3. Расширение диапазона экономического регулирования скорости Высокая управляемость тиристоров обеспечивает экономичность регулирования не только при разгоне ЭПС, но и при его торможении с возвратом энергии при скоростях, значительно более низких, чем в системах непрерывного регулирования. Эти особенности позволяют считать наиболее эффективными для импульсного управления тяговые двигатели высоко лежащей скоростной характеристикой. Весьма перспективным является плавное управление возбуждением и тяговых двигателей, особенно в тех случаях, когда приходится соблюдать ограничения скорости. На рис. 1--З приведены скоростные характеристики для двух ступеней ослабления поля ОП₁ и ОП₂. Здесь же нанесена зависимость тока требуемого для поддержания равномерного движения при некотором сопротивлении движению W(v). При движении по характеристике ОП₂ установившемуся режиму будет соответствовать скорость , которая выше ограничения . Переход на характеристику ОП₁ повлечет потерю скорости = - . Импульсное управление возбуждением обеспечивает любую скоростную характеристику, лежащую между ОП₁ и ОП₂. Например, возможно движение его скоростью при соблюдении ограничения по .

Особенно эффективным для реализации высоких ускорений может оказаться одновременное импульсное регулирование I напряжения и тока возбуждения тяговых двигателей, которое в ряде случаев может быть достигнуто одним импулъсным преобразователем энергии.

4. Разгрузка контактной сети в пусковом режиме

С учетом к. п. д. преобразователя т равенство мощностей при пуске с I_n= const можно записать в виде

где U₀ --напряжение ИПЭ при начальном коэффициенте заполнения маневрового режима; С_E--коэффициент пропорциональности между скоростью и э. д. с. тяговых двигателей, зависящий от тока I_п. Считая напряжение контактной сети U_d = const, разделим на него (1--15), тогда:

Следовательно, в пусковом режиме при I_п=соnst ток контактной сети будет изменяться пропорционально и будет равен току нагрузки только при пусковой скорости , когда

При этом

Чем больше сила тяги, развиваемая при пуске, тем меньше скорость выхода на автоматическую характеристику, так как с ростом тока С_Е увеличивается.

На рис. 1--4 показано изменениесреднего значения тока в контактной сети I при Iп=СОП5 для двух уставок тока. Здесь же штриховыми линиями показано изменение тока при контактно-реостатном пуске. Таким образом, ИРН позволяет не только получить высокоэкономичный пуск, но также способствует уменьшению падения напряжения в контактной сети при пуске.

Рис. 1-4 Изменение тока контактной сети при пуске:

1 - при импульсном управлении; 2 - при плавном реостатном регулировании.

Импульсное регулирование напряжения в системе рекуперативного торможения с самовозбуждением тяговых двигателей

Рекуперативное торможение с импульсным самовозбуждением лишено недостатков, присущих системам с непрерывным самовозбуждением , и является устойчивым в определенном диапазоне скоростей. Схема включения ИРН при рекуперации с самовозбуждением приведена на рис. 1--11, а. Для простоты здесь не указан входной фильтр. Предположим, что индуктивность источника питания пренебрежимо мала (например, при рекуперации на аккумуляторную батарею). Тогда будет учитываться только падение напряжения на индуктивности L контура тягового двигателя и в активном, суммарном сопротивлении R + r ,обозначенном на рис. 1--11, а. Перед торможением с самовозбуждением производится реверсирование тягового двигателя с тем, чтобы не произошло его размагничивания тормозным током. Диод Д исключает переход тягового двигателя в режим противовключения под действием напряжения U_d.

а -- принципиальная схема; б -- изменение тока двигателя

Работа ИРН сводится к поддержанию тока тягового двигателя периодическим закорачиванием под контролем датчика тока ДТ , который подает сигнал на выключение тиристоров при i= I_б

После выключения тиристоров происходит спад тока тягового- двигателя через диод Д и источник* питания. В этом интервале (Т--То) ток контактной сети протекает против U_d, что соответствует отдаче энергии в сеть. диаграмма изменения тока двигателя приведена на рис. 1--11, 6, штриховой линией показано изменение тока, если бы не было повторного включения тиристоров ИРН. Из- диаграммы видно, что ток двигателя 1 не равен току рекуперации I и тем сильнее отличается от него, чем больше коэффициент заполнении . При 21 и происходит торможение коротким замыканием. В общем случае

Для интервала (Т--Те) согласно рис. 1--11, а справедливо равенство

(1--15) где Е=СФi,--э. д. с. тягового двигателя. На рис. 1--12, а приведены зависимости Е=1(i) для различных скоростей движения и прямые

угол которых к оси абсцисс тем больше, чем выше значение . Импульсное может быть устойчивым только тогда, когда выключение при сопровождается спадом тока тягового двигателя, т. е. тогда, когда

