Температурная нестабильность ЦА-преобразователя характеризуется температурными коэффициентами погрешности полной шкалы и погрешности смещения нуля.

Погрешности полной шкалы и смещения нуля могут быть устранены калибровкой (подстройкой). Погрешности нелинейности простыми средствами устранить нельзя.

Динамические параметры ЦАП определяются по изменению выходного сигнала при скачкообразном изменении входного кода, обычно от величины "все нули" до "все единицы" (рис. 23).

Время установления - интервал времени от момента изменения входного кода (на рис. 23 t=0) до момента, когда в последний раз выполняется равенство

|Uвых-Uпш|=d/2,

причем d/2 обычно соответствует ЕМР.

Скорость нарастания - максимальная скорость изменения Uвых(t) во время переходного процесса. Определяется как отношение приращения ?Uвых ко времени ?t, за которое произошло это приращение. Обычно указывается в технических характеристиках ЦАП с выходным сигналом в виде напряжения. У ЦАП с токовым выходом этот параметр в большой степени зависит от типа выходного ОУ.

Для перемножающих ЦАП с выходом в виде напряжения часто указываются частота единичного усиления и мощностная полоса пропускания, которые в основном определяются свойствами выходного усилителя.

5. Шумы ЦАП

Шум на выходе ЦАП может появляться по различным причинам, вызываемым физическими процессами, происходящими в полупроводниковых устройствах. Для оценки качества ЦАП с высокой разрешающей способностью принято использовать понятие среднеквадратического значения шума. Измеряются обычно в нВ/?Гц)1/2 в заданной полосе частот.

Выбросы (импульсные помехи) - крутые короткие всплески или провалы в выходном напряжении, возникающие во время смены значений выходного кода за счет несинхронности размыкания и замыкания аналоговых ключей в разных разрядах ЦАП. Например, если при переходе от значения кода 011...111 к значению 100...000 ключ самого старшего разряда ЦА-преобразователя с суммированием весовых токов откроется позже, чем закроются ключи младших разрядов, то на выходе ЦАП некоторое время будет существовать сигнал, соответствующий коду 000...000.

Выбросы характерны для быстродействующих ЦАП, где сведены к минимуму емкости, которые могли бы их сгладить. Радикальным способом подавления выбросов является использование устройств выборки-хранения. Выбросы оцениваются по их площади (в пВ*с).

Важную часть цифро-аналогового преобразователя составляет цифровой интерфейс, т.е. схемы, обеспечивающие связь управляющих входов ключей с источниками цифровых сигналов. Структура цифрового интерфейса определяет способ подключения ЦАП к источнику входного кода, например, микропроцессору или микроконтроллеру. Свойства цифрового интерфейса непосредственно влияют и на форму кривой сигнала на выходе ЦАП. Так, неодновременность поступления битов входного слова на управляющие входы ключей преобразователя приводит к появлению узких выбросов, "иголок", в выходном сигнале при смене кода.

При управлении ЦАП от цифровых устройств с жесткой логикой управляющие входы ключей ЦАП могут быть непосредственно подключены к выходам цифровых устройств, поэтому во многих моделях ИМС ЦАП, особенно ранних (572ПА1, 594ПА1, 1108ПА1, AD565А и др.), сколь-нибудь существенная цифровая часть отсутствует. Если же ЦАП входит в состав микропроцессорной системы и получает входной код от шины данных, то он должен быть снабжен устройствами, позволяющими принимать входное слово от шины данных, коммутировать в соответствии с этим словом ключи ЦАП и хранить его до получения другого слова. Для управления процессом загрузки входного слова ЦАП должен иметь соответствующие управляющие входы и схему управления. В зависимости от способа загрузки входного слова в ЦАП различают преобразователи с последовательным и параллельным интерфейсами входных данных.

Для данного устройства выберем микросхему К572ПА1А. /13/ Микросхема К572ПА1А является набором универсальных функциональных элементов для построения 10-разрядных умножающих ЦАП последовательных приближений, управляемых делителей токов и напряжений, а также других сложнофункциональных схем. Зарубежным аналогом этой микросхемы является AD7520. Микросхема К572ПА1А осуществляет преобразование входного двоичного параллельного цифрового кода в выходной ток, пропорциональный значению кода и (или) опорного напряжения. Обладает возможностью реализации полного двух- и четырехквадратного умножения сигналов, малой потребляемой мощностью. Выполнена на комплементарных МОП-транзисторах с поликремневыми затворами и поликремневых прецизионных резисторах, не требующих лазерной подгонки, и содержит 144 интегральных элемента. Конструктивно оформлена в металлокерамическом корпусе типа 201.16-8 или 201.16-17. Масса микросхемы не более 2г.

Для функционирования микросхемы необходимы также внешние микросхемы источника опорного напряжения (ИОН) и операционного усилителя (ОУ).

К572ПА1А

Назначение выводов: 1 - аналоговый выход 1; 2 - аналоговый выход2; 3 - общий вывод; 4 - цифровой вход 1 (старший); 5 - цифровой вход 2; 6 - цифровой вход 3; 7 - цифровой вход 4; 8 - цифровой вход 5; 9 - цифровой вход 6; 10 - цифровой вход 7; 11 - цифровой вход 8; 12 - цифровой вход 9; 13 - цифровой вход 10 (младший); 14 - напряжение источника питания (Uп); 15 - опорное напряжение (Uоп); 16 - вывод резистора обратной связи.

Основные параметры

Номинальное напряжение питания (вывод 14)………….…………. 15 В

Номинальное опорное напряжение (вывод 15)………………….. 10,24 В

Ток потребления по выводу 14 при Uп=15В, Uоп=10,24 В, Uвх1 = 3,6…15 В, Т = -10…+70 С, не более ………………………………….… 2 мА

Дифференциальная нелинейность (в % от полной шкалы) при Uп = 15 В, Uоп = 10,24 В,

Uвх1 = 3,6…15 В, Uвх0 = 0…0,8 В, Т = -10…+70 0С…….. -0,1…0,1 %

Нелинейность (в % от полной шкалы) при Uп=15В, Uоп=10,24 В, Uвх1 = 3,6…15 В,

Т = -10…+70 0………………………….С………………… -0,1…0,1 %

Абсолютная погрешность преобразования в конечной точке (при тех же условиях) ………………………………..…………………………… -3…5%

Выходной ток смещения нуля ………………….………………… 100 нА

Время установления выходного тока, не менее ……...…………… 5 мкс

Число разрядов, не менее ………………………………………….. 10

Дополнительные параметры

Входной ток по цифровым входам ………………………………... 1 мкА

Выходной ток при Uоп = 22,5 В ……………………….……… 4,5 мкА

Рассеиваемая мощность при Uоп = 10 В …………...………….. 20 мВт

Температурный коэффициент дифференциальной нелинейности 3,5*10-61/ 0С

Температурный коэффициент абсолютной погрешности преобразования в конечной точке шкалы …………………...…….15*10-51/ 0С

Предельные эксплуатационные данные

Напряжение питания ……………………………………. 13,5…16,8 В

Опорное напряжение ………………………………………. -22,5…22,5 В

Входное напряжение низкого уровня …………..…………….. 0…0,8 В

Входное напряжение высокого уровня ……….………… 3,6 В … Uп

4.3 Фильтр нижних частот

Фильтром называется устройство, устанавливаемое между выводами электрической цепи с целью изменения соотношения между частотными составляющими спектра проходящего через него сигнала. Фильтры могут работать в диапазоне частот от 0 (постоянный ток) до 10 ГГц. Они различаются по типу (например, LC-фильтры, кристаллические фильтры, активные и др.), форме амплитудно-частотной характеристики и диапазону частот.

