високочастотний трансформатор інвертора:

Робимо по наступним вихідним даним:

· типова потужність трансформатора: ;

· діючі значення струмів і напруг на обмотках: , , , ;

· частота вихідної напруги: ;

· коефіцієнт повернення: .

Як матеріал сердечника трансформатора використаємо електротехнічну сталь Э350 товщиною 0,08 мм. Будемо використати кільцевий стрічковий иагнітопровід типу ОЛ. Для вихідної типової потужності трансформатора й обраної сталі, приймаємо:

· максимальне значення індукції в сердечнику ;

· щільність струму в обмотках ;

· коефіцієнт корисної дії трансформатора ;

· коефіцієнт заповнення вікна сердечника міддю ;

· коефіцієнт заповнення сердечника сталлю ;

· відносне спадання напруги на обмотках

Вибираємо магнітопровід ОЛ_80/128-40, для якого відомі наступні дані:

;

· площа перетину магнитопровода: ;

· площа вікна: ;

· зовнішній діаметр: ;

· внутрішній діаметр: ;

· висота сердечника: ;

· маса магнитопровода: ;

· товщина сердечника: .

Розрахуємо число витків первинної обмотки трансформатора:

Беремо 33 витка.

Розрахуємо число витків вторинної обмотки трансформатора:

Візьмемо 4 витка.

Перетин і діаметр проводів вторинної й первинної обмоток:

;

.

Розрахунок системи керування

1) В системі керування побудованої на мікро контролері ATMega16 використовуються стандартні елементи обвісу їх номінали вказані нижче:

Конденсатор С5 = 0,1 мкФ К10-17А-Н50

Конденсатор С3 = 2,4 пФ МБГО_2-630В

Конденсатор С4 = 2,4 пФ МБГО_2-630В

Резистор R2 = 8,2 кОм TD4A

Резистор R3 = 8,2 кОм TD4A

Кварцовий резонатор Х1 6МГц РК456МИ

2) 4 Семисегментні індикатори фірми Ningbo G-nor Electronics моделі GNS_70011BD з напругою 4В і струмом 20мА.

3) На вході мікро контролера розташовується модуль живлення фірми КВІНТАЛ моделі 5ПМ з характеристиками:

Вхідна напруга - 150-250 В

Частота мережі живлення - 47-430 Гц

Вихідна напруга - 5 В

Висновки

Розрахований перетворювач із дроселем у первинному ланцюзі на основі найпростішої схеми відповідає вимогам завдання. У роботі були розраховані компоненти схеми й підібрані по відповідних параметрах. Керування перетворювачем здійснюється за допомогою системи, побудованої на мікроконтролері, що дає можливість зменшити габарити вихідного пристрою, простоту використання й збільшити надійність приладу. Розраховано основні параметри перетворювача, що дає можливість оцінити даний пристрій. Можна говорити про високу надійність приладу, тому що підібрані елементи із сучасної бази, рівень безвідмовної роботи яких високий, погрішність перетворення мала.

Література

1. Довідник. Джерела електроживлення РЕА. Г. Найвельт, Москва, 1958.

2. Додік С.Д. Джерела електроживлення на напівпровідникових пристроях.

3. Дроселі. Довідник Міністерства електронної промисловості СРСР.

4. Конденсатори. Довідник Міністерства електронної промисловості СРСР.

5. Білопольський І.І. Розрахунок трансформаторів і дроселів. М.: Енергія, 1973.

6. Довідник. Напівпровідникові пристрої. Голомедова, М.: 1988.