Из (1--15) следует, что это возможно только при

Если условие (1--16), не выполнено, то после выключения тиристоров ИРН ток тягового двигателя возрастет, пока не достигнет точки 2 устойчивого равновесия, Изображенной на рис. 1--12, а. Ток в точке 2 при высоких скоростях торможения обычно намного превышает значение, допустимое по коммутации. Поэтому зону 1--2 будем в дальнейшём называть зоной сверхтоков. Зона устойчивой импульсной рекуперации 0--4 увеличивается при снижении скорости торможения, а зона 1--2 уменьшается. Ниже некоторой критической скорости зона сверхтоков становится равной нулю и импульсное торможение самовозбуждением всегда остается устойчивым. Величина критической скорости- определяется соотношением

Критическая скорость начала-торможения может быть повышена либо введением дополнительного сопротивления, либо ослаблением потока Ф. На рис. 1--12, 6 изображены ограничения, налагаемые на тормозные характеристики при некотором значение и расширение пределов торможения введением дополнительного сопротивления так, что > (см. штриховую линию на рис. 1--12, а). Включение дополнительных сопротивлений снижает эффект рекуперативного торможения, так как в них может гаситься значительная часть отдаваемой энергии.

Кроме того, максимальная частота переключений тиристоров при введении дополнительного сопротивления возрастает в 4--.5 раз, что может оказаться недопустимым для тиристоров. Значительно более экономичным является ослабление поля тягового двигателя, которое можно получить автоматическим, если использовать блок разгрузочных диодов Д_ф в цепи, шунтирующей обмотку возбуждения, как это показано на рис. 1--13, а. Э. д. с. самоиндукции:

имеют разные направления, как это показано на рис. 1--13, а. При работе в устойчивой зоне после запирания тиристоров , поддерживая ток якоря, препятствуют отпиранию диода Д_ф .

При скорости после выключения ТП >0, поэтому откроется сначала Д,а затем и Дф, и начнется ослабление поля по контору этого диода. Важно отметить, что вследствие демпфирования потока вихревыми токами поток изменяется значительно медленнее тока возбуждения.

3.2 Моделирование ИРН

Эффективность работы электроподвижного, состава с плавным регулированием. напряжения во многом зависит от синхронной работы его преобразователей с питающей сетью. Синхронизация заключается в формировании синхронизирующих импульсов в моменты естественного перехода питающего напряжения через ноль. Однако форма этого напряжения может отличаться от синусоидальной. Искажение формы кривой напряжения на токоприемнике электровоза складывается из провала напряжения во время коммутации тока в преобразователях и свободных колебаний, возникающих в моменты начала и окончания коммутации. Каждая из этих составляющих искажения определяется параметрами системы электроснабжения и электровоза.

Одним из способов получения синхронизирующих импульсов при искаженной форме питающего напряжения является применение различных типов фильтров. Однако известно, что первая гармоника питающего напряжения, выделяемая фильтром, имеет фазовый сдвиг, достигающий в различных режимах работы 15 - 20 эл. град. Синхронизация преобразователя по первой гармонике снижает энергетические показатели электровоза и приводит к сбоям в работе системы управления.

Компенсировать фазовый сдвиг первой гармоники позволяет система автоматической подстройки фазы [1], которая осуществляет синхронизацию системы управления не по первой гармонике, а по усредненному за несколько десятков полупериодов моменту перехода синхронизирующего напряжения через ноль. В настоящее время такая схема синхронизации применяется на серийных электровозах ВЛ65, ВЛ85, способствуя повышению во многих режимах работы коэффициента мощности преобразователя.

Однако во время эксплуатационных испытаний электровоза ВЛ85 на Братском отделении Восточно-Сибирской дороги в отдельных режимах выявлена нестабильная работа электронной аппаратуры управления при сильных искажениях формы кривой питающего напряжения.

В основу разработки нового алгоритма синхронизации [2] положена задача создания формирователя синхронизирующих импульсов, работающего без сбоев при сильных искажениях формы питающего напряжения и лишенного статической и динамической погрешности при формировании синхроимпульсов, т.е. устройство срабатывает только в моменты естественного перехода сетевого напряжения через ноль. На рис.1 и 2 приведены блок-схемы алгоритмов формирования вспомогательного и синхронизирующего импульсов предлагаемого устройства, связь между которыми показана в виде межстраничного соединителя (Т).

Рассмотрим вначале процесс формирования вспомогательного синхронизирующего импульса СИ1 (рис.1), который предназначен для поддержания процедуры синхронизации.

Принцип генерации этого импульса основан на определении моментов времени, соответствующих максимальной величине напряжения вторичной обмотки трансформатора u₂ При этом такими точками на кривой u₂ могут быть как значения u₂ , соответствующие амплитуде его неискаженной формы, так и максимальные значения u₂, вызванные процессом коммутации. Это не является принципиальным для работы этой системы синхронизации. Процедура определения максимального значения u₂ реализована на рис.1 в блоке 1. В нем сравниваются предыдущее и текущее значения u₂ В случае, если второе значение оказывается больше первого, процесс опроса u₂ повторяется, поскольку при этом не достигнуто значение максимума u₂ , в противном случае осуществляется формирование дополнительного импульса СИ11.