Фильтр низких частот (ФНЧ) пропускает только низкочастотные составляющие спектра сигнала - обычно от постоянной составляющей и до частоты, которая называется частотой среза и определяется в исходных данных для расчета фильтра. Все спектральные составляющие сигнала с частотой среза ФНЧ подавляет.

Приведенное определение характеризует так называемые идеальные фильтры. В реальных устройствах между полосой пропускания и полосой с высоким затуханием (полосой задержания) сигнала всегда существует некоторая переходная область. Типичная форма амплитудно-частотной характеристики реального фильтра приведены на рис. 1.

Fc Fs

ПП - полоса пропускания

ПЗ - полоса задержания

Рис. 4.3.1. АЧХ реального фильтра

Основные параметры фильтров.

Частота среза. Частота среза определяет границу полосы пропускания фильтра и в реальных устройствах обычно соответствует уровню затухания 3 дБ.

Граничная частота полосы задержания (Fs). Между полосой пропускания и полосой задержания располагается переходная область. Частота Fs - это такая частота в этой зоне, для которой задается гарантированный уровень затухания спектральных составляющих сигнала.

Вносимые потери (IL). Это измеренное в децибелах падение уровня сигнала на выходе фильтра по отношению к уровню сигнала на входе.

Активные фильтры.

Главными элементами фильтра являются реактивные элементы, которые можно реализовать в различных физических устройствах - катушках индуктивности, конденсаторах, кристаллах и механических резонаторах. В активных фильтрах в качестве элементов используются операционные усилители, конденсаторы и резисторы. Выбор типа элемента в фильтре в основном зависит от требуемых значений его параметров, поскольку каждый тип фильтра имеет свои ограниченные области применения.

Активные фильтры. Использование операционных усилителей, резисторов, конденсаторов в активных фильтрах позволяет обеспечить характеристики, сравнимые с соответствующими характеристиками LC-фильтров. С помощью специальных методов расчета размеры элементов схемы могут быть сведены к минимуму. Рассчитанные схемы собирают по микроэлектронной технологии с применением пленочных резисторов и конденсаторов, а также твердотельных операционных усилителей. Если в дальнейшем требуется регулировка параметров схемы, то может применяться лазерная подгонка значений сопротивлений пленочных резисторов. Для активных фильтров характерным параметром является значение добротности порядка нескольких сотен у нижней границы рабочего диапазона, где операционные усилители обладают очень высоким коэффициентом усиления при разомкнутой цепи обратной связи. На более высоких частотах качество операционных усилителей ухудшается, в результате чего снижается добротность фильтра Qо. Использование при разработке аппаратуры активных фильтров значительно облегчает работу конструкторам по сравнению с теми случаями, когда в их распоряжении находились только LC-фильтры. Это связано с тем, что независимо от диапазона частот с помощью активных фильтров удается обеспечить требуемые значения входного и выходного полного сопротивлений, а также выбрать коэффициент усиления по напряжению.

Основные типы фильтров.

Фильтр Баттерворта. Это устройство получило очень широкое распространение. Фильтр имеет АЧХ, которая в середине полосы пропускания очень близка к плоской и несколько закругляется в окрестности частоты среза. За пределами полосы пропускания скорость затухания увеличивается и в некоторых случаях достигает 6 n децибел на октаву, где n - порядок фильтра.

Например, ФНЧ третьего порядка увеличивал бы затухание в полосе задержания на 18 дБ всякий раз при удвоении частоты. Фильтры Баттерворта очень просты в изготовлении, поскольку к параметрам элементов схемы не предъявляется никаких особых требований. Нормированные кривые затухания фильтров различного порядка имеют различные области определения, соответствующие полосе пропускания и полосе задержания.

(55)Фильтр Чебышева пропускает без затухания все компоненты от постоянной составляющей до 1 рад, а вне полосы обеспечивает бесконечное затухание. Более точно воспроизводит АЧХ идеального ФНЧ кривая Чебышева рис. 2.

щ

В области частот среза АЧХ фильтра Чебышева является почти прямоугольной, а скорость ее спуска к полосе задержания более крутой. Однако существуют и недостатки. Это неравномерность АЧХ в полосе пропускания. Чем больше пульсация в полосе пропускания фильтра Чебышева, тем круче АЧХ в области частоты среза для данного порядка n фильтра и чувствительнее к изменению параметров элементов становится схема фильтра. В первой октаве затухание превосходит 6 n дБ.

Методика расчета фильтров

Основной характеристикой любого фильтра, определяющей его спектральные свойства, является передаточная функция. Используемый метод расчета фильтров основан на применении табулированных значений параметров элементов схемы. Все искомые параметры элементов схемы вычисляются с помощью передаточной функции.

Для расчета фильтров используем правило нормирования исходных данных. Оно требует, чтобы все кривые, описывающие передаточную функцию ФНЧ, пересекали уровень затухания 3 дБ на нормированной частоте 1 рад (щ =1). Такой фильтр и его АЧХ являются нормированными к 1 рад. Используемый метод основан на том, что каждая нормированная АЧХ однозначно определяется набором значений параметров элементов схемы. Поэтому важным элементом расчета фильтра является преобразование его исходных данных к виду, позволяющему воспользоваться нормированными АЧХ ФНЧ. Далее производится сравнение полученной нормированной АЧХ с набором кривых, описывающих нормированные ФНЧ различного порядка, и выбирается та из них, которая наилучшим образом соответствует нормированным исходным данным. Затем по таблицам, соответствующим выбранному порядку фильтра, определяются значения параметров элементов схемы. Полученные значения масштабируются для того, чтобы обеспечить требуемое положение АЧХ на оси частот. Для этого значения параметров всех реактивных элементов фильтра необходимо поделить на частотный масштабный множитель (FSF), тогда АЧХ нового фильтра будет аналогична АЧХ первичного фильтра, но окажется сдвинутой в другой частотный диапазон. В качестве частотного масштабного множителя используется отношение двух частот, соответствующих в АЧХ нового (Fn) и старого (Fo) фильтров одинаковому уровню затухания.

FSF = Fn / Fo (4.3.1)

Обычно такой характерной частотой для ФНЧ является частота среза полосы пропускания. При этом необходимо, чтобы и числитель, и знаменатель в соотношении (1) были выражены в одинаковых единицах: либо в герцах, либо в радианах. Переход от герц к радианам осуществляется умножением частоты, выраженной в герцах, на 2р. Если в качестве первичного (масштабируемого) используется нормированный ФНЧ, то частотный масштабный множитель определяется пересчетом требуемой частоты среза полосы пропускания из герц в радианы, т.е.

FSF = 2 р Fc (4.3.2)

где Fc характеризует параметры искомого фильтра.

При увеличении полного сопротивления схемы фильтра в Z раз, его АЧХ остается прежней. Сопротивления резисторов умножаются на Z, а емкости конденсаторов с целью обеспечения столь же кратного увеличения их импеданса делятся на Z.

При расчете фильтров масштабирование по частоте и импедансу обычно производится одновременно:

R' = Z R , (4.3.3)

C' = C / FSF*Z , (4.3.4)

где R' и C' элементы схемы фильтра после его масштабирования по частоте и импедансу.

Использование приведенных правил масштабирования позволяет, применяя таблицы с заранее известными значениями элементов схем нормированных фильтров, рассчитывать активные фильтры.

Требования к ФНЧ и расчет электрической схемы.

ФНЧ1 (яркостной сигнал)

частота среза Fc1 = 6 МГц

граничная частота полосы задержания Fs1 = 13,5 МГц

гарантированное затухание 50 дБ

ФНЧ2 и ФНЧ3 (цветоразностные сигналы)

частота среза Fc2 = 3 МГц

граничная частота полосы задержания Fs2 = 6,75 МГц

гарантированное затухание 50 дБ

Нормирование АЧХ ФНЧ.

Чтобы нормировать параметры АЧХ требуемых ФНЧ к 1 рад., т.е. перейти к новым переменным, в которых АЧХ ФНЧ будет проходить через уровень затухания 3 дБ на частоте 1 рад, необходимо вычислить крутизну характеристики As. Она представляет собой отношение граничной частоты полосы задержания Fs к частоте среза искомого фильтра Fc:

As = Fs / Fc (4.3.5)

Далее по графикам нормированных кривых ФНЧ различного порядка выбирают такой фильтр, который при As обеспечивал бы гарантированное затухание в полосе задержания не менее заданного.

Вычислим крутизну АЧХ:

As1 = Fs1 / Fc1 = 13,5/6 = 2,25 для яркостного сигнала

As2 = Fs2/ Fc2 = 6,75/3 = 2,25 для цветоразностных сигналов

Выбираем фильтр Чебышева, так как он обеспечивает гарантированное затухание при меньшем порядке фильтра. По нормированным кривым затухания (КАУФ 57) находим, что при 2,25 рад гарантированное затухание 50 дБ обеспечивается фильтром Чебышева пятого порядка (n = 5) с уровнем пульсации 0,5 дБ.

Значения параметров нормированного ФНЧ взяты из [10].

Таблица 4.3.1.

Параметры нормированного активного ФНЧ Чебышева с уровнем пульсации 0,5 дБ.

Порядок фильтра N	C1	C2	C3
5	1,010 1,041	0,8712 0,3100	0,3095 -

Проводим масштабирование по частоте и импедансу схемы нормированного активного ФНЧ. Для этого вычисляем:

FSF1 = 2р * Fc1 = 2 * 3,14 * 6 * 106 = 37,68 * 106

FSF2 = 2р * Fc2 = 2 * 3,14 * 3 * 106 = 18,84 * 106

Выбираем Z:

Z1 = 500 Ом

Z2 = 1 кОм

Определяем C' и R' для ФНЧ1 по формулам (4) и (3):

С'1 = 46,22 * 10-12 = 46,22 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-47пФ±10%

С'2 = 53,58 * 10-12 = 53,58 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-56пФ±10%

С'3 = 16,42 * 10-12 = 16,42 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-16пФ±10%

С'6 = 55,23 * 10-12 = 55,23 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-56пФ±10%

С'7 = 16,45 * 10-12 = 16,45 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-16пФ±10%

R'1 = R'2 = R'3 = R'4 = R'5 = 500 Ом

Выбираем резисторы типа МЛТ-0.125-510Ом±10%

Согласно рекомендации по применению операционных усилителей выбираем тип конденсаторов С4', С5', С8', С9' КМ-6-Н90-0,1мкФ±10%.

Выбираем операционные усилители DA1 и DA2 типа К1407УД1.

Определяем C'' и R'' для ФНЧ2 и ФНЧ3 по формулам (4) и (3):

С''1 = 46,22 * 10-12 = 46,22 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-47пФ±10%

С''2 = 53,58 * 10-12 = 53,58 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-56пФ±10%

С''3 = 16,42 * 10-12 = 16,42 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-16пФ±10%

С''6 = 55,23 * 10-12 = 55,23 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-56пФ±10%

С''7 = 16,45 * 10-12 = 16,45 пФ

Выбираем конденсатор типа КМ-4-П33-16пФ±10%

R''1 = R''2 = R''3 = R''4 = R''5 = 1 кОм

Выбираем резисторы типа МЛТ-0.125-1кОм±10%

Согласно рекомендации по применению операционных усилителей выбираем тип конденсаторов С4'', С5'', С8'', С9'' КМ-6-Н90-0,1мкФ±10%.

Выбираем операционные усилители DA1'' и DA2'' типа К1407УД1.

Рис.4.3.3 ФНЧ1.

Рис.4.3.4 ФНЧ2, ФНЧ3

4.4 Усилитель аналогового сигнала

Операционные усилители представляют собой усилители постоянного тока с низкими значениями напряжения смещения нуля и входных токов и с высоким коэффициентом усиления. По размерам и цене они практически не отличаются от отдельного транзистора. В то же время, преобразование сигнала схемой на ОУ почти исключительно определяется свойствами цепей обратных связей усилителя и отличается высокой стабильностью и воспроизводимостью. Кроме того, благодаря практически идеальным характеристикам ОУ реализация различных электронных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на отдельных транзисторах. Поэтому операционные усилители почти полностью вытеснили отдельные транзисторы в качестве элементов схем ("кирпичиков") во многих областях аналоговой схемотехники.

На рис.4.4.1 дано схемное обозначение операционного усилителя. Входной каскад его выполняется в виде дифференциального усилителя, так что операционный усилитель имеет два входа. В дальнейшем будем, при необходимости, обозначать неинвертирующий вход буквой p (positive - положительный), а инвертирующий - буквой n (negative - отрицательный). Выходное напряжение Uвых находится в одной фазе с разностью входных напряжений:

Uвых = U1 - U2

Рис. 4.4.1. Обозначение ОУ

Чтобы обеспечить возможность работы операционного усилителя как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, следует использовать двухполярное питающее напряжение. Для этого нужно предусмотреть два источника постоянного тока, которые, как это показано на рис. 1, подключаются к соответствующим внешним выводам ОУ. Обычно интегральные операционные усилители работают с напряжением питания +/-5 В.

Операционный усилитель почти всегда охвачен глубокой отрицательной обратной связью, свойства которой и определяют свойства схемы с ОУ.

Принцип введения отрицательной обратной связи иллюстрируется рис. 4.4.2.

Рис. 4.4.2. Принцип отрицательной обратной связи

Часть выходного напряжения возвращается через цепь обратной связи ко входу усилителя. Если, как это показано на рис. 4.4.2, напряжение обратной связи вычитается из входного напряжения, обратная связь называется отрицательной.