Рис. 1. Алгоритм формирования вспомогательного импульса

Одновременно с этим происходит запуск генератора, осуществляющего увеличение на 1 его выходного кода k_п до момента поступления очередного импульса СИП, при котором происходит обнуление кода k_п Процессу формирования этого кода соответствуют блоки 4, 6 и 7 рис.1. До прихода импульса СИП также определяется значение А кода k_п, это значение делится пополам: А/2 (блоки 3 и 5). В дальнейшем в моменты превышения кода k_п значения А/2 генерируются импульсы СИ12, чему соответствуют блоки 8-11 на рис 1. Суммирование сигналов СИ11 и СИ12 (блок 12 на рис. 1) дает необходимую форму дополнительного синхронизирующего импульса СИ1. Через межстраничный соединитель этот сигнал поступает в блок-схему рис.2.

Напряжение u₂ вторичной обмотки трансформатора электровоза имеет провалы, связанные с процессами коммутации в преобразователе электровоза. С помощью блока 13 определяется знак этого напряжения. В случае u₂>0 код напряжения компаратора k_К = 1 (блок 15), в противном случае k_К=0 (блок 14).

В зависимости от логического уровня этого кода (0 или 1) формируется код интегратора k_инт: при k_к=0 осуществляется приращение на 1 значения его кода, в случае k_к=1 уменьшение (блоки 16, 17). Блок 18 вычисляет значение модуля кода интегратора [k_инт], поступающих с выходов блоков 16 и 17.

По моменту прихода вспомогательного синхронизирующего импульса СИ1, поступающего с межстраничного соединителя, в блоке 19 осуществляется их анализ: на интервалах, где СИ 1=0 блок 20 производит увеличение кода генератора пилообразного напряжения (ГПН) k_гпн на единицу, приход очередного импульса СИ1 вызывает сброс кода k_гпн (блок 21). На выходе блоков 20 и 21 формируется код пилообразного напряжения. Блок 24 вычисляет полусумму кодов интегратора и генератора ГПН. Уменьшение в 2 раза частоты импульсов СИ1 реализовано с помощью блока 22, импульсы СИ2 генерируются только при единичном значении кода k_К компаратора (связь выхода блока 15 с блоком 22).

При появлении импульса СИ2=1 информация о величине кода k сохраняется в устройстве выборки-хранения (УВХ) k_увх до поступления очередного импульса СИ2, в случае СИ2=0 изменение k_увх не происходит. Эта процедура в блок-схеме реализована с помощью блоков 23, 26 и 27. Блок 25 вычисляет текущую разность кодов k_гпи и k_увх, в случае положительной разности k_р (блок 28) формируется последовательность синхронизирующих импульсов СИ (блоки 29 и 30). Формирующиеся фронты синхронизирующих импульсов СИ совпадают с моментами естественного перехода питающего напряжения через ноль.

Таким образом, изменения входного напряжения, связанные с коммутацией и переходными режимами работы электровоза, не приводят к изменению моментов формирования синхронизирующих импульсов.

Работоспособность формирователя синхронизирующих импульсов подтверждена путем моделирования его работы с помощью пакета прикладных программ Design Lab. Результаты расчета приведены на рис.3.

Рис.2. Напряжения вторичной обмотки трансформатора и первичной сети при наличии синхронизирующего импульса

Из этого рисунка следует, что искажения напряжения u₂, связанные даже с многократным прохождением через 0, не приводят к смещению синхроимпульсов (СИ) относительно неискаженной формы напряжения вторичной обмотки трансформатора.

4. Выполнение теоритических исследовании по моделирование автономного инверторного напряжения (АИН)

4.1 Схемы и работа автономного инверторного напряжения (АИН)

На входе АИН (рис. 4.1) устанавливают накопитель энергии в виде конденсатора С большой емкости; тиристорные плечи VS1-VS6 инвертора шунтируют обратными диодами VD1-VD6, обеспечивая тем самым беспрепятственную циркуляцию реактивной энергии между АД и конденсатором. На выходе АИН получают трехфазное напряжение регулируемой частоты, значение которого определяется входным напряжением Е инвертора.