Для физического анализа схемы, представленной на рис. 4.4.2, допустим, что входное напряжение изменилось от нуля до некоторого положительного значения Uвх. В первый момент выходное напряжение Uвых, а следовательно, и напряжение обратной связи bUвых также равны нулю. При этом напряжение, приложенное ко входу операционного усилителя, составит Uд = Uвх. Так как это напряжение усиливается усилителем с большим коэффициентом усиления KU, то величина Uвых быстро возрастет до некоторого положительного значения и вместе с ней возрастет также величина bUвых. Это приведет к уменьшению напряжения Uд, приложенного ко входу усилителя. Тот факт, что выходное напряжение воздействует на входное напряжение, причем так, что это влияние направлено в сторону, противоположную изменениям входной величины и есть проявление отрицательной обратной связи. После достижения устойчивого состояния выходное напряжение ОУ

Uвых = KU UД = KU (Uвх - в Uвых) (4.4.1)

Решив это уравнение относительно Uвых, получим:

K= Uвых / Uвх = KU / (1 + в KU) (4.4.2)

При в KU >>1 коэффициент усиления ОУ, охваченного обратной связью составит

K = 1/ в (4.4.3)

Таким образом, из этого соотношения следует, что коэффициент усиления ОУ с обратной связью определяется почти исключительно только обратной связью и мало зависит от параметров самого усилителя. В простейшем случае цепь обратной связи представляет собой резистивный делитель напряжения. При этом схема с ОУ работает как линейный усилитель, коэффициент усиления которого определяется только коэффициентом ослабления цепи обратной связи. Если в качестве цепи обратной связи применяется RC-цепь, то образуется активный фильтр. Наконец, включение в цепь обратной связи ОУ диодов и транзисторов позволяет реализовать нелинейные преобразования сигналов с высокой точностью.

Динамические и эксплуатационные параметры операционного усилителя

Параметры, характеризующие быстродействие ОУ, можно разделить на параметры для малого и большого сигналов. К первой группе динамических параметров относятся полоса пропускания fп, частота единичного усиления fт и время установления tу. Эти параметры называются малосигнальными, т.к. они измеряются в линейном режиме работы каскадов ОУ (DUвых <1В). Ко второй группе относятся скорость нарастания выходного напряжения r и мощностная полоса пропускания fр. Эти параметры измеряются при большом дифференциальном входном сигнале ОУ (более 50 мВ). Время установления отсчитывается от момента подачи на вход ОУ ступеньки входного напряжения до момента, когда в последний раз станет справедливым равенство

|Uвых.уст - Uвых(t)| = d,

где Uвых.уст - установившееся значение выходного напряжения, d - допустимая ошибка.

Мощностная полоса пропускания ОУ определяется по виду амплитудно-частотной характеристики, снятой при максимально возможной амплитуде неискаженного выходного сигнала. Вначале на низких частотах устанавливают такую амплитуду сигнала от генератора гармонических колебаний, чтобы амплитуда выходного сигнала Uвых.макс немного не доходила до границ насыщения усилителя. Затем увеличивают частоту входного сигнала. Мощностная полоса пропускания fр соответствует значению Uвых.макс равному 0,707 от первоначального значения. Величина мощностной полосы пропускания снижается при увеличении емкости корректирующего конденсатора.

Эксплуатационные параметры ОУ определяют допустимые режимы работы его входных и выходных цепей и требования к источникам питания, а также температурный диапазон работы усилителя. Ограничения эксплуатационных параметров обусловлены конечными значениями пробивных напряжений и допустимыми токами через транзисторы ОУ. К основным эксплуатационным параметрам относятся: номинальное значение питающего напряжения Uп; допустимый диапазон питающих напряжений; ток, потребляемый от источника Iпот; максимальный выходной ток Iвых.макс; максимальные значения выходного напряжения при номинальном питании; максимально-допустимые значения синфазных и дифференциальных входных напряжений.

Схемы включения ОУ

R₂

R₁

w ? m

+U

U₂ U₁ R₄ -U U_вых

Рис. 4.4.3. Дифференциальное включение ОУ

На рис.4.4.3 приведена схема дифференциального включения ОУ. Найдем зависимость выходного напряжения ОУ от входных напряжений. Вследствие свойства а) идеального операционного усилителя разность потенциалов между его входами p и n равна нулю. Соотношение между входным напряжением U1 и напряжением Up между неинвертирующим входом и общей шиной определяется коэффициентом деления делителя на резисторах R3 и R4:

Up = U1 R4 / (R3+R4) (4.4.4)

Поскольку напряжение между инвертирующим входом и общей шиной Un = Up, ток I1 определится соотношением:

I1 = (U2 - Up) / R1 (4.4.5)

Вследствие свойства идеального ОУ I1=I2. Выходное напряжение усилителя в таком случае равно:

Uвых = Up - I1R2 (4.4.6)

Подставив (4.4.4) и (4.4.5) в (4.4.6), получим (4.4.7):

При выполнении соотношения R1R4 = R2R3,

Uвых = (U1 - U2)R2 / R1 (4.4.8)

Соотношения (4.4.7), (4.4.8) справедливы и в случае, если вместо резисторов R1 и R2 включены двухполюсники, содержащие в общем случае конденсаторы и катушки индуктивности, с операторным входным сопротивлением, соответственно, Z1(s) и Z2(s).

Инвертирующее включение

При инвертирующем включении неинвертирующий вход ОУ соединяется с общей шиной (рис. 4.4.4).



Рис. 4.4.4. Инвертирующее включение ОУ

Таким образом, выходное напряжение усилителя в инвертирующем включении находится в противофазе по отношению ко входному. Коэффициент усиления входного сигнала по напряжению этой схемы в зависимости от соотношения сопротивлений резисторов может быть как больше, так и меньше единицы.

Найдем входное сопротивление схемы. Поскольку напряжение на неинвертирующем входе относительно общей шины равно нулю, согласно свойству а) идеального ОУ входной ток схемы I1 = U2 / R1. Следовательно, входное сопротивление схемы Rвх = R1. Поскольку напряжение на неинвертирующем входе усилителя равно нулю, а согласно свойству а) идеального ОУ разность потенциалов между его входами равна нулю, то инвертирующий вход в этой схеме иногда называют виртуальным (т.е. воображаемым) нулем.

Неинвертирующее включение

При неинвертирующем включении входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ, а на инвертирующий вход через делитель на резисторах R1 и R2 поступает сигнал с выхода усилителя (рис. 4.4.6). Здесь коэффициент усиления схемы K найдем, положив в (4.4.6) U2 = 0, R3 = 0, R4 бесконечно велико. Получим (4.4.9):

Рис. 4.4.6. Неинвертирующее включение ОУ

Здесь выходной сигнал синфазен входному. Коэффициент усиления по напряжению не может быть меньше единицы. В предельном случае, если выход ОУ накоротко соединен с инвертирующим входом, этот коэффициент равен единице. Такие схемы называют неинвертирующими повторителями и изготавливают серийно в виде отдельных ИМС по нескольку усилителей в одном корпусе. Входное сопротивление этой схемы в идеале - бесконечно. Ниже будет показано, что у повторителя на реальном операционном усилителе это сопротивление конечно, хотя и весьма велико.

Типы операционных усилителей

В настоящее время в мире изготавливаются сотни наименований интегральных ОУ. Все это многообразие можно разделить на группы, объединенные общей технологией и схемотехникой, точностными, динамическими или эксплуатационными характеристиками, причем эти группы могут пересекаться, т.е. включать общие элементы.

С точки зрения внутренней схемотехники операционные усилители можно разделить на биполярные, биполярно-полевые и КМОП (на комплементарных полевых транзисторах с изолированным затвором). В биполярно-полевых ОУ полевые транзисторы с управляющим p-n переходом или МОП-транзисторы обычно используются в качестве входных в дифференциальном входном каскаде. За счет этого достигается высокое входное сопротивление и малые входные токи.

Большая часть номенклатуры ОУ относится к усилителям общего назначения. Это дешевые усилители среднего быстродействия, невысокой точности и малой выходной мощности. Обычные параметры: KU = 20 000 - 200 000; Uсм = 0,1 - 20 мВ; fт = 0,1 - 10 МГц. Типичные примеры: 140УД6, 140УД8, 153УД6, LF411.

Быстродействующие усилители при средних точностных параметрах имеют высокие динамические характеристики (fт = 20 - 1000 МГц, r = 10 - 1000 В/мкс). Быстродействие ОУ ограничивает два обстоятельства. Во-первых, в состав входного дифференциального усилителя входят p-n-p-транзисторы, относительно низкочастотные из-за меньшей подвижности дырок по сравнению со свободными электронами. Во-вторых, скорость нарастания ограничена скоростью заряда корректирующего конденсатора Ск. Влияние первого фактора устраняют, используя во входном каскаде более быстродействующие р-канальные полевые транзисторы. Увеличить скорость заряда Ск можно либо увеличив ток дифференциального каскада, либо уменьшив емкость Ск. В первом случае увеличивается ток потребления ОУ, а во втором ухудшается устойчивость. Повысить устойчивость можно, вводя дополнительные фазоопережающие звенья в схему усилителя или вне его. Как следствие, быстродействующие ОУ склонны к неустойчивости. Типичные примеры: 140УД10, 574УД3, 154УД4, ОРА634.

Прецизионные усилители имеют высокий дифференциальный коэффициент усиления по напряжению, малое напряжение смещения нуля и малый входной ток обычно при низком или среднем быстродействии. Увеличение KU возможно путем усовершенствования каскадов усиления по напряжению или применением трехкаскадной схемы (например, 551УД1), что усложняет частотную коррекцию. Радикально уменьшить смещение нуля позволяет применение модуляции-демодуляции (МДМ), либо периодическая компенсация дрейфа (прерывание). Типичные примеры: 140УД26, МАХ400М, ОРА227 (без прерывания), ICL7652, 140УД24, МАХ430 (с прерыванием).

Микромощные усилители используются в приборах, получающих питание от гальванических или аккумуляторных батарей. Эти усилители потребляют очень малый ток от источников питания (например, ОУ МАХ406 потребляет ток не более 1,2 мкА). Все другие параметры (особенно быстродействие) у них обычно невысокие. Для того, чтобы дать возможность проектировщику найти компромисс между малым потреблением и низким быстродействием некоторые модели микромощных ОУ выполняют программируемыми. Программируемый ОУ имеет специальный вывод, который через внешний резистор соединяется с общей точкой или источником питания определенной полярности. Сопротивление резистора задает ток системы токовых зеркал усилителя, которые выполняют функции генераторов стабильного тока и динамической нагрузки каскадов усилителя. Уменьшение этого резистора приводит к увеличению быстродействия ОУ и увеличению потребляемого тока. Увеличение - к обратному результату. Типичные примеры: 140УД12, 1407УД2, ОР22. Обычная величина тока потребления для микромощных и программируемых ОУ - десятки микроампер. Микромощные ОУ, как правило, допускают питание от весьма низких напряжений. Например, ОУ типа МАХ480 допускает работу от источников с напряжением от +/-0,8 до +/-18 В при токе потребления 15 мкА.

Если источник сигнала - однополярный (например, фотодиод), целесообразно использовать операционный усилитель с однополярным питанием. Это позволит питать усилитель от одной батареи или даже элемента, например, от литиевого элемента напряжением 3 вольта. Основное требование, предъявляемое к ОУ с однополярным питанием, - диапазон входного синфазного сигнала должен простираться ниже отрицательного напряжения питания (обычно привязанного к потенциалу земли), а размах выходного напряжения должен быть ограничен снизу практически напряжением питания (потенциалом земли). Существуют усилители, диапазоны входных и выходных напряжений которых почти достигают и верхней и нижней границы питания (так называемые, rail-to-rail вход и выход), причем входные напряжения могут даже заходить за эти границы. Типичные примеры: МАХ495, потребляющий от однополярного источника ток 150 мкА, LMV321, потребляющий ток 145 мкА, от источника 1,8 В.

Многие фирмы выпускают многоканальные усилители. Это микросхемы, имеющие на одном кристалле два, три или четыре однотипных ОУ. Например, ИМС типа 140УД20 имеет в своем составе два ОУ 140УД7. Микросхемы МАХ406/407/409 и ОРА227/2227/4227 включают, соответственно, один, два и четыре однотипных усилителя.

Мощные и высоковольтные операционные усилители. Большинство типов ОУ рассчитаны на напряжение питания +/-15 В. Некоторые допускают питание от источников вплоть до +/-22 В. Этого недостаточно для управления, например, пьезоэлектрическими преобразователями, для некоторых физических и биологических исследований. Поэтому промышленность производит высоковольтные ОУ, допускающие более высокие питающее и выходное напряжения. К высоковольтным относят операционные усилители, имеющие разность положительного и отрицательного питающих напряжений свыше 50 вольт. Проблема повышения напряжений в интегральных полупроводниковых (монолитных) ОУ связана с трудностью создания интегральных высоковольтных транзисторов и прочной изоляции между элементами в кристалле. Поэтому большинство ОУ с напряжением питания свыше 100 В изготавливаются в виде гибридных ИМС. В то же время, фирма Apex Microtechnology (США) производит полупроводниковые интегральные ОУ РА90, PA92 и РА94, с номинальным напряжением питания +/-200 В, выходным напряжением +/-170 В и выходным током до 14 А.

Операционные усилители общего применения обычно допускают выходной ток до 5 мА. Для управления мощной нагрузкой применяются мощные ОУ. К мощным обычно относят усилители, допускающие выходной ток свыше 500 мА. Примером полупроводникового интегрального мощного ОУ может служить LM12 с выходным током до 10 А и рассеиваемой мощностью до 90 Вт. Фирма Apex Microtechnology выпускает сверхмощный гибридный ОУ РА30, допускающий выходной ток до 100 А и способный отдать в нагрузку мощность до 2000 Вт при жидкостном охлаждении. Дальнейшее увеличение выходной мощности усилителей возможно путем использования режима класса D (ключевой режим). Рекордными являются характеристики гибридного усилителя фирмы Apex SA08 с широтно-импульсной модуляцией на частоте 22 кГц: 10 кВт при напряжении до 500 В и токе до 20 А. При этом КПД усилителя достигает 98%.

В качестве операционных усилителей будем использоватьтри микросхемы К1407УД1. Микросхема К1407УД1 представляет собой широкополосный операционный усилитель выполненный на биполярных транзисторах с изоляцией элементов диэлектриком. Предназначена для применения в качестве чувствительного усилителя, рассчитана на работу с низкоомными генераторами сигналов от 100 Ом до 1 кОм, обеспечивает возможность регулировки тока управления от 250 мкА до 1 мА, имеет широкую полосу пропускания (6 МГц, типовое значение) при КУ,U = 80.

Корпус микросхемы К1407УД1 типа 2101.8-1. Масса микросхемы в корпусе не более 0,7 г.