У АИН при условиях постоянства входного напряжения, т. е. бесконечно большой емкости С_d конденсатора фильтра, и мгновенной коммутации тиристоров форма выходного напряжения не зависит от свойств и параметров нагрузки. Гармонический состав выходного напряжения является неизменным, всегда основная гармоническая составляющая Е₁ = Е/, где Е--э. д. с. на входе инвертора.. Наиболее распространенным при исследовании системы АИН -- АД до сих пор является так называемый метод гармонических двигателей. Он предполагает наличие ряда эквивалентных двигателей с общим валом, параметры которых соответствуют частотам основной и наибольших по амплитуде высших гармонических составляющих. Такой метод трудоемок и для достижения необходимой точности расчета требуется применять ЭВМ. Кроме того, вследствие фазового сдвига гармонических составляющих токов трудно синтезировать кривые мгновенных значений фазных токов, которые во многом определяют выбор параметров преобразователя и его энергетические показатели. Допущение о бесконечно большой емкости конденсатора фильтра обеспечивает приближенное решение поставленной задачи, так как на выходное напряжение сильное влияние оказывают пульсации входного. Несмотря на это, анализ электромагнитных процессов в простейшем случае, когда напряжение на входе инвертора постоянно, являються первым важным этапом при разработке достаточно точной инженер ной методики расчета. В мощном быстро вращающемся тяговом двигателе влияние активных сопротивлений его обмоток пренебрежимо мало. Постоянные времени контуров затухания токов в обмотках двигателя практически во всем диапазоне рабочих частот (за исключением пусковой области до 10--15 Гц) больше, чем время между переключениями тока в фазных обмотках якоря; поэтому удобно использовать метод, базирующийся на принципе постоянства потокосцепления контуров ротора. Многократные экспериментальные исследования на стендах и непосредственно на электровозах показали хорошее соответствие теоретических и экспериментальных результатов. Использование этого принципа существенно упрощает теоретический анализ. Полное потокосцепление фазных обмоток статора представим в виде суммы неизменного во времени сверхпереходного потокосцепления и потокосцепления, зависящего от падения напряжения на сверхпереходном сопротивлении = L. Это справедливо для двигателей и асинхронных и синхронных. Сверхпереходному потокосцеплению соответствует сверхпереходная э. д. с. Е^”. Как известно из теории электрических машин переменного тока, сверхпереходные потокосцепление и э. д. с. являются формальными величинами, существенно облегчающими анализ переходных процессов, хотя они и не обусловлены физически определенным магнитным полем. Сверхпереходные э. д. с. в момент изменения режима, например при изменении тока в статоре, сохраняют предшествующее значение. Несмотря на то что работа электрической машины с тиристорным инвертором -- это непрерывный цикл переходных процессов, значение и направление сверхпереходной э.д.с. на векторной диаграмме могут быть приняты неизменными. Связь между э. д. с. Е^”, основной гармонической составлящей фазной э. д. с. Е₁ и углом между ними устанавливается из векторной диаграммы:

Рис. 4.3 Принципиальная электрическая схема преобразователя частоты с автономным инвертором напряжения для питания тягового асинхронного двигателя (а), диаграмма работы электрических вентилей (б), напряжение фазы А (в) и фазные токи (г)

где I₁ -- основная гармоническая составляющая фазного тока статора; - угол между основными гармониками э.д.с. и тока.

Инвертор напряжения с ограниченным, например, до 120° интервалом проводимости тиристоров по рабочим характеристикам занимает промежуточное положение между АИТ и АИН с интервалом проводимости тиристоров , причем на границах существования режима работы с интервалом 120° и непрерывного фазного тока имеются переломы характеристик и возможна неустойчивая работа; поэтому практически применяются главным образом АИН с интервалом проводимости 180^o, так называемый АИН 180°-ного типа. В таком инверторе для расчета мгновенных значений i фазного тока (рис. 4.4) при идеально но сглаженном входном напряжении и достаточно большой частоте двигателя удобно воспользоваться уравнением

Относительное значение тока короткого замыкания электродвигателя при данной угловой частоте тока статора I_k=U₁ / (х''I₁), где U₁ -основная гармоническая составляющая фазного напряжения.

Рис. 4.5 Кривая искажающей функции (а) и построение кривой фазного тока (б) при работе АД от АИН 180^о - ного типа.

Рис. 4.6 Экспериментальные кривые фазного тока тягового АД мощностью 900 кВт при М = 0,5 М_час (а), М = М_час (б) и М=1,25 М_час (в)

Экспериментальные данные (рис. 4.6) хорошо согласуются с теоретическим описанием формы кривых фазного тока. В инверторе происходит преобразование энергии постоянного тока в энергию трехфазного переменного тока:

где U_d , I_d - напряжение и ток на входе инвертора; U₁ , I₁- напряжение и ток на выходе инвертора; -- потери энергии в инверторе.

Дополнительно могут быть учтены потери в стали двигателя. Насыщение учитывается выбором соответствующего значения L, другие параметры двигателя зависят от насыщения в малой степени.

Характеристики АД. Можно получить наглядные расчетные формулы для характеристик АД, ограничив их универсальность и приняв r_s = 0, что не вносит заметной погрешности для мощного АД при f_s / f_sном > 0,3. Если необходимо, потери в меди статора учитывают приближенно, например соответствующим понижением внешней характеристики выпрямителя. При допущении r_s = 0 и с учетом выражений для фазных напряжения U₁ и тока I₁ можно записать:

Зависимость U_d (I_d) задается тяговым выпрямителем; при наличии конденсатора фильтра она отличается от внешней характеристики выпрямителя на традиционном э. п. с. выпрямительного типа с коллекторными тяговыми двигателями. Внешняя характеристика U_d (I_d) выпрямителя, имеющего на выходе индуктивно-емкостный фильтр (рис. 4.7), имеет пологую часть, когда выпрямленный ток непрерывен, и круто падающую часть при прерывистом выпрямленном токе. Пологая часть внешней характеристики рассчитывается аналогично тому, как это делается для традиционного э. п. с. выпрямительного типа, так как пульсации тока в сглаживающем реакторе практически одни и те же. При появлении прерывистого тока в нагрузке среднее напряжение на конденсаторе фильтра резко увеличивается вплоть до амплитудного значения U_m вторичного напряжения силового трансформатора. Еще более искажается входная характеристика однофазного инвертора в режиме рекуперации энергии в тяговую сеть. При небольших значениях выпрямленного тока напряжение на конденсаторе равно нулю, так как он шунтирован диодами обратного тока инвертора напряжения. Если же эти диоды заменены тиристорами, то входная характеристика может заходить в область отрицательного напряжения, как это показано на рис. 114 штриховой линией.

Рис. 4.8 Внешняя характеристика однофазного выпрямителя тока требуются реакторы больших (вверху) и входная характеристика однофазного инвертора (внизу) с индуктивно емкостным фильтром

Пульсации тока. Степень сглаживания выпрямленного тока, т. е. величина пульсаций выпрямленного тока в сглаживающем реакторе и выпрямленного напряжения на конденсаторе фильтра, определяется из технико-экономических соображений. Относительная пульсация тока находится, как правило, на уровне 25-30 %.

Пульсации напряжения питания АИН приводят таким образом к образованию дополнительных вращающих или тормозных моментов. При этом может наблюдаться эффект стабилизации или, напротив, дестабилизации режима работы, определяемого основной гармонической составляющей напряжения. Амплитуды v-х гармоник фазного тока определяются ‚v-ми гармониками линейных напряжений и частотным сопротивлением АД на данной гармонике. Поэтому наиболее значимыми становятся токи и соответствующие потоки при малых величинах ‚у и особенно при ‚ v = 0, когда постоянная составляющая фазного тока ограничивается лишь фазным омическим сопротивлением и потерями в инверторе и соединительных проводах (26).

Малый воздушный зазор у АД в сочетании с малым омическим сопротивлением фазной обмотки при м.д.с. статора, существенно превышающей м.д.с. ротора, делают мощный тяговый АД уязвимым для низкочастотных гармонических составляющих фазного напряжения. Расчеты показали, что для устранения постоянной составляющей в фазном токе при f₁ = 100 Гц погрешность стабилизации выпрямленного напряжения на конденсаторе фильтра должна быть менее 2 %; практически же при индуктивно-емкостном фильтре амплитуда пульсации U_П = ( 0,05-0,1 ) U_d . Амплитуды гармоник выходного напряжениям образуют бесконечный расходящийся ряд, поэтому для аналитического определения амплитуды пульсации U_п используют схему замещения со сверхпереходными индуктивностями L'' = (т. е. с индуктивностями короткого замыкания АД, соответствующими скольжению, равному единице) .

Рис. 4.9 Временные диаграммы мгновенных значений линейных напряжений u_АВ (а) и u_ВС (г) асинхронного двигателя и их составляющих от постоянного входного напряжения инвертора для линейного напряжения (б)

Рис.4.10 Зависимости порядка ‚ и соответствующие им амплитуды гармонических составляющих с прямым (сплошные линии) и обратным чередованием фаз от относительной частоты двигателя (а), скольжения ротора (б) в режимах: 1 - генераторном: 2 - двигательном; 3 - тормозном

Пульсация напряжения. Как же отражается уменьшение емкости конденсатора фильтра на свойствах системы АИН -- АД? Для большей наглядности не будем учитывать выпрямительные пульсации входного напряжения, характерные для э. п. с. переменного тока. Всеми активными сопротивлениями в силовой схеме пренебрежем. Это допустимо, так как речь идет о тяговом двигателе мощностью около 1000 кВт, к. п.. д. которых не ниже 90--95 %, рабочий диапазон частот вращения примерно от 10 до 140 Гц.

Введение фиктивной э. д. с. возбуждения Е для Ад является удобным приемом, позволяющим связать воедино двигатели синхронного и асинхронного типов. Направление фиктивного вектора Е на векторной диаграмме АД в принципе может быть произвольным, так как он нужен всего лишь для фиксации моментов открытия тиристоров и положения векторов основной гармоники фазного напряжения Е₁ и фазной сверхпереходной э. д. с Е”. Входной ток инвертора в интервале времени определяется током i_В фазы В.

В соответствии с известными уравнениями для фазных напряжений е_А, е_В, е_С, вытекающими из принципа постоянства потокосцепления магнитных контуров двигателя, можно записать следующую систему уравнений:

где - угол смещения э. д. с. Е” относительно направления э. д. с. от потока взаимной индукции или фиктивной э. д. с. возбуждения Е_В i_k - ток в конденсаторе фильтра: Е -- напряжение источника питания, которое предполагается постоянным.