Рис.4.4.7. Операционный усилитель К1407УД1

Назначение выводов:

коррекция 1 (баланс);

инвертирующий вход усилителя;

неинвертирующий вход усилителя;

питание (+Uп);

коррекция 2 (баланс);

выход усилителя;

питание (-Uп);

ток управления.

Электрические параметры

Номинальное напряжение питания ………………………………. ± 5 В

Ток потребления при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА:

при Т = + 25 0С, не более…………………………………………. 8мА

типовое значение ………………………………………………… 5 мА

при Т = - 45 и +70 0С, не более…………………………………. 10мА

типовое значение ……………………………….……………… 5,5 мА

Максимальное выходное напряжение при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, Rн = 20 кОм, Т = + 25 0С, не менее ……………………………...…… +3 … -2 В

Напряжение смещения при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, Т = + 25 0С, не более …. 10 мВ

типовое значение ………………………………………………… 1 мВ

Входной ток при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, Т = + 25 0С, не более 10 мкА

типовое значение ……………………………………………….… 2,5 мкА

Разность входных токов при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, Т = + 25 0С, не более ….…….. 2 мкА

типовое значение …………………………………………...… 0,5 мкА

Коэффициент усиления напряжения при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА:

при Т = + 25 0С, не менее ………………………………………….. 104

типовое значение ………………………………...………….. 5 * 104

при Т = - 45 и +70 0С, не менее ………………………….…… 8 * 103

типовое значение …………………………………………...….. 4 * 104

Коэффициент ослабления синфазных входных напряжений при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, Т = + 25 0С, не менее …………………..…………. 70 дБ

типовое значение …………………………………………….…….. 90 дБ

Скорость нарастания выходного напряжения при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, К = -100, Т = + 25 0С, не менее ………………………………… 10 В/мкс

типовое значение …………………………………………….… 25 В/мкс

Температурный дрейф напряжения смещения при Uп = ± 5 В, Iупр = 0,9 мА, Т = - 45 … + 70 0С, не более ……………………………….. 50 мкВ/ 0С

типовое значение ………………………………………..….. 5 мкВ/ 0С

Предельные эксплуатационные данные

Напряжение питания…………………………………..……± 3…± 12 В

Максимальное входное дифференциальное напряжение……… ± 2,5 В

Максимальное входное синфазное напряжение…………...|Uп - 1,5| В

Максимальный ток нагрузки……………………………………… 5 мА

Максимальная емкость нагрузки…………………………………… 25 пФ

Температура окружающей среды …………………… - 45 … + 70 0С

Будем использовать неинвентирующее включение операционного усилителя. Определим значения элементов схемы.

Коэффициент усиления должен быть равен 2.

Кус = Roc / R +1 = R8 / R7 +1

Возмем значения R8 и R7 равные 1 кОм.

Выбираем резисторы R6,R7, R8 типа МЛТ-0.125-1кОм±10%.

Согласно рекомендации по применению операционных усилителей выбираем тип конденсаторов С11, С12 КМ-6-Н90-0,1мкФ±10%, а С12 КМ-4-П33-30пФ±10%.

Рис.4.4.8. Электрическая схема операционного усилителя.

4.5 Выходной каскад

Эмиттерный повторитель применяется в телевизионной аппаратуре в оконечных каскадах видеоусилителей, работающих на коаксиальный кабель. Кроме того, эмиттерный повторитель применяется как входной каскад видеоусилителя, работающего от источника сигнала с большим внутренним сопротивлением. Каскад имеет малую входную динамическую емкость, высокое входное и низкое выходное сопротивления, хорошую форму частотной и фазовой характеристик.

На рис.1 изображена схема эмитерного повторителя.



Эмиттерный повторитель является оконечным каскадом устройства. К разъемам устройства подсоединяются два коаксиальных кабеля, нагруженных на 75 Ом. Таким образом, сопротивление каждой из двух ветвей эмиттерного повторителя 150 Ом. Эквивалентное сопротивление двух параллельных ветвей 75 Ом. Обозначим его Rн.

Выберем резисторы R1 и R2 типа МЛТ-0.125-75Ом±10%.

Определим значение сопротивления R1:

R1 = U1 / I1 = (Eп - Uн) / I1

I1 = Uн / Rн

R1 = (Eп - Uн) Rн / Uн

R1 = (5-1)*75 / 1 = 300,75 Ом

Выбираем резистор типа МЛТ-0.125-300Ом±10%

Определим основные параметры эмиттерного повторителя для значений сигнала соответствующих уровню белого и уровню черного.

Для уровня черного значение тока эмиттера будет равно:

Iэ = Uп / R1 = 5 / 300 = 16,6 мА

Тогда мощность, рассеиваемая на транзисторе равна:

Ртр = (Еп - Uэ) Iэ

Уровню черного соответствует значение напряжения равное 0В, поэтому:

Ртр = (5 - 0)* 0,0166 = 83,3 мВт.

Для уровня белого значение тока эмиттера будет равно:

Iэ = Uп / R1 = 5 / 300 = 16,6 мА

Тогда мощность, рассеиваемая на транзисторе равна:

Ртр = (Еп - Uэ) Iэ

Уровню белого соответствует значение напряжения на эмиттере равное -1В, поэтому:

Ртр = (5 - (-1))* 0,0166 = 99,6 мВт.

Определим требования предъявляемые к транзистору:

Мощность, рассеиваемая на транзисторе, максимальна, когда значение напряжения достигает уровня белого и равна 99,6 мВт. Возьмем запас по мощности 30%, тогда максимальная мощность рассеиваемая на транзисторе должна быть не меньше 130 мВт.

Значение полосы пропускания транзистора должно быть не менее удвоенного значения полосы пропускания яркостного сигнала, т.е.:

fmax > 12 МГц.

Этим требованиям удовлетворяет транзистор КТ315Б. Этот транзистор предназначен для работы в схемах усилителей высокой, промежуточной и низкой частоты. Выпускается в пластмассовом корпусе с гибкими выводами. Масса транзистора не более 0,18 г.

Электрические параметры

Граничное напряжение при Iэ = 5 мА не менее…………….……..…15 В

Напряжение насыщения коллектор-эмиттер

при Iк = 20 мА, Iб = 2 мА не более ………………………….……. 0,4 В

Насыщение база-эмиттер при Iк = 20 мА, Iб = 2 мА не более …… 1,1 В

Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером

при Uкэ = 10 В, Iк = 1 мА:……………….………..…………… 50-350

Постоянная времени цепи обратной связи на высокой частоте

при Uкб = 10 В, Iэ = 5 мА не более:…………………………… 500 нс

Модуль коэффициента передачи тока при Uкэ = 10 В, Iк = 1 мА, f = 100 МГц не менее:………………………………………………………………. 2,5

Емкость коллекторного перехода при Uкб = 10 В не более:……… 7 пФ

Входное сопротивление при Uкэ = 10 В, Iк = 1 мА не менее:.…. 40 Ом

Выходная проводимость при Uкэ = 10 В, Iк = 1 мА не более: 0,3 мкСм

Обратный ток коллектора при Uкб = 10 В не более:……..….. 1 мкА

Обратный ток коллектор-эмиттер при Rбэ = 10 кОм,Uкэ = Uкэmax не более:.. 1мкА

Обратный ток эмиттера при Uбэ = 5 В не более:……………….30 мкА

Предельные эксплуатационные параметры

Постоянное напряжение коллектор-эмиттер при Rбэ = 10 кОм:….. 20 В

Постоянное напряжение база-эмиттер:………………………………. 6 В

Постоянный ток коллектора:…………………………………... 100 мА

Постоянная рассеиваемая мощность крллектора при Т=213 - 298 К…150 мВт

Температура перехода…………………………………….……… 393 К

Температура окружающей среды …………….……… от 213 до 373 К

Постоянная рассеиваемая мощность коллектора, мВТ, при Т = 298-373 К определяется по формуле РКмакс =(393 - Т) / 0,67.