Эта система уравнений может быть сведена к единому дифференциальному уравнению 3-го порядка, связывающему входной ток АИН с остальными параметрами схемы:

Основным преимуществом АИН считается отсутствие обмена реактивной энергией между элементами силовой схемы и коммутирующими конденсаторами. Практически это означает, что за время коммутации (время запирания силового тиристорного ключа) токи в индуктивностях сглаживающего реактора и фаз двигателя, а также напряжение на конденсаторе фильтра не изменяются.. В соответствии е этими граничными условиями находят все постоянные интегрирования. Среднее значение входного тока инвертора определяется интегрированием тока В фазы В в интервале времени - :

в это уравнение для удобства записи введены обозначения:

Первый коэффициент синусного ряда разложения кривой мгновенНЫХ значений напряжения фазы АД дает проекцию амплитуды вектора Е₁ на ось фиктивного вектора э. д. с. Е_В возбуждения:

В этом уравнении

Первый коэффициент косинусного ряда разложения Фурье равен проекции амплитуды вектора Е1 на ось, перпендикулярную оси фиктивного вектора Е_В Поэтому

Из общеизвестной векторной диаграммы для гармонических составляющих тока и напряжения неявнополюсного двигателя переменного тока следует, что Е₁ sin-Е''sin/ (1-)

Совместное решение этого уравнения и уравнения позволяет получить соотношение

Введем обозначения:

Тогда можно записать следующие выражения: для определения угла нагрузки двигателя, т. е. угла между основной гармоникой питающего напряжения и э. д. с. Возбуждения

для амплитуды основной гармонической составляющей фазного напряжения

Угол сдвига между основными гармоническими составляющими I₁ тока и Е₁, напряжения

Анализ характеристик двигателя с учетом реальных параметров входного фильтра инвертора напряжения удобно вести в относительных единицах, причем за базисные, как и при анализе других типов двигателя, например вентильного , принимают среднюю преобразованную э. д. с. возбуждения U_б = 3E₁ / и ток трехфазного короткого замыкания через мостовой выпрямитель I_б = / (2L_s .

Относительное значение тока двигателя находится из баланса активной энергии инвертора ЕI = sin в виде

Как видно, оно не зависит от угла ”. Из того же баланса активной энергии находится и относительное значение напряжения двигателя

Относительный вращающий момент M= EI.

Анализ свойств двигателя удобно вести в следующем порядке. При известных параметрах силовой схемы L_d, C_d, L” известны собственная угловая частота = и безразмерный коэффициент l = 2L_d / (3L'' ). Другой безразмерный коэффициент k = зависит от частоты вращения двигателя. В начальной стадии анализа этим коэффициентом задаемся как параметром и по уравнениям (74а) и (75) находим вспомогательные величины Коэффициент рассеяния обмоток а, т. е. отношение сверхпереходной индуктивности L” двигателя к его синхронной индуктивности L₈, находится в довольно узких пределах и также может считаться известным.

Используя связь между величинами Е,Е'',” и I, можно построить временные диаграммы для любого режима работы двигателя при различных соотношениях параметров силовой схемы. Для примера рис. 4.13 приведены временные диаграммы токов и напряжений при = 30°;

= 0,3; l = 10; ” = 22°, k = 5, т. е. при работе двигателя вблизи резонансной частоты вращения ,, когда s = 1.

При выборе емкости С_d конденсатора фильтра необходимо выполнять следующее условие:

или

На э. п. с. переменного тока это тоже возможно, но только при переходе к принципиально новым схемам выпрямителей с безиндуктивным выходом, например на базе импульсного регулирования в выпрямительном звене. Напротив, индуктивность короткого замыкания двигателя, питающегося от АИН, со многих точек зрения целесообразно иметь возможно большей, поэтому на некоторых зарубежных электровозах Между АИН и АД включены дополнительные токоограничивающие дроссели. В этом отношении положительны техническим решением была бы синхронизация работы нескольких тяговых АД с фиксированным фазовым взаимным сдвигом во времени и питание их от общего фильтра. Однако это нежелательно вследствие необходимости индивидуального регулирования пусковой частоты каждого двигателя, так как неравномерно распределяются нагрузки между параллельными двигателями, а также из-за необходимости вынужденного отключения одного из двигателей. Резонансные явления Исключаются при широтно-импульсной модуляции (ШИМ) напряжения в АИН по синусоидальному или близкому к нему закону.

4.2 Моделирования автономного инверторного напряжения (АИН)

При широтно-импульсной модуляции (ШИМ) последовательность и моменты переключения ключей трехфазного мостового инвертора, определяются равенством мгновенных напряжений задающей и несущей частот (рис.1). Под напряжением задающей частоты понимается трехфазное синусоидальное напряжение, частота которого равна выходной частоте инвертора f_вых А напряжение несущей частоты F_H имеет пилообразную форму. Отношение амплитуд задающего и пилообразного напряжений называется коэффициентом модуляции к_м. При к„<10 автономный инвертор напряжения (АИН) работает в режиме ШИМ.

Комбинации открытых (1) и закрытых (0) ключей АИН при 180° управлении приведены в табл. 1. Эти комбинации можно представить в виде двоичных кодов, которым соответствуют десятичные числа. Эти числа для всех 60° зон оказываются кратными числу 7=2²+2¹+2°. Для более компактной записи разделим эти десятичные числа на 7 и полученные величины будем называть десятичными кодами.