Допускается эксплуатация транзистора в режиме Рк = 250 мВт при Uкб = 12,5 В, Iк = 20 мА.

Пайка выводов допускается на расстоянии не менее 2 мм от корпуса транзистора.

4.6 Кодер системы PAL

Компонентный аналоговый сигнал Y,U,V должен попасть на вход кодера. В качестве кодера используем микросхему МС13077 - высококачественный видео кодер способный преобразовывать компонентные аналоговые сигналы RGB или YUV в сигнал стандарта PAL или NTSC. ИС состоит из матрицы яркости и цветоразности, модуляторов, осциллятора поднесущей частоты, и логики, которая позволяет кодировать компонентный сигнал в композитный в соответствии с телевизионными стандартами. Кодер потребляет менее 75мА, что делает его удобным в использовании в портативных устройствах.

Кодер выполнен в 20-ти выводном корпусе DIP или SOIC. Для его работы требуются дополнительно только пассивные компоненты. ИС работает автономно без управления по цифровой шине I2C. Изготовлена на основе процесса MOSAICE фирмы Моторола. Особенности:

* Напряжение питания 5В

* Композитный выход PAL/NTSC

* Использование внешней или внутренней поднесущей частоты

* Рабочая температура TA = 0° to +70°C

Микросхема располагается на отдельной плате и соединяется с устройством преобразования сигнала SDI в сигнал YUV с помощью коаксиальных переходников.



Рис. 4.6.1 Микросхема МС13077.

Назначение выводов: 1 - Vcc, напряжение источника питания, 2 - аналоговый выход (PAL, NTSC), 3 - выход сигнала яркости S-Video, 4 - выход сигнала цветности S-Video, 5 - корпус, 6 - вход сигнала яркости с линии задержки, 7 - композитный вход сигнала синхронизации (вход имеет порог 1,4 В), 8 - связь с резонансным генератором, 9 - вход для сигналов управления, 10 - выход сигнала яркости на линию задержки (для сравнения с сигналом цветности), 11 - земля, 12,13,14 - в нашем случае вход сигнала Y, 15 - вход сигнала U, 16 - вход сигнала V, 17 - выход сигнала яркости, 18 - импульс сигнала цветовой синхронизации, 19 - (мультипроцессорная) система с перекрестной коммутацией (процессоров), 20 - вход сигнала цветности после обработки.

4.7 Принципиальная электрическая схема

4.8 Спецификация

Поз. обозначение	Наименование	Количество
R1 - R5	МЛТ-0.125-510Ом±10%	5
R6 - R8, R12 - R19, R23 - R30	МЛТ-0.125-1кОм±10%	19
R10, R11, R21, R22, R32, R33	МЛТ-0.125-75Ом±10%	6
R9, R20, R31	МЛТ-0.125-300Ом±10%	3
С1, C13, C25	КМ-4-П33-47пФ±10%	3
C2, C6, C14, C18, C26, C30	КМ-4-П33-56пФ±10%	6
C3, C7, C15, C19, C27, C31	КМ-4-П33-16пФ±10%	6
C10, C22, C34	КМ-4-П33-30пФ±10%	3
C16, C17, C20 - C24, C28, C29, C32, C33, C35, C36, C39, C40	КМ-6-Н90-0,1мкФ±10%	21
C37, C38	К50-16-470мкФ10В	2
DA1- DA9	К1407УД1	9
VT1 - VT3	КТ315Б	3

5. Разработка топологии печатной платы

При формировании рисунка печатной платы каскада фильтра нижних частот и операционного усилителя должна быть сначала просчитана монтажная схема. На монтажной схеме должны быть отображены места размещения элементов крепления печатной платы к корпусу (напрямую или через вспомогательные приспособления), разъемы сочленения ее с другими печатными платами устройства (блока) или завязки с внешней аппаратурой. Рассмотрим изготовление печатной платы каскада фильтра нижних частот и операционного усилителя.

Печатная плата изготавливаются из стеклотекстолита марки СФ-2Н-50-2, а печатный рисунок выполняется комбинированным способом.

Плата каскада закрывается защитным экраном. Он выполнен из мягкой листовой жести и заземлен на корпус, для предотвращения наводок на его элементы.

Диаметр отверстий в печатной плате должен быть больше диаметра вставляемого в него вывода соответствующего элемента. Это обеспечивает возможность свободной установки элемента на плате.

При диаметре вывода до 0.8 мм диаметр не металлизированного отверстия делают на 0.2 мм больше диаметра вывода; при диаметре вывода более 0.8 мм - на 0.3 мм больше.

В качестве материала для изготовления печатной платы взят фольгированый стеклотекстолит.

При размещении элементов радиоэлектроники на печатной плате необходимо учитывать следующие тонкости:

- полупроводниковые приборы и микросхемы не следует располагать близко к элементам, выделяющим большое количество тепла;

- должна быть предусмотрена возможность конвекции воздуха в зоне расположения элементов, выделяющих большое количество тепла;

- должна быть предусмотрена возможность легкого доступа к элементам.

Стеклотекстолит должен обладать следующими характеристиками:

- объемное удельное сопротивление, порядка - 5…10 (Омсм);

- тангенс угла диэлектрических потерь, не более - 0.03;

Чтобы обеспечить надежное соединение металлизированного отверстия с печатным проводником, вокруг отверстия делают контактную площадку. Диаметр контактной площадки равен: DK = D + 2B + С , где D - диаметр отверстия; 2В - необходимая минимальная радиальная толщина контактной площадки; С - коэффициент, учитывающий влияние разброса межцентрального расстояния;

Обычно, В = 0.15D; С = (0.4…0.5)D.

Чертеж общего вида печатной платы с соединением проводников печатным способом приведен рис.5.1. Черным цветом обозначена разводка проводников лицевой стороны, а цветными линиями - разводка обратной стороны печатной платы. Притом красным цветом обозначено питание +5 В, синим цветом -5В.



Рис.5.1. Топология печатной платы.

6. Технико-экономическое обоснование проекта

6.1 Организационные факторы экономической эффективности применения ЦАП на ПТС в городе Москве

За последние несколько лет в Москве происходит интенсивное внедрение цифровых технологий в производство телевизионных передач. Многие крупнейшие телевизионные центры переходят на цифровое телепроизводство. Однако невозможно полностью отказаться от аналоговой техники.

Данный декодер позволяет совместное использование аналоговой и цифровой телевизионной техники. Это устройство служит не только усилителем-распределителем цифрового сигнала, но и преобразует его в аналоговый сигнал. Аналоговый сигнал можно использовать для контроля, т.е. для визуального контроля на мониторе и измерений на осциллографе.