Для исключения возможности короткого замыкания на входе инвертора при его работе необходимы межкоммутационные паузы, когда открыты только два полупроводниковых прибора. Для этого необходимо открывать очередной ключ с задержкой 5-10мкс, после запирания предыдущего.

Рис. 4.1. Осциллограммы трехфазного задающего напряжения частотой 50 Гц (а,б,с), напряжений на ключах АИН (1(4), 3(6), 5(2)), фазных (U_a U_b U_c) и линейных (U_ab U_ac U_ca ) напряжений АИН при несущей частоте F_н = 1200 Гц коэффициенте модуляции k_м = 1

В алгоритме управления ШИМ для создания пауз дополнительно используются еще два состояния. Открытию всех нечетных ключей инвертора соответствует двоичный код 010101 или десятичное число 21=16+4+1. Открытию всех четных ключей соответствует двоичный код 101010 или десятичное число 42=32+8+2. При делении этих чисел на 7 получаем соответственно десятичные коды 3 и 6.

Таблица 4.1 Порядок работы ключей АИН при 180° алгоритме управления

ШИМ реализуется чередованием комбинаций открытых ключей, которое можно обозначить последовательностью десятичных кодов 3 a b 6 b a, 3 a b 6 b a … . Значения переменных а и b изменяются в каждой 60° зоне в соответствии с рис.4.2. Количество комбинаций 3 a b 6 b а в пределах каждой 60° зоны определяется отношением несущей и выходной частот.

Рис. 4.2 Временная диаграмма для ШИМ

На рис.4.3 показана блок схема реализации предложенного программного способа формирования ШИМ.

Рис. 4.3 Блок-схема выполнения программы для алгоритма управления широтно-импульсной модуляцией.

В начале алгоритма задаются значения: текущей выходной частоты инвертора f_BbIX, максимальной выходной частоты -f_BbIX(max), кратности несущей и выходной частот - , количество периодов выходной частоты, проходящих при неизменной кратности частот , начальные значения переменных а=7 и Ь=8, определяющие состояние ключевых элементов в первые 30°.

Выражения min(f_вых) и max(f_вых) являются уравнениями прямых, ограничивающих значения несущей частоты, где Xi и х₂ коэффициенты, определенные заранее по условиям пуска асинхронного привода, заложенных в алгоритм в виде готовых значений. На рис.4.4 показан пример данной зависимости.

Проверяется условие, что полученное значение несущей частоты находится в интервале между min и max. Если F_H выходит за ограничения, то кратность уменьшается на шесть (е = Ј-6) и цикл повторяется до тех пор, пока значение несущей частоты не попадет в требуемый интервал.

Если F_H находится в этом интервале, то определяется количество периодов несущей частоты, приходящихся на 60° выходной частоты - п=е/6. По результатам определения количества периодов принимается решение о работе алгоритма управления с четным или нечетным ШИМ.

Для формирования последовательности импульсов управления используется 29 подпрограмм, которые выводят в порт микроконтроллера определенную последовательность импульсов. Подпрограммы №0 и №1 выводят в порт соответственно последовательности 6,а,b и 3,а,b, при этом в качестве переменных а и b выводятся значения, присвоенные им в данный момент. Все остальные подпрограммы выводят в порт последовательность 3,a,b,6,b,a определенное количество раз.

Рис.4.4 График зависимости несущей частоты от выходной, с ограничением возможных значений несущей частоты.

Для обращения к подпрограммам используется ссылка с возвратом. Для четного ШИМ с целью обращения к разным подпрограммам используются переменные n и m. При этом ссылка производится на ту подпрограмму, номер которой в данный момент равен переменным n или m.

Сначала выполняется подпрограмма №0, затем подпрограмма с номером, которому в данный момент равна переменная п, затем выполняется подпрограмма №1. После этого алгоритм возвращается на тот же шаг, с которого была выполнена ссылка. В моменты выполнения подпрограмм формируются сигналы управления ключами АИН.

Разработанный способ программного формирования алгоритма управления ШИМ, с учетом межкоммутационных пауз, заменяет традиционное формирование алгоритмов управления ШИМ аналоговым или табличным способом, а также позволяет уменьшить объем памяти, занимаемый программой управления и увеличить скорость ее выполнения.

При переходе из одной зоны в другую последовательность операций остается неизменной, что позволяет упростить программную реализацию и тем самым повысить надежность и быстродействие систем управления АИН.

Список литературы

1.Ўзбекистон и?тисодий ислохитларини чу?урлаштириш йўлида. И.А. Каримов Тошкент 1995й

2.Каримов И.А. Мировой финансово-экономический кризис, пути и меры по его преодолениюв условиях Узбекистана. Т. Узбекистон, 2009.

3. Адаменко А.И. Однофазные конденсаторные двигатели Киев: АН УССР 1960, 247с.

4. Алымкулов К.А. Однофазные асинхронные двигатели для электроприводов малой мощности, Бишкек: 1995-741с.

5. Аранчий Г.В., Жемеров Г.Г., Эпштей И.И. Тиристорные преобразователи частоты для регулируемых электроприводов --М.: Энергия, 1968-128с.

6. Тиристорные преобразователи частоты в электроприводе А.Я.Бернштейн, Ю.М. Гусяцкий и др-М.: Энергия, 1080-328с.

7. Булгаков А.А. Частотное управление асинхронными электроприводами. М.: Наука, 1966-297 с.

8. Глазенко Т.А., Гончаренко Р.Б. Полупроводниковые преобразователи частоты в электроприводах-Л.-.Энергия, 1969-184с.

9. Готтер Г. Нагревание и охлаждение электрических машин -M.-JL: Госэнергоиздат. 1961- 480с.

10. Грузов В.А., Сабинин Ю.С. Асинхронные маломощные приводы со статическими преобразователями -М.-Л.: Энергия, 1970-136с.

11. Жумахов И.М. Насосы, вентиляторы и компресоры М.: Углетехиздат. 1958, 290с.

12. Исаев А.П., Сергеев Б.А., Дидур В.А. Гидравлика и гидромеханизация сельскохозяйственных процессов. М: Агропромиздат, 1990-400 с.

13. Каасик П.Ю. Несговорова Е.Д., Борисов А.П. Расчет управляемых короткозамкнутых асинхронных двигателей -М.-Л.: Энергия, 1972-170с.

14. Кадыров А.А., Усманходжаев Н.М. Частотное управление трехфазного асинхронного двигателя работающего в режиме однофазного конденсаторного -Ташкент, Фан, 1986-106с.

15. Казовский Е.А.Переходные процессы в электрических машинах переменного тока М-Л.:АН СССР, 1962,634с.

16. Камалов Т.С. Регулируемый электропривод оросительных насосных станций. Т.: Фан,1987-80 с.

17. Камалов Т.С, Хамудханов М.М., Система электропривода насосных установок машинного орошения. Ташкент: издательство "Фан" УзССР. 1985.

18. Карелин В.Я., Минаев А.В. Насосы и насосные станции. М.: Стройиздат; 1986-320с.

19. Махди СМ. А., Усманходжаев Н.М. Частотное управление электродвигателем маломощной локальной насосной установки. Ташкент: "Проблемы информатики и энергетики" 1997, №1 с

20.Пабачев П.В. Насосы и насосные станции, М.: Стройиздат, 1983, 300с.

21. Правила технической эксплуатации электрических станций и сетей. Энергоатомиздат, 1989 й.

22.“Охрана труда” Луковников

23. М. Н. Новиков, В. И. Мельников «Расчет асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором», С-Пб., 2001 г.

24. Под редакцией д.т.н. проф. Н. А. Ротанова «Электроподвижной состав с асинхронными тяговыми двигателями», М. «Транспорт» 1991 г.

25. Е. С. Свинцов, Н. С. Бушуев, Т. М. Немченко, А. В. Романов «Тяговые расчеты при проектировании железных дорог», С-Пб., 2004 г.

26. Г. К. Зальцман, О. В. Бузунов, Ю. Н. Канонин «Безопасность производственного оборудования и технологических процессов»,часть I,С-Пб., 2005 г.

27. Под редакцией д.т.н. проф. М. М. Уздина «Железные дороги» общий курс, С-Пб, Информационный центр «Выбор» 2002 г. - 368 с.

28. Под редакцией к.э.н. проф. Н. Г. Смеховой, к.э.н. доц. А. И. Купорова «Себестоимость железнодорожных перевозок», М. 2003 г. - 494 с.

29. Т. П. Коваленок, И. А. Зайцева «Себестоимость железнодорожных перевозок», С-Пб, 2007 г. - 81 с.

30. М. Н. Новиков, В. И. Мельников «Расчет асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором», С-Пб., 2001 г.

31. Под редакцией д.т.н. проф. Н. А. Ротанова «Электроподвижной состав с асинхронными тяговыми двигателями», М. «Транспорт» 1991 г.

32. Е. С. Свинцов, Н. С. Бушуев, Т. М. Немченко, А. В. Романов «Тяговые расчеты при проектировании железных дорог», С-Пб., 2004 г.

33. Г. К. Зальцман, О. В. Бузунов, Ю. Н. Канонин «Безопасность производственного оборудования и технологических процессов», часть I,С-Пб.,2005 г.

34. Под редакцией д.т.н. проф. М. М. Уздина «Железные дороги» общий курс, С-Пб, Информационный центр «Выбор» 2002 г. - 368 с.

35. Под редакцией к.э.н. проф. Н. Г. Смеховой, к.э.н. доц. А. И. Купорова «Себестоимость железнодорожных перевозок», М. 2003 г. - 494 с.

36. Т. П. Коваленок, И. А. Зайцева «Себестоимость железнодорожных перевозок», С-Пб, 2007 г. - 81 с.

Размещено на Allbest.ru