Таким образом, при перестроении передвижных телевизионных станций с аналоговых стандартов на цифровые, экономически выгоднее приобрести декодеры, нежели приобретать цифровые мониторы и цифровую измерительную аппаратуру. Это обосновано и с технической точки зрения, т.к. несмотря на то, что многие телецентры переходят на цифровые стандарты производства, эфирное вещание остается аналоговым, а следовательно, более правильно контролировать и измерять аналоговый сигнал.

6.2 Расчет капитальных и эксплуатационных затрат связанных с внедрением и разработкой ЦАП

Конкурентоспособность отрасли, ее экономические показатели, финансовое положение во многом определяются состоянием материально-технической базы, уровнем соответствия средств связи требованиям научно-технического прогресса (НТП).

Капитальные вложения - это совокупность затрат на строительство новых, расширение, реконструкцию и техническое перевооружение действующих систем связи. Они включают стоимость строительно-монтажных работ, нового оборудования, кабельной продукции, затраты на их транспортировку, хранение и др.

Объем капитальных вложений определяется на:

основе сметной стоимости;

удельных капитальных вложений и мощности строящегося объекта или систем связи;

стоимости типового проекта.

Объем капитальных вложений на основе их удельных показателей рассчитывается:

К = Куд * М,

где Куд - удельные капитальные вложения (в расчете на единицу производственной мощности).

М - производственная мощность оборудования или строящегося объекта в соответствующих единицах измерения.

Себестоимость в общем виде характеризует объем производственных издержек (эксплуатационных расходов), необходимых для производства всего объема услуг (обслуживания технических устройств).

В данном дипломе разрабатывались блоки фильтров нижних частот, операционных усилителей, эмиттерных повторителей.

Полную себестоимость изделия определим по формуле (1):

С = ( П + М + 3(1+))(1 + ) )

Где П - стоимость покупных изделий и полуфабрикатов;

М - стоимость основных материалов;

3 - заработная плата основных рабочих;

- коэффициент, учитывающий ценовые и общезаводские расходы производственных затрат, т.е. накладные расходы;

- коэффициент, учитывающий внепроизводственные расходы.

Для определения стоимости покупных изделий П разработанных блоков составим таблицу 1.

Таблица 1.

Обозначение	Наименование	Общее число, шт.	Цена за 1 шт., руб.	Всего, руб.
Конденсаторы
С1, С1', C1''	КМ-4-П33-47ПФ	3	3,50	10,50
C2, C2', C2”, С6, С6', C6'',	КМ-4-П33-56ПФ	6	3,50	21
C3, C3', C3'', C7, C7', C7''	КМ-4-П33-16ПФ	6	3,50	21
C4, C4', C4'', C5, C5', C5'', C8, C8', C8'', C9, C9', C9'', C12, C12', C12'', C13, C13',C13''	КМ-6-Н90-0,1МКФ	18	4	72
С10, C10', C10”	КД-2-МПО-15Ф	3	4,50	13,50
C11, C11', C11''	КД-2-МПО-4.7Ф	3	4,50	13,50
Резисторы
R1, R2, R3, R4, R5	МЛТ-0.125-510ОМ	5	0,50	2,50
R1', R1'', R2', R2'',

Страница:

•  1 
•  2 
•  3 

дипломная работа "Основные принципы цифрового телевидения" скачать

Подобные документы

• Разработка устройства, выполняющего функцию усилителя-распределителя цифрового сигнала и цифро-аналогового преобразователя

  Параметры цифрового потока формата 4:2:2. Разработка принципиальной электрической схемы. Цифро-аналоговый преобразователь, фильтр нижних частот, усилитель аналогового сигнала, выходной каскад, кодер системы PAL. Разработка топологии печатной платы.
  
  дипломная работа [615,9 K], добавлен 19.10.2015
  

• Программируемый генератор сигналов

  Микропроцессорное вычислительное устройство для обработки информации и управления в составе радиотехнической системы. Формирование программы генерации "пилы". Преобразование цифрового сигнала в аналоговый с помощью цифро-аналогового преобразователя.
  
  курсовая работа [31,0 K], добавлен 23.02.2013
  

• Синтез цифрового рекурсивного фильтра Баттерворта верхних частот третьего порядка по аналоговому прототипу

  Расчет цифрового и аналогового фильтра-прототипа. Структурные схемы и реализационные характеристики фильтра. Синтез цифрового фильтра в системе программирования MATLAB. Частотные и импульсные характеристики цифрового фильтра, карта его нулей и полюсов.
  
  курсовая работа [564,8 K], добавлен 24.10.2012
  

• Аналоговый цифровой преобразователь с промежуточным буфером при высокой скорости поступления данных

  Проектирование системы аналого-цифрового преобразования быстроизменяющегося аналогового сигнала в параллельный восьмиразрядный код, разработка ее структурной и принципиальной схемы. Основные элементы системы и порядок их взаимодействия, принцип работы.
  
  курсовая работа [88,1 K], добавлен 14.07.2009
  

• Преобразование "Аналог - Цифра". Как это работает?

  Изучение принципа работы аналого-цифровых преобразователей (АЦП и ADC) . Классическая схема аналого-цифрового преобразования: аналоговый сигнал, компараторы, выходной код, шифратор. Характеристика отсчётов аналогового сигнала и частей опорного напряжения.
  
  статья [344,1 K], добавлен 22.09.2010
  

• Синтез цифрового рекурсивного фильтра Чебышева нижних частот третьего порядка по аналоговому прототипу

  Аналитическое выражение передаточной функции аналогового фильтра. Построение структурной схемы реализации цифрового фильтра прямым и каноническим способами. Определение реализационных характеристик фильтра. Проверка коэффициентов передаточной функции.
  
  курсовая работа [604,4 K], добавлен 24.10.2012
  

• Реализация цифрового фильтра нижних частот

  Разработка общего алгоритма функционирования цифрового фильтра нижних частот. Разработка и отладка программы на языке команд микропроцессора, составление и описание электрической принципиальной схемы устройства. Быстродействие и устойчивость фильтра.
  
  курсовая работа [860,6 K], добавлен 28.11.2010
  

• Разработка цифрового полосового фильтра методом билинейного преобразования

  Разработка математической модели цифрового фильтра нижних частот. Структурная и электрическая принципиальная схемы системы с обоснованием выбора элементов. Время выполнения программы работы цифрового фильтра. Оценка инструментальной погрешности системы.
  
  курсовая работа [3,3 M], добавлен 13.06.2016
  

• Разработка цифрового вольтметра

  Структурная схема вольтметра. Расчет основных параметров. Схемотехника узлов цифрового вольтметра. Генератор тактовых импульсов. Схема устройства формирования импульсов. Цифро-аналоговый преобразователь, устройство сравнения. Схема счета и индикации.
  
  курсовая работа [2,3 M], добавлен 18.06.2012
  

• Цифровой фильтр нижних частот

  Функционирование рекурсивного цифрового фильтра нижних частот. Определение его быстродействия, импульсной и переходной характеристик. Составление и описание структурной и принципиальной схемы устройства. Разработка и отладка программы на языке ассемблера.
  
  курсовая работа [323,8 K], добавлен 05.03.2011
  

Другие документы, подобные "Основные принципы цифрового телевидения"

• главная
• рубрики
• по алфавиту
• вернуться в начало страницы
• вернуться к началу текста
• вернуться к подобным